專利名稱：用于gmsk和偏移qam的發(fā)射機(jī)/接收機(jī)的制作方法
背景本發(fā)明涉及以新的，頻譜有效類型調(diào)制的無(wú)線電信號(hào)的解調(diào)，同時(shí)補(bǔ)償在陸地移動(dòng)無(wú)線電環(huán)境中由多路徑傳播引起的時(shí)間擴(kuò)散。
稱為GSM的歐洲的數(shù)字蜂窩系統(tǒng)使用稱為高斯最小值相移鍵控(GMSK)的調(diào)制技術(shù)，其中連續(xù)的二進(jìn)制比特分別交替地調(diào)制為余弦載波和正弦載波，同時(shí)保持恒定的信號(hào)幅度。稱為偏移形的正交相位相移鍵控(“偏移QPSK”或者“OQPSK”)的相關(guān)的調(diào)制提供一個(gè)非常類似的信號(hào)但是不保持恒定的幅度。
然而，GMSK和OQPSK波形之間的相似性是足夠使它可能用于OQPSK接收機(jī)有效地解調(diào)GMSK信號(hào)，反之亦然。符合GSM標(biāo)準(zhǔn)的蜂窩電話機(jī)自從大約1990年已經(jīng)由L.M.Ericsson公司銷售并且行銷全球，并且在美國(guó)自從大約1993年已經(jīng)銷售，其中該標(biāo)準(zhǔn)稱為PCS1900。L.M.Ericsson公司為瑞典的Ericsson Inc.公司的母公司，這個(gè)申請(qǐng)的當(dāng)前的受讓人。Ericsson GSM電話機(jī)使用接收的GMSK信號(hào)樣值反旋轉(zhuǎn)(derotation)連續(xù)多倍的90度。但是，反旋轉(zhuǎn)的信息碼元是表示可以采用僅僅+1或者-1電平的單個(gè)二進(jìn)制比特的碼元，而不是在這個(gè)申請(qǐng)及其母申請(qǐng)中公開(kāi)的多電平信號(hào)。GSM電話機(jī)也使用通過(guò)相關(guān)接收的信號(hào)樣值與已知的同步字(“syncword”)的通道估計(jì)，然后使用維特比(Viterbi處理器)中的信道估計(jì)解調(diào)接收的信號(hào)，同時(shí)補(bǔ)償內(nèi)碼元干擾(ISI)。的確，維特比處理器是公知形式的均衡器用于補(bǔ)償多路徑傳播和其他ISI情況，并例如在以下美國(guó)專利號(hào)中描述的5,093,848；5,136,616；5,331,666；5,335,250；5,577,068；5,568,518；5,615,231；
5,557,645；和5,619,553因此這全部在此作為參考。
因此在1996年12月18日P.Dent提交的，標(biāo)題為“使用疊加GMSK的頻譜有效的調(diào)制”的美國(guó)專利申請(qǐng)?zhí)?8/769,263中公開(kāi)了一種相關(guān)的發(fā)明的調(diào)制與解碼方法，因此它也引用在此供參考。在疊加GMSK調(diào)制中，在給定瞬間和在給定帶寬內(nèi)發(fā)送的數(shù)據(jù)比特的數(shù)量加倍了，這是通過(guò)組合90度相對(duì)相位旋轉(zhuǎn)的兩個(gè)GMSK信號(hào)來(lái)減少之間的干擾。在這個(gè)申請(qǐng)(即美國(guó)專利申請(qǐng)No.08/662,940)的原始的申請(qǐng)中，公開(kāi)了兩個(gè)GMSK信號(hào)可以交替地以相對(duì)幅度比1∶0.5組合以便產(chǎn)生發(fā)明的偏移-16QAM調(diào)制。
在現(xiàn)有技術(shù)中，在維特比均衡器中執(zhí)行量度的計(jì)算的數(shù)量等于M的L次冪，以便從M碼元的字母中解調(diào)每個(gè)碼元。其中L是ISI的碼元的數(shù)量，即影響它們影響每個(gè)接收信號(hào)的樣值的碼元的數(shù)量。在GSM系統(tǒng)中GMSK碼元可以當(dāng)作具有兩個(gè)比特的持續(xù)時(shí)間，但是由于余弦和正弦信道之間一個(gè)比特或者半碼元偏移，半碼元可以當(dāng)作僅僅是一個(gè)比特持續(xù)時(shí)間比特持續(xù)時(shí)間。每次通過(guò)維特比處理解調(diào)一個(gè)半碼元，因此通過(guò)具有僅僅兩個(gè)可能的比特值的子字母長(zhǎng)度，即對(duì)于由Ericsson公司銷售的GSM均衡器M=2,GSM電話機(jī)減少了復(fù)雜性。
