專利名稱：用于cdma接收機的導頻強度測量與多徑延遲搜索器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及使用擴頻調制的蜂窩通信系統中電信數據的傳輸，并且更具體地涉及用于為蜂窩通信系統中的碼分多址信道測量導頻信號強度和搜索多徑延遲的方法與設備。
現有技術說明擴頻通信技術自二次世界大戰(zhàn)以來開始在軍隊通信中使用，主要用于兩個目的克服某一頻率上的人為強干擾的影響和阻止未授權接入信號。通過“擴展”信號頻譜以使之實際上與背景噪聲難以區(qū)分開來(因此稱為擴頻調制)就能實現這些目的。
碼分多址或CDMA是一種數字蜂窩擴頻多址方法。在公知的CDMA系統中，多個基站一般位于一個服務區(qū)內。每個基站使用一個或多個CDMA信道與位于同一服務區(qū)內的一個或多個移動站通信?；?移動站傳輸方向稱為正向鏈路或下行鏈路，而移動站-基站方向稱為反向或上行鏈路。
在CDMA系統中，要發(fā)送的信息數據流利用具有高得多的數據速率的稱為“簽名序列(signature sequence)”的數據序列進行調制。此簽名序列的每個元素一般表示一個二進制邏輯符號(“0”或“1”)。此簽名序列通常包括N個比特，其中這N個比特之中的每個比特被表示為“碼片”。生成這樣的一個簽名序列的一種方式是通過使用偽隨機信號的周期二進制序列來調制周期TC(也稱為“碼片時長”)的周期性脈沖流。此偽隨機信號的序列也稱為偽噪聲(PN)序列，之所以這樣稱呼是因為它看來是隨機的但能利用授權的接收機進行復制。
此信息數據流與高比特率簽名序列通過首先將二進制邏輯信號(“0”或“1”)變換為實值(“+1”或“-1”)然后將這兩個比特流相乘來進行組合。較低比特率信息數據流與較高比特率簽名序列的組合產生出類似噪聲的寬帶信號。這種技術稱為對信息數據流的“編碼”或“擴展”并且是本領域公知的。
在傳統的蜂窩通信系統中，由于頻譜復用而引起的信道之間的同信道干擾是實現高系統容量的一個主要限制因數。CDMA技術的一個最顯著的特性是普遍的頻率復用，這意味著CDMA系統內的所有用戶占用一個通用頻譜分配，這通過給不同的信道分配不同的代碼來實現。在下行鏈路上，每個基站發(fā)送一個唯一的未調制的擴展碼，(被表示為導頻碼、導頻信道或“導頻”)。此導頻一般由碼片序列組成，每個碼片具有碼片時長TC。每個導頻是通用復序列的一個不同的移位。因此，在正向鏈路上，每個基站發(fā)送一個唯一的未調制的導頻信道并且可以另外發(fā)送同步信道、尋呼信道和業(yè)務信道。術語“CDMA信道組”所指的是由基站發(fā)送的一組信道。
CDMA系統中的每個移動站搜索導頻碼以檢測基站信號的存在和測量其強度。對于本發(fā)明的公開說明，包含分配給此移動站的一個或多個業(yè)務信道的正向CDMA信道組稱為“有效信道”，并且這樣的有效信道的導頻信號稱為“有效導頻”。相反地，未包含分配給此移動站的業(yè)務信道的CDMA信道組稱為“無效信道”，并且這樣的無效信道的導頻信號稱為“無效導頻”。由于在無效信道上沒有業(yè)務信息從基站發(fā)送給此移動站，所以無需解調這些信道。因而，此移動站只須能解調有效CDMA信道組。
特別在地面環(huán)境中對所有公知無線多址接入系統共同的一個公知降級源被稱為“多徑衰落”。在多徑環(huán)境中，發(fā)送的信號一般由于此信號在到達接收機之前在一個或多個物體上反射的結果而沿著不同的傳播路徑從發(fā)射機傳送至接收機。由于此發(fā)送信號的各條傳播路徑具有不等的長度，所以此發(fā)送信號的幾個拷貝將具有不同的時間延遲而到達此接收機。在多徑衰落信道中，此發(fā)送信號的不同傳播路徑之間的相位干擾可以引起嚴重的衰落并導致信號丟失或抵銷。