概述因此本發(fā)明的一個(gè)目的是提供通信技術(shù)和裝置，即使當(dāng)使用高階星座(Constellation)諸如16-QAM時(shí)，減少要求的量度計(jì)算的數(shù)量。
這個(gè)申請(qǐng)公開(kāi)了在上面引用的美國(guó)專利申請(qǐng)No.08/662,940中描述的解碼本發(fā)明調(diào)制的最佳的方法。特別地，其中本發(fā)明公開(kāi)了即使當(dāng)使用高階星座諸如16-QAM時(shí)，采用原始申請(qǐng)的教導(dǎo)偏移該瞬間，能夠獲得量度的節(jié)省，在該瞬間在半個(gè)16-QAM碼元持續(xù)時(shí)間應(yīng)用余弦和正弦調(diào)制產(chǎn)生本發(fā)明的16-OQAM調(diào)制。通過(guò)每次僅僅處理一個(gè)余弦碼元或者一個(gè)正弦碼元，子字母長(zhǎng)度從十六個(gè)可能的碼元減少至四個(gè)可能的碼元，即M=4而不是16，由此得到均衡器復(fù)雜性比在現(xiàn)有技術(shù)中公開(kāi)的低得多。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，發(fā)明的發(fā)射機(jī)通過(guò)使用N(例如兩個(gè))數(shù)據(jù)比特選擇余弦波的二的N乘方電平之一(例如四)和使用另一個(gè)N數(shù)據(jù)比特選擇正弦波的二的N乘方電平之一編碼數(shù)量2N(例如，2N=4)的數(shù)據(jù)比特。與現(xiàn)有技術(shù)I6QAM相反，本發(fā)明調(diào)制在正弦波獲得它的調(diào)制電平的瞬間即在偏移半個(gè)2N比特(例如4比特)碼元間隔的瞬間之間獲得該余弦波電平，因此該調(diào)制稱為偏移QAM或OQAM。根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)接收OQAM信號(hào)和放大、濾波并且以最佳地每2N比特碼元間隔僅僅兩個(gè)樣值(即每N個(gè)比特半-碼元間隔一個(gè)樣值)數(shù)字化該接收信號(hào)。連續(xù)N個(gè)比特半碼元包括在余弦和正弦載波上交替地調(diào)制的信息，即連續(xù)的半碼元被旋轉(zhuǎn)90度。在本發(fā)明調(diào)制的一個(gè)實(shí)施例中，這個(gè)相繼的旋轉(zhuǎn)具有值0,90,0,90,0,90…等等，而在本發(fā)明調(diào)制的一個(gè)可替代的實(shí)施例中，連續(xù)的旋轉(zhuǎn)取值0,90,180,270,0,90,180,270等等，使得連續(xù)的余弦波碼元交替地反轉(zhuǎn)(0,180,0,180…)，而連續(xù)的正弦波碼元同樣地交替地反轉(zhuǎn)(90,270,90,270…)。連續(xù)的余弦和連續(xù)的正弦波碼元的這個(gè)交替反轉(zhuǎn)原則上不改變?cè)撜{(diào)制，而只要求在調(diào)制之前(使用在前的)或者替代地在解調(diào)之后通過(guò)反轉(zhuǎn)交替的余弦和正弦碼元校正連續(xù)的反轉(zhuǎn)。