CDMA系統中的移動站一般具有用于解調有效信道和補償多徑延遲的接收機，如上所述。此接收機一般表示為RAKE接收機，這是因為它把所有的多徑貢獻“搜集(rake)”到一起。一個RAKE接收機由許多處理單元或RAKE分支(finger)組成。在解調多徑衰落信道時，此RAKE接收機的每個分支必須與此信道的不同傳播路徑之一同步。包括L個分支的RAKE接收機能至多檢測此發(fā)送信號的L個拷貝，這些拷貝受到時間延遲校正并被相干地進行相加、(同相與換算)。所得到的信號將因此包括此發(fā)送信號的所有時間延遲的拷貝的集合。
如前所述，由于多徑傳播，此發(fā)送信號將在不同的時間到達此移動站并因此在此接收機上得到此發(fā)送信號的多個時間延遲的拷貝。必須確定此發(fā)送信號的接收拷貝的相對時間延遲，以使這些信號的各條傳播路徑與RAKE接收機的相應分支同步。不幸地，這些時間延遲的數量與大小可以隨此移動站的移動(即，對于運動中的用戶而言相對此發(fā)射基站的可變距離與速度)而變化。此移動站的移動也可以引起新的信道路徑出現和舊的信道路徑消失。因此，此移動站必須連續(xù)監(jiān)視沿有效信道的所有傳播路徑接收的信號以便去搜索新的更強的信道路徑。為了有效地執(zhí)行此監(jiān)視作用，必須以快速而準確的方式基本上連續(xù)地測量或估算這些多徑時間延遲。
在符合TIA/EIA/IS-95“用于雙模式寬帶擴頻蜂窩系統的移動站-基站兼容性標準”標準、ANSI J-STD-008“用于1.8-2.0GHz碼分多址(CDMA)個人通信系統的個人站-基站兼容性要求”標準或其他類似標準的蜂窩系統中，移動站必須能在第二基站提供更強的信號給此移動站時將連接從第一基站轉換到第二基站，即一個稱為“切換”的程序。如這些標準文件中所述的，可以通過“硬”切換或“軟”切換來完成此切換。
在硬或傳統的切換中，至不同基站的連接使用不同的頻率，這表示在建立至新基站的連接之前斷開至舊基站的連接。然而，由于CDMA系統中通用的頻率復用，有可能在離開舊基站之前建立至新基站的連接，即一個稱為軟切換的程序。根據上述標準，此移動站必須連續(xù)測量所有接收導頻的信號強度以確定是否要求切換(硬切換或軟切換)。
剛才描述的兩種功能(即，使用時間延遲估算來搜索有效信道更強的路徑和連續(xù)地測量接收信道的導頻信號強度)一般利用此移動站中通常被表示為“搜索器”的電路來執(zhí)行。此搜索器為每個接收的導頻信號指定一個也被稱為搜索窗的相關窗。此搜索窗由預定數量的連續(xù)碼片組成，在這些碼片之中發(fā)現相應信道的可用多徑分量的概率是高的。為了給一個特定導頻指定此搜索窗，這個特定導頻的本地生成的拷貝(本地導頻)被用于與接收的導頻進行相關。此搜索窗以此導頻中最早到達的可用多徑分量(相關峰值)為中心，所述分量出現在接收的導頻與本地生成的導頻匹配之時。此搜索窗還在此中心的任何一側上采用W碼片的一個搜索范圍，其中W是上述的標準TIA/EIA/IS-95或ANSI J-STD-008中規(guī)定的預定數字。
用于執(zhí)行上述的相關的常規(guī)技術使用“積分與轉儲”相關器，此相關器對給定時間周期期間內的接收信號進行積分并隨后復位它自己。檢測每個搜索窗的相關峰值，并且這些結果用于計算相應導頻的導頻強度。也根據這些相關結果來計算要進行解調的有效信道的估算的多徑延遲。這些估算的多徑延遲用于如前所述地使RAKE接收機的每個分支與有效信道的傳播路徑之一同步。
現有技術的搜索器一般對于每個搜索窗中每個單獨的多徑延遲采用積分與轉儲相關。這樣的方法計算量很大，這使搜索處理相對較慢。結果，浪費了能用于提高搜索結果的準確度的寶貴的時間。
因此，在本領域中需要一種改進的方法與設備來在連續(xù)測量所有接收的CDMA信道的導頻信號強度的同時搜索對有效的CDMA信道更強的路徑。本發(fā)明使用新技術來生成與處理此系統中用于每個導頻的搜索窗，從而得到更快與更準確的測量。
發(fā)明概要本發(fā)明利用一種用于在擴頻通信系統中評估移動站上接收的CDMA信道的信號強度的方法與設備來克服上述與其他的問題。此移動站上的接收機接收所評估的信道的導頻信號，此導頻信號在第一抽樣裝置中被變換為具有第一抽樣率的第一樣值流，此第一樣值流接下來在第二抽樣裝置中變換為具有不同于第一抽樣率的第二抽樣率的第二樣值流。根據第一與第二樣值流來測量此信道的信號強度。
測量此信道的信號強度的處理包括利用可變相關器通過將此導頻信號的本地部分與此導頻信號的第二部分相乘來為第一樣值流生成一個搜索窗，以獲得一個相關值的序列，并使此搜索窗以這些相關值之中最早檢測到的相關峰值為中心。使用此搜索窗測量第二樣值流的信號強度。所生成的搜索窗甚至可以使用此導頻信號先前生成的搜索窗來進行平均，并且可以使用此導頻信號先前生成的樣值利用一個平滑因數來改善此搜索窗生成的樣值。
附圖簡述為了更全面理解本發(fā)明，參見下面結合附圖的具體描述，其中

圖1表示常規(guī)的CDMA接收機；圖2表示圖1所示的CDMA接收機中用于處理復基帶信號的基帶處理器；圖3表示根據本發(fā)明的用于處理有效導頻信道的基帶處理器；圖4表示根據本發(fā)明的用于處理無效導頻信道的基帶處理器；圖5表示根據本發(fā)明的用于測量導頻信號強度的具有復平方律包絡輸出的可變相關器；圖6是表示根據本發(fā)明的搜索器的功能的流程圖；和圖7表示用于相應的多個導頻信號的多個搜索窗的組合的一個示例。
附圖詳述現在參見附圖，并且更特別地參見圖1，在圖1中表示常規(guī)CDMA接收機100的簡化方框圖。導頻信號108利用天線102接收并在RF部分104中變換為由“實”或同相分量和“虛”或正交相位分量組成的復基帶信號110。根據IS-95標準，CDMA系統中的所有導頻信號必須具有近似遵循被定義為Sinc(y)=(sin y)/y的Sinc函數的碼片波形。特別地，此碼片波形近似為Sinc(πt/TC)。結果，此復基帶信號110的碼片波形也將近似遵循Sinc函數。將此復基帶信號110饋送給基帶處理器106，以便如下所述進行進一步處理。
圖2表示圖1的基帶處理器106的內部結構。接收的信號110利用解調單元250進行編碼，從而產生軟比特值260與導頻強度測量261。軟值260還在解碼器270中進行處理，此解碼器執(zhí)行正向糾錯解碼與檢錯以產生已處理的比特280?？蛇x擇地，解調單元250可以只產生硬比特而不產生軟比特260和導頻強度測量值261。
本發(fā)明涉及圖2中的解調單元250。根據本發(fā)明的解調單元250表示在圖3中。復基帶信號110饋送到抽樣器302中，此抽樣器以特定速率對基帶信號110進行抽樣并生成樣值流312。例如，能以每碼片8次對此基帶信號110進行抽樣。將此樣值流312提供給RAKE接收機304以便進行數據檢測，也將此樣值流提供給延遲跟蹤器310和下抽樣器306。下抽樣器306提供分樣的樣值給搜索器308。此搜索器308對接收的信號執(zhí)行信號強度測量，此搜索器308也提供測量值給分支位置控制器340，正如延遲跟蹤器310所做的一樣。分支位置控制器340估算要進行解調的有效信道的多徑延遲。多徑延遲估算值316被分支位置控制器340饋送給延遲跟蹤器310和RAKE接收機304。此RAKE接收機304使用已調整的延遲估算值316來最佳地分配樣值流312的樣值給每個相應的分支。
圖3的延遲跟蹤器310也監(jiān)視延遲估算值316以便調整相對發(fā)射機的距離與速度的變化，即一般稱為“跟蹤“的處理。在將延遲測量值321饋送給分支位置控制器340之后，延遲跟蹤器310繼續(xù)跟蹤這些延遲值。利用延遲跟蹤器310改善與跟蹤延遲估算值的一種方法被描述在1995年12月IEEE Trans.on Comm.第43卷第12期上的W.Sheen與G.Stuber的題為“A new tracking loop for direct sequence spreadspectrum systems on frequency selective fading channels(一種用于直序擴頻系統的對選頻衰落信道的新型跟蹤環(huán))”的文章中，此文章引入在此作為參考。