通過(guò)應(yīng)用連續(xù)反旋轉(zhuǎn)的連續(xù)的數(shù)字化的樣值相同的量，本發(fā)明接收機(jī)可以任選地去掉連續(xù)的旋轉(zhuǎn)0,90,180,270…度。通過(guò)簡(jiǎn)單地對(duì)換復(fù)數(shù)樣值的實(shí)部和虛部部分和適當(dāng)?shù)劓I控它們的符號(hào)，連續(xù)的反旋轉(zhuǎn)的連續(xù)的數(shù)字化樣值容易實(shí)現(xiàn)。在這個(gè)反旋轉(zhuǎn)之后，本發(fā)明接收機(jī)執(zhí)行反旋轉(zhuǎn)樣值與一組已知的同步半碼元的相關(guān)以便建立解調(diào)的未知的N比特半碼元的時(shí)間同步標(biāo)記。還可以選擇同步半碼元僅僅包括兩個(gè)正弦或余弦波的2N可能的幅度，諸如兩個(gè)相反符號(hào)的最大的幅度，使得該同步碼元是二進(jìn)制的碼元，有助于相關(guān)。
該同步相關(guān)確定描述在一個(gè)或者多個(gè)未知的半碼元上的各個(gè)數(shù)字化樣值的相關(guān)性的的一組信道系數(shù)。例如由于時(shí)間擴(kuò)散或者在該傳播路徑中的多路徑回聲，由發(fā)送或者接收機(jī)濾波器或者由在取樣瞬間而不是在期望該半碼元達(dá)到它們的標(biāo)稱的正弦或者余弦值的瞬間引起的碼間干擾(ISI)，可能出現(xiàn)在一個(gè)以上連續(xù)的半碼元上的數(shù)字化樣值的相關(guān)性。
然后使用已知的半碼元計(jì)算的信道估計(jì)用于預(yù)測(cè)被解碼的所有不同的可能序列的連續(xù)未知的半碼元的預(yù)期的收到的樣值。例如，其中N=2,如果信道估計(jì)確定根據(jù)3個(gè)連續(xù)的半碼元確定接收的樣值，有4的立方=64個(gè)可能序列的3個(gè)連續(xù)的兩比特半碼元，因此64個(gè)可能的期望值中，32個(gè)期望值只不過(guò)是另外的32個(gè)期望值的負(fù)數(shù)。
繼續(xù)該例子，其中N=2，則接收的樣值與所有的64個(gè)可能的期望值和不一致的或者差錯(cuò)的量度的計(jì)算的測(cè)量比較。維特比最大似然序列估計(jì)器(“維特比MLSE”或者“MLSE”)最好用于累加差錯(cuò)量度以便確定在所有的可能序列中產(chǎn)生最小的累加差錯(cuò)量度的那個(gè)序列。使用快速自動(dòng)頻率控制(AFC)和自動(dòng)增益控制(AGC)算法在維特比處理期間自動(dòng)的相住校正和幅度定標(biāo)可以進(jìn)行。使用這個(gè)發(fā)明的16-OQAM調(diào)制的量度計(jì)算的數(shù)量等于4的L乘方，其中L是半碼元的數(shù)量，每個(gè)數(shù)字化樣值取決于該半碼元的數(shù)量。這與現(xiàn)有技術(shù)的16-QAM中的16的L乘方相反。本發(fā)明可以明顯地?cái)U(kuò)展到高階星座的0QAM而不是16-OQAM。
本發(fā)明的另一方面，公開(kāi)了雙模式發(fā)射機(jī)和接收機(jī)，做為選擇允許使用不同類型的調(diào)制。在一些實(shí)施例中，通信脈沖串包括未知的以及已知的(同步)信息碼元，其中在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間傳送的已知的同步碼元傳遞允許該接收機(jī)確定用于發(fā)送未知的信息碼元的調(diào)制類型的信息。在一些實(shí)施例中，已知的同步信息碼元僅僅利用一個(gè)類型的調(diào)制(例如GMSK)發(fā)送，而與用于發(fā)送未知的信息碼元的調(diào)制類型無(wú)關(guān)。
附圖簡(jiǎn)述通過(guò)結(jié)合附圖閱讀下面詳細(xì)的描述將懂得本發(fā)明的目的和優(yōu)點(diǎn)

圖1a和1b描述根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面的偏移16QAM調(diào)制的相應(yīng)的余弦和正弦波形；圖2是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面的一個(gè)示例的發(fā)射機(jī)安排的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面的時(shí)分多址(TDMA)脈沖串格式；和圖4描述根據(jù)本發(fā)明的另一方面用于接收0-16QAM已調(diào)信號(hào)的硬件和步驟。