根據本發(fā)明的一個方面，不是每碼片一次而是每碼片兩次使用圖3的下抽樣器306對圖1的復基帶信號110進行抽樣。此下抽樣器306以低于抽樣器302的抽樣率的速率對樣值信號312進行抽樣，從而得到要饋送給搜索器308的已分樣的樣值信號318。此處理一般稱為“下抽樣”。如本領域技術人員將易于認識到的，下抽樣此抽樣信號312可以有益地減少搜索器308的硬件復雜性。
然而，在測量抽樣的導頻信號的信號強度時，如果一個樣值位于碼片波形的峰值上(即，位于Sinc函數的峰值上)是有益的。為了說明，抽樣信號312具有每碼片8個樣值的抽樣率，并且分樣的樣值信號318具有每碼片2個樣值的抽樣率。利用每碼片8個樣值的抽樣率，可以按照高概率假定這8個樣值之一將會位于或靠近碼片波形的峰值。然而，在從每碼片8個樣值下降到每碼片2個樣值來對此信號進行下抽樣時，如上所述，這兩個樣值之一位于碼片波形的峰值上的概率將顯著降低。因此，應以這樣一種方式來選擇分樣的樣值信號318的每碼片兩個樣值，以使這兩個樣值之一將有可能位于相應導頻的碼片波形的峰值上，這種類型的下抽樣稱為”最佳下抽樣”。另外，將進行下抽樣的第一樣值的位置稱為下抽樣相位。
根據本發(fā)明的一個方面，現在將結合有效導頻與無效導頻描述用于選擇下抽樣相位的一種方法。應明白常規(guī)組成部分與電路的結構、控制與安排大部分已利用可容易理解的方框表示與示意圖表示在附圖中，這些附圖只表示與本發(fā)明有關的那些特定細節(jié)。采用這些方框表示與示意圖的目的是，不會使那些對于本文描述的相關技術領域中的技術人員顯而易見的結構細節(jié)妨礙本發(fā)明的公開。
返回參見圖3，將復基帶信號110饋送給抽樣器302，此抽樣器以特定速率對此基帶信號110進行抽樣。為了說明，假定以每碼片8個樣值的速率對此基帶信號110進行抽樣。將樣值流312提供給根據本發(fā)明的RAKE接收機304、延遲跟蹤器310和下抽樣器306。饋送給下抽樣器306的每碼片8樣值組中的每個樣值被表示為Sij，其中i是碼片數量，而j是具有1-8值的一個碼片內的樣值數量。下抽樣器306以下面的順序接收樣值信號312中的樣值……,Sli,Si2,Si3……Si8,Si+11,Si+12,……Si+18,Si+12,……現在，假定在樣值信號312的碼片i的波形的峰值上取樣值Si1。當以每碼片8樣值將樣值信號312下抽樣為每碼片兩個樣值的已分樣的樣值信號318時，此已分樣的樣值信號318將包括此樣值信號312的每個第四樣值。因此，在如上所述地下抽樣此樣值信號312之后，此已分樣的樣值信號318對于每個碼片將由兩個樣值Sij與Sij+4構成，其中j表示下抽樣相位或位置。
根據本發(fā)明的一個方面，復基帶信號110與有效的CDMA信道相關。除了使用相關技術測量接收信號的導頻強度之外，搜索器308將根據相關結果計算此已分樣的樣值信號318的估算的多徑延遲。此搜索器308給分支位置控制器340提供用于此已分樣的樣值信號318的多徑延遲估算值314。此分支位置控制器340將至多保持數量為L的延遲估算值316，其中數量L是RAKE接收機304中的分支數量。為了說明，假定延遲跟蹤器310跟蹤L個有效信道。由于下抽樣器306每碼片兩次下抽樣此樣值信號312，所以延遲估算值314的準確度限制在碼片時長的一半或TC/2內。延遲跟蹤器310使用在1995年12月IEEETrans.on Comm.第43卷第12期上W.Sheen與G.Stuber的題為“A newtracking loop for direct sequence spread spectrum systems onfrequency selective fading channels(一種用于直序擴頻系統的對選頻衰落信道的新型跟蹤環(huán))”的文章中所述的公知算術方法提高延遲估算值316的準確度，并將新的更準確的延遲估算值321饋送給分支位置控制器390。根據本發(fā)明的一個方面，分支位置控制器340也給下抽樣控制器360提供由此延遲跟蹤器310跟蹤的最強信道路徑的下抽樣相位。根據本發(fā)明的另一方面，分支位置控制器340給下抽樣控制器360提供由延遲跟蹤器310跟蹤的第一信道路徑的下抽樣相位。因此，根據本發(fā)明，搜索器308將會給分支位置控制器340提供準確增加的有效信道的信道延遲的估算值。
根據本發(fā)明的另一方面，如圖4所示，復基帶信號110與無效CDMA信道相關。由于在無效信道上不發(fā)送業(yè)務信息，所以不需要解調基帶信號110。結果，搜索器308對無效信道不執(zhí)行多徑延遲估算。如圖4所示，與無效CDMA信道相關的復基帶信號110如前所述利用抽樣器302進行抽樣并利用下抽樣器306進行下抽樣。由于用于搜索圖3所示的有效導頻的最佳下抽樣相位的方法牽涉延遲跟蹤器310，所以此方法不可應用于無效導頻。因此，對于無效CDMA信道的導頻而言，最佳下抽樣相位是不知道的。如果搜索器308使用無效導頻的一個任意抽樣位置，則在測量此無效導頻的信號強度時可能導致一個未知的差錯。
為了根據本發(fā)明的一個方面減少差錯，在測量無效信道時順序地在許多連續(xù)樣值上改變下抽樣相位。在起初接收到無效信道的一個特定導頻時，下抽樣器306可以在樣值Sij與Sij+4上對接收的樣值流312進行下抽樣，其中i是碼片數量，而j是一個任意的樣值號，如前所述。為了說明，可以順序地在四個連續(xù)樣值范圍改變下抽樣相位。在同一導頻的后續(xù)搜索窗上，下抽樣相位順序改變?yōu)閖+1、j+2、j+3、j+1、j+2等。
在使用后續(xù)搜索窗的不同的下抽樣相位時，測量一個特定導頻的信號強度，所得到的差錯是由于所有可能的下抽樣相位而引起的所有差錯的平均值。隨著下抽樣從每碼片8個樣值降至2個樣值，具有四個可能的下抽樣相位。對于Sinc碼片波形，使用公知的算術方法能利用下式計算平均差錯 這得到-0.34dB。因此，利用根據本發(fā)明的順序下抽樣，平均差錯變成一個已知因數，并且在這種情況中為0.34dB的偏移值能被附加到所得到的無效導頻的信號強度上，這避免由于無效信道的非最佳下抽樣引起的未知差錯的問題。如下面將更全面討論的，在圖4的偏移差錯補償方框402中將此偏移值附加到此導頻信號強度上。
一旦選擇最佳下抽樣相位，必須為每個特定導頻指定一個搜索窗，這通過在本地生成用于與接收的導頻相關的特定導頻的拷貝來實現。根據本發(fā)明的一個方面，可變相關器被用于執(zhí)行相關。圖5表示位于圖3的方框308中的常規(guī)復可變相關器500的方框圖。此可變相關器500具有用于使已分樣的樣值信號318的實與虛分量相關的相關單元502a、502b、502c與502d和兩個加法器510。相應的平方設備504a與504b對相關單元502a與502d和相關單元502b與502c的各自相加的輸出進行平方。
每個相關單元502a、502b、502c與502d包括延遲抽頭506、相乘抽頭508和加法器512。已分樣的樣值信號318被提供給延遲抽頭506。串聯的延遲抽頭506有效地作為先入先出(FIFO)寄存器或隊列起作用。由于每碼片具有兩個樣值，所以這些樣值以兩倍的碼片速率從一個延遲抽頭移動到下一個延遲抽頭。把出現在延遲抽頭506中的樣值提供給相乘抽頭508，在抽頭508中這些樣值與對應于此導頻碼的特定部分的樣值的抽頭系數相乘。此導頻碼的每個特定部分被表示為一個本地部分。例如，圖5所示的相乘抽頭508的數量為128，表示為Ci-Ci+127，這一起構成一個本地部分。為了減少復雜性，優(yōu)選使用在待審查的美國申請系列號08/----的“Flexible SlidingCorrelator for Direct Sequence Spread Spectrum Systems(用于直序擴頻系統的，靈活的可變相關器)”(代理人卷號27575-087)中所述的靈活的可變相關器。
根據本發(fā)明的一個方面，搜索器308包括能順序裝載此接收導頻碼的任意本地部分的可變相關器。此可變相關器的用途是執(zhí)行對此系統中任何導頻的相關。不對應于此系統中任何導頻的一部分隨機選擇的碼片也能裝載在此可變相關器中以便測量總的接收頻譜密度I0，如果需要的話。圖6是更具體描述搜索器308的功能的流程圖600。