現(xiàn)在參考這些圖描述本發(fā)明的不同的特性，其中相同的部件以相同的參考符號(hào)標(biāo)識(shí)。
詳細(xì)說(shuō)明圖1a和1b分別表示根據(jù)在原始的申請(qǐng)(美國(guó)專利申請(qǐng)?zhí)?8/662,940)中公開(kāi)的本發(fā)明的偏移16QAM調(diào)制的余弦和正弦波形101,103。這些波形的每個(gè)波形是通過(guò)將具有1∶0.5的幅度比兩個(gè)恒定幅度的高斯最小值移位鍵控波形(GMSK波形)一起相加在每個(gè)余弦和正弦波上產(chǎn)生大約四個(gè)分離的電平獲得的。在示例的余弦和正弦波形101和103中，從最小值到最大值這個(gè)個(gè)分離的電平是-3,-1,+1和+3。有關(guān)四電平的每一個(gè)電平的小的擴(kuò)展表示由于使用GMSK信號(hào)近似準(zhǔn)確的偏移16QAM波形得到的固有的不準(zhǔn)確。這個(gè)差錯(cuò)相對(duì)于能夠使用放大每一個(gè)GMSK信號(hào)的C類放大器的效率益處是小的。
用于稱為GSM的歐洲數(shù)字蜂窩系統(tǒng)規(guī)定的GMSK波形是圖1a和1b的全部偏移16QAM波形的子集，特別地，是通過(guò)在+/-3附近的最大的正或者負(fù)的余弦和正弦值的那些波形。GMSK波形是通過(guò)相同的兩個(gè)數(shù)據(jù)比特加在這兩個(gè)GMSK調(diào)制器獲得的，并且原始申請(qǐng)的本發(fā)明的發(fā)射機(jī)產(chǎn)生具有使用的C類放大器全效率的GMSK。當(dāng)期望構(gòu)成雙模式發(fā)射機(jī)和接收機(jī)時(shí)，能夠產(chǎn)生與GMSK發(fā)射機(jī)比較具有沒(méi)有效率損失的GMSK波形的這個(gè)特性是有用的，雙模式發(fā)射機(jī)和接收機(jī)可以處理現(xiàn)有技術(shù)的GSM類型的GMSK調(diào)制以及新的偏移16QAM波形。
GSMK信號(hào)另外可以是差動(dòng)或者相干調(diào)制的。在差動(dòng)調(diào)制情況下，每個(gè)連續(xù)的信息比特開(kāi)始相對(duì)于早先的相位+90或者-90度信號(hào)相位旋轉(zhuǎn)。在可替代的相干調(diào)制的情況下，在完成+90或者-90度旋轉(zhuǎn)之后的最后的信號(hào)相位直接地指示數(shù)據(jù)比特極性。正如從GSM系統(tǒng)知道的，相干的GMSK可以使用適當(dāng)?shù)那笆龅膽?yīng)用信息比特?cái)?shù)據(jù)流的一個(gè)差動(dòng)GMSK調(diào)制器產(chǎn)生。相干的GMSK提供優(yōu)良的性能，并且雖然不是必要的，是其中最佳形式的GMSK。
圖2表示在上面引用的美國(guó)專利申請(qǐng)No.08/662,940中公開(kāi)的一個(gè)示例的發(fā)射機(jī)安排的更多的細(xì)節(jié)。一個(gè)雙GMSK調(diào)制器100(或者做為選擇，如果功率放大器105A,105B是線性功率放大器，則是一個(gè)OQPSE調(diào)制器)接收第一輸入比特?cái)?shù)據(jù)流B1和第二輸入比特?cái)?shù)據(jù)流B2并且產(chǎn)生調(diào)制的輸出信號(hào)。通常的做法首先產(chǎn)生固定的發(fā)送中頻(TXIF)的已調(diào)信號(hào)，然后使用上變頻器104A,104B借助于本機(jī)振蕩器上變頻該已調(diào)信號(hào)為最后的發(fā)送頻率，該本機(jī)振蕩器可以調(diào)諧以便變化發(fā)送頻率信道。