為了說明，可以假定CDMA系統中的每個移動站具有要測量的導頻的一個列表。也假定要測量的導頻是對于特定移動站要進行測量的所有導頻的該表上的導頻號n，并且搜索窗大小是W碼片。如圖6所示，在步驟602導頻號n的本地部分被生成并被存儲在存儲器中。在步驟604，將此導頻的本地部分饋送到可變相關器的相乘抽頭中。優(yōu)選地，至少在要對導頻號n進行相關之前的WTC/2秒將此本地部分裝載到此可變相關器中。
為了為特定導頻生成一個搜索窗，在步驟606將接收的信號裝載到此可變相關器的延遲抽頭中?？梢砸恢惫潭ǖ匮b載樣值或可以接通與關斷裝載以便節(jié)省功率。在此可變相關器的輸出端上，在步驟608收集到2*W+1個輸出樣值并將這些樣值存儲在存儲器中。這些輸出樣值被表示為Un(m)，其中n是上述的導頻號，而m對應于此搜索窗中距離峰值相關的一個特定延遲值并具有一個處在范圍-W-W中的值。如對于本領域技術人員將是顯而易見的，Un(m)因而是由于具有距離峰值相關m個樣值的延遲(m/2碼片)的導頻號n引起的可變相關器輸出。M=0的延遲將表示接收的樣值匹配此可變相關器中的本地部分。
根據相關結果，在步驟610中生成用于此特定導頻的搜索窗并將其存儲在存儲器中。在使用第一導頻的本地部分來與第一導頻進行相關之后，將第二導頻的本地部分裝載到此可變相關器中以便與第二導頻相關。這些本地部分可以利用包括隨機選擇的碼片序列的隨機部分來替代，將這些部分裝載到此相關器中以生成總的接收頻譜密度I0測量值的窗。如下所述處理每個導頻的搜索窗和I0測量的窗。
對應于單個導頻的搜索窗的輸出樣值在步驟612利用同一導頻的先前的搜索窗來進行平均。此處理返回到圖6的步驟602，在步驟602將對應于下一導頻的新的本地部分裝載到此相關器中。生成和平均同一導頻的搜索窗的過程可以執(zhí)行任意的次數。為了說明，對于此示例，特定導頻的處理執(zhí)行V次，V=2(圖7)。
此后，將新的第二導頻的本地部分裝載到此可變相關器的相乘抽頭中。此新的本地部分對應于要進行測量的第二導頻，此處理可以重復V次。對應于第二導頻的搜索窗的此可變相關器的輸出樣值也在步驟612進行收集、平均和存儲。此處理繼續(xù)下去，直至測量此表中的所有導頻，并生成與存儲相應的搜索窗。也裝載隨機本地部分和平均可變相關器樣值。連續(xù)重復此循環(huán)，即，再次測量第一導頻窗，等等。
在步驟614，對應于具有相等延遲估算值的導頻號n的可變相關器的輸出樣值利用平滑因數p連續(xù)地進行平滑。因此，一旦測量同一導頻的新的平均搜索窗，則使用下式利用“新”樣值來平滑“舊”樣值usmoothn(m)=p*uoldn(m)+(1-p)*unewn(m)]]>其中，如前所述，uoldn(m)是具有m個樣值延遲(m/2碼片)的導頻號n的“舊”輸出樣值，unewn(m)是相應的“新”樣值，而p是平滑因數。也對從此隨機本地部分中得到的窗進行這種平滑。因此，在任何時間在存儲器中存儲由于用于每個導頻的可變相關器的輸出Un(m)引起的平均與平滑的窗、和由于隨機本地部分引起的平均與平滑的窗。在優(yōu)選實施例中，平滑因數近似為p=0.99或p=0.96。
為了示意，圖7表示具有三個導頻和具有7個樣值的時長(W=3)的搜索窗的一個示例。根據本發(fā)明對用于每個導頻的兩個搜索窗(V=2)進行平均和平滑。在圖7中，假定具有三個導頻(#1,#2,#3)并將執(zhí)行對總的接收功率頻譜密度(i0)的測量。還假定此搜索窗大小是W=3碼片并且將對用于同一導頻的兩個搜索窗進行平均(V=2)。將對應于導頻#1的本地部分裝載到復可變相關器500中以生成用于導頻#1的第一搜索窗，此搜索窗如步驟610所示地進行存儲。對應于導頻#1的另一部分被裝載到復可變相關器500中以便生成用于導頻#1的第二搜索窗。第二搜索窗在步驟612期間利用導頻#1的先前的搜索窗逐個樣值地進行平均。由于V=2，所以只平均兩個搜索窗。
同樣地，兩個其他的部分被用于生成導頻#2的兩個相連續(xù)的搜索窗。也對這兩個搜索窗進行平均。對于導頻#3和兩個其他的隨機部分重復此同一程序。連續(xù)重復此同一程序并生成輸出樣值701(在平均之前)和702(在平均之后)。對應于同一導頻的搜索窗根據前面討論的平滑公式利用平滑因數P來進行平滑。因此，與用于隨機部分的一個搜索窗一起為每個導頻生成一個搜索窗。
根據本發(fā)明的另一方面，將平滑因數p設置為等于φ以禁止平滑。如本領域技術人員將容易意識到的，將平滑因數p設置為等于φ可以有益地減少實施本發(fā)明所要求的存儲器存儲量。在這種情況中，一旦對一個導頻的結果進行了平均，則可以完全地分析此搜索窗。在平均一個導頻的結果之后，從存儲器中刪除對應于此導頻的搜索窗，因此可將此存儲器用于下一導頻。
在平均與平滑了窗之后，在步驟616使用每個導頻的搜索窗的峰值來選擇L個信道路徑。對于有效信道，在步驟620將這些峰值饋送給分支位置控制器340。對于所有導頻，這些峰值也用于如下所述的導頻強度測量。因此，所有搜索窗的L個最強樣值在步驟624中被用于導頻強度測量?，F在將更具體描述此程序。
為了示意，導頻的信號強度利用u來表示。通過計算每碼片接收的導頻能量EC與至多L個可用多徑分量的總的接收頻譜密度I0的比值來測量導頻的信號強度u，隨后將每個多徑分量的這些比值進行相加。因此，利用下式給出導頻的信號強度u 其中EC,1表示由導頻信道路徑號1引起的功率頻譜密度。
在本發(fā)明的一個方面中，通過對利用隨機本地部分生成的搜索窗中的所有樣值進行平均，可以求出總的接收頻譜密度I0，這可以通過在步驟622中將窗樣值相加并除以樣值的總數來實現。在本發(fā)明的另一方面中，I0不必進行測量，因為存在自動增益控制(AGC)，它可以歸一化接收的樣值。在這種情況中，I0是公知的，并能容易地變換為對應于EC,1的單元。
為了測量此導頻的信號強度u，要使用可變相關器的平均與平滑的輸出樣值usmoothn(m)，即存儲在存儲器中的平均與平滑的搜索窗。為了生成諸如導頻號n的特定導頻的信號強度u測量值，查找所有usmoothn(m)的最強的L個樣值。這些樣值之中每一個樣值的信號強度被表示為P1，其中1是具有1與L之間的一個值的路徑號。這些樣值對應于最強的信道路徑。由于樣值延遲估算值具有被限制在碼片時長一半或TC/2內的準確度，所以至少相互隔開一個碼片來選擇樣值，即非連續(xù)樣值。
信號強度值P．必須利用所有其他CDMA信道的作用進行歸一化。為了歸一化僅僅由于導頻n引起的導頻強度，以下面的方式執(zhí)行步驟626。將總的接收功率頻譜密度I0的測量值和L個測量的信號強度值P1提供給方框626?？偟慕邮展β暑l譜密度I0能被建模為I0=E0,1+ξ1其中ξ1表示除被測量的導頻信道路徑號1之外的總的接收功率頻譜密度。應注意此總的接收功率頻譜密度I0不是路徑號1的函數。在可變相關器與一個導頻的路徑匹配時，每個輸出峰值｛P1｝在多個測量值范圍內進行平均與平滑之后能被建模為P1=M*Ec,1+ξ1
其中M是以碼片為單位的可變相關器的長度。為了說明，將M設置為等于圖5中的128。組合上面的三個等式，利用下式給出除去干擾之后估算的導頻強度u=l(m-1)I0Σl=1L(Pl-I0)]]>將此導頻的估算的信號強度u饋送給方框402。對于所有無效的導頻，附加上一個偏移值。為了說明，根據圖4附加上0.34dB的偏移(假定為Sinc碼片波形)。如前所述，此偏移是在為無效導頻生成搜索窗時順序改變抽樣位置的結果。對于有效導頻的導頻強度，從步驟626中接收的信號強度值保持不變。
雖然本發(fā)明的方法與設備的優(yōu)選實施例已在附圖中示出并在前面的具體描述中進行描述了，但應明白本發(fā)明不限于所公開的實施例，并能進行許多重新安排、修改與替換，而不脫離下面的權利要求書所提出與定義的本發(fā)明的精神。
權利要求