授予P.Dent的美國(guó)專利No.5,530,722(’722)公開(kāi)改進(jìn)的正交調(diào)制器，也稱為I/Q調(diào)制器，它們適合于產(chǎn)生GMSK或者OQPSK調(diào)制信號(hào)。因此上面引用的’722專利引用在此供參考。但是可以使用產(chǎn)生GMSK信號(hào)的其它方法，包括分?jǐn)?shù)-N合成器與該數(shù)據(jù)比特流的直接調(diào)制。取決于雙GMSK調(diào)制器100是僅僅產(chǎn)生恒定的包絡(luò)信號(hào)(像GMSK)或者可變幅度信號(hào)(諸如OQPSK)，上變頻器104A,104B可以是兩個(gè)可選擇的類型之一。在后者的情況下，必須通過(guò)上變頻處理保存幅度變化，這樣適當(dāng)?shù)纳献冾l是一個(gè)外差式的混頻器以便混頻調(diào)制的TXIF信號(hào)與本機(jī)振蕩器信號(hào)。混頻器通常產(chǎn)生和與差頻率輸出，需要一個(gè)帶通濾波器選擇期望的頻率輸出(即和或者差)。
但是，如果雙GMSK調(diào)制器100僅僅產(chǎn)生恒定的包絡(luò)信號(hào)，可以使用另一類型的上變換器，該上變換器不需要帶通濾波器選擇期望的輸出。在這種情況下，壓控發(fā)送頻率振蕩器(TX VCO)與本機(jī)振蕩器信號(hào)混合產(chǎn)生TXIF信號(hào)。這個(gè)TXIF信號(hào)與來(lái)自該調(diào)制器的調(diào)制的TXIF信號(hào)(例如與正如在圖2中表示的混頻器102A和103A組合的GMSK I/Q波形發(fā)生器101a產(chǎn)生的信號(hào))進(jìn)行相位比較而獲得相位錯(cuò)誤的信號(hào)。相位誤差信號(hào)使用包括一個(gè)積分器的環(huán)路濾波器濾波，產(chǎn)生用于TX VCO的電壓控制信號(hào)，形成一個(gè)鎖相環(huán)，它迫使TX,VCO相位跟隨該調(diào)制相位．當(dāng)兩個(gè)調(diào)制器(101A,102A,103A)和(101B,102B,103B)產(chǎn)生GMSK信號(hào)時(shí)，第二類型的上變換器是最佳的。
在上變頻器104A,104B的相應(yīng)的輸出端的上變頻的信號(hào)驅(qū)動(dòng)相應(yīng)的一個(gè)功率放大器105A,105B。兩個(gè)105A,105B具有比率2∶1的不相等的輸出功率。即，第一功率放大器105A例如可以產(chǎn)生1.5瓦的輸出功率，而第二功率放大器105B產(chǎn)生0.75瓦的輸出功率。該功率放大器輸出信號(hào)使用一個(gè)定向耦合器106組合，定向耦合器106具有從第二功率放大器105B到輸出的第一電壓耦合比k和從第一功率放大器105A到該輸出的一個(gè)第二耦合比(1-k2)]]>對(duì)于一個(gè)“無(wú)衰耗”定向耦合器，耦合比的平方的和總是一。當(dāng)兩個(gè)功率放大器正在產(chǎn)生相同的信號(hào)時(shí)，即當(dāng)比特流B1和B2是相同的時(shí)候，選擇第二到第一耦合因數(shù)的比等于該功率放大器功率比2∶1，導(dǎo)致在該輸出相加功率放大器輸出功率，因此給出最大輸出功率1.5+0.75=2.25瓦。在這個(gè)條件下，在連接到定向耦合器106的未使用端口的仿真負(fù)載108中沒(méi)有電源消耗。當(dāng)比特流B1和B2是不同時(shí)，輸出不是功率放大器功率的和，而是如圖1a和1b中所示的改為可變幅度波形。圖1a和1b示出當(dāng)發(fā)送的一半數(shù)據(jù)比特用于形成比特流B1而另一半用于形成比特流B2時(shí)產(chǎn)生的0-16QAM波形。當(dāng)余弦和正弦波形的平方和小于對(duì)應(yīng)于2.25瓦輸出功率的最大值時(shí)，不輸出的剩余功率在附加到定向耦合器106的未使用輸出的仿真負(fù)載108中消耗了。因此，全輸出功率、恒定的包絡(luò)GMSK已調(diào)信號(hào)可以通過(guò)饋電具有相同比特流的兩個(gè)調(diào)制器產(chǎn)生，正如在圖2標(biāo)記“syncword”和“flag”(標(biāo)志)的數(shù)據(jù)脈沖串107的那些部分傳輸期間出現(xiàn)的。