1．用于評估移動站上信道的信號強度的一種方法，包括以下步驟接收信號；根據第一抽樣率將接收的信號變換為第一樣值流；根據第二抽樣率將第一樣值流變換為第二樣值流，其中第二抽樣率不同于第一抽樣率；和根據第一與第二樣值流測量此信道的信號強度。
2．根據權利要求1的方法，其中此測量步驟包括以下步驟使用可變相關器為第一樣值流生成一個搜索窗；和使用此搜索窗測量第二樣值流的信號強度。
3．根據權利要求2的方法，其中此生成步驟包括以下步驟將此信道的信號的一個任意本地部分饋送到此可變相關器的延遲部分中；和將此接收信號的一部分饋送到此可變相關器的乘法部分中；和將這些部分相互順序相乘以獲得一個相關值的序列。
4．根據權利要求3的方法，其中此生成步驟還包括以下步驟使用此導頻信號先前生成的搜索窗來平均此搜索窗；和使用先前生成的樣值利用平滑因數來平滑此搜索窗生成的樣值。
5．根據權利要求4的方法，其中此平滑因數近似為0.96。
6．根據權利要求4的方法，其中此平滑因數近似為0.99。
7．根據權利要求1的方法，其中變換接收信號的步驟還包括以下步驟為第二樣值流選擇一個最佳下抽樣相位。
8．根據權利要求7的方法，其中此選擇步驟包括以下步驟從跟蹤此導頻信號的跟蹤單元中提取最佳下抽樣相位。
9．根據權利要求7的方法，其中此選擇步驟包括以下步驟選擇對于每個測量順序地變化的一個任意抽樣相位。
10．根據權利要求9的方法，其中在四個連續(xù)抽樣相位范圍內順序改變此任意抽樣相位。
11．根據權利要求1的方法，其中第二抽樣率低于第一抽樣率。
12．根據權利要求1的方法，其中變換第一樣值流的步驟包括以下步驟以每碼片兩個樣值的速率來抽樣第一樣值流。
13．用于在擴頻通信系統中評估移動站上的CDMA信道信號強度的一種設備，包括接收機，用于接收信號；第一抽樣裝置，用于根據第一抽樣率將接收的信號變換為第一樣值流；第二抽樣裝置，用于根據第二抽樣率將第一樣值流變換為第二樣值流，其中第二抽樣率不同于第一抽樣率；和強度電路，用于根據第一與第二樣值流測量此信道的信號強度。
14．根據權利要求13的設備，其中此強度電路包括可變相關器，用于為第一樣值流生成一個搜索窗；和測量器，用于使用此搜索窗測量第二樣值流的信號強度。
15．用于評估移動站上的CDMA信道信號強度的一種方法，包括以下步驟接收CDMA信號；根據第一抽樣率將接收的信號變換為第一樣值流；根據第二抽樣率將第一樣值流變換為第二樣值流，其中第二抽樣率低于第二抽樣率；為第二樣值流選擇最佳下抽樣相位；使用可變相關器為第一樣值流生成一個搜索窗；使用此搜索窗來測量第二樣值流的信號強度。
16．根據權利要求15的方法，其中此生成步驟包括以下步驟將此導頻信號的一個任意本地部分饋送到此可變相關器的延遲部分中；將此接收信號饋送到此可變相關器的乘法部分中；和將這些部分相互順序地相乘以獲得一個相關值的序列。
17．根據權利要求16的方法，還包括以下步驟圍繞著這些相關值之中最早檢測到的相關峰值來設定搜索窗的中心。
18．根據權利要求16的方法，其中此生成步驟還包括以下步驟使用此CDMA信道信號先前生成的搜索窗來平均此搜索窗；和利用平滑因數來平滑此搜索窗生成的樣值。
19．根據權利要求15的方法，其中此選擇步驟包括以下步驟從跟蹤此CDMA信道的跟蹤單元中提取最佳下抽樣相位。
20．根據權利要求15的方法，其中此選擇步驟包括以下步驟選擇對于每個測量順序變化的一個任意抽樣相位。
21．根據權利要求15的方法，其中在四個連續(xù)抽樣相位范圍內順序地改變此任意抽樣相位。
全文摘要
公開了用于在擴頻通信系統內評估移動站上接收的信道的信號強度的一種方法與設備。如果此移動站上的接收機接收到一個擴頻信號,第一抽樣裝置將接收的信號變換為作為第一抽樣的第一樣值流。第二抽樣裝置以不同于第一抽樣率的第二抽樣率將第一樣值流變換為第二樣值流。根據第一與第二樣值流測量導頻信道的信號強度。
文檔編號H04Q7/36GK1312986SQ9980959
公開日2001年9月12日 申請日期1999年6月11日 優(yōu)先權日1998年6月12日
發(fā)明者E·A·索羅爾, G·波托姆利, R·拉梅施 申請人:艾利森公司