做為選擇，當(dāng)比特流B1和B2由不同的比特組成時(shí)產(chǎn)生可變幅度的0-16QAM信號(hào)，正如在圖2中標(biāo)記“016QAM數(shù)據(jù)”的脈沖串107部分期間那樣。當(dāng)定向耦合器106是一個(gè)90度耦合器時(shí)，需要提供補(bǔ)償功率放大器驅(qū)動(dòng)信號(hào)的90度移相器。通過(guò)復(fù)位兩個(gè)GMSK調(diào)制器的開(kāi)始相位為分開(kāi)90度或者另外提供四分之一波長(zhǎng)傳輸線或者在一個(gè)上變換器的輸出和它驅(qū)動(dòng)的功率放大器之間等效的集中參數(shù)電路，可以容易地安排。
圖1a和1b示出接收機(jī)理想地取樣余弦和正弦波形101、103的那些點(diǎn)。正如所示的，最佳的取樣點(diǎn)t1、t2、t3是由分開(kāi)的半個(gè)4比特碼元周期放置的。在奇數(shù)的取樣瞬間t1和t3，正弦波形103最精確地獲得它的星座值，允許四個(gè)數(shù)據(jù)比特的兩個(gè)比特(諸如在圖2的脈沖串107中的b5,b6)被解碼，而余弦波101在偶數(shù)的取樣瞬間諸如t2獲得它的星座值，允許另外的兩個(gè)數(shù)據(jù)比特被解碼(諸如圖2的脈沖串107中的b7,b8)，因此利用兩個(gè)的半碼元間隔的樣值解碼在一個(gè)碼元周期中的四個(gè)數(shù)據(jù)比特。
實(shí)際上，多路徑傳播和上述的其它發(fā)送不完備沒(méi)有在該接收機(jī)得到圖1a和1b的理想的波形101、103。例如，如果該波形是誤取樣的，因此偶數(shù)的和奇數(shù)的取樣瞬間擾亂了，在t2取樣的正弦波103得不到四個(gè)不同電平的一個(gè)電平，而是得到大約六個(gè)電平的一個(gè)電平，產(chǎn)生這六個(gè)電平作為前面的兩個(gè)數(shù)據(jù)比特和在該正弦波上調(diào)制的下面兩個(gè)數(shù)據(jù)比特的作用。因此由于多路徑傳播(延遲的信號(hào)回聲)，可能出現(xiàn)誤取樣或者其它的定時(shí)失真，諸如在接收機(jī)濾波器中的群時(shí)延失真，該接收的波形根據(jù)一個(gè)以上的連續(xù)的數(shù)據(jù)比特對(duì)取樣。作為解碼由這樣的碼間干擾(ISI)惡化的接收波形中的第一步，確定在周圍的數(shù)據(jù)比特的每個(gè)樣值的相關(guān)性是有用的。這稱為“信道估計(jì)”并且例如通過(guò)相關(guān)接收的樣值與嵌入在該傳輸中的已知的碼元圖案來(lái)執(zhí)行。
圖3表示時(shí)分多址(TDMA)脈沖串格式301，它大致符合GSM格式，除了未知的碼元303,305是如圖1中的0-16QAM碼元之外，而已知的26比特syncword 307是GMSK碼元的一個(gè)GSM syncword，它們只不過(guò)是0-16QAM碼元的一個(gè)簡(jiǎn)單子集并且可以簡(jiǎn)單地通過(guò)選擇饋送給它的數(shù)據(jù)比特由相同的發(fā)射機(jī)產(chǎn)生。26比特syncword 307放置在脈沖串格式301的中心，以便減小已知的碼元和未知的碼元之間的最大距離。則從已知的syncword 307計(jì)算的信道估計(jì)對(duì)解碼在整個(gè)脈沖串的未知的碼元303,305是有效的，因?yàn)樵撔盘?hào)傳播路徑從該中心到脈沖串307的邊緣沒(méi)有顯著地變化，假定收發(fā)信機(jī)之間的相對(duì)速度不超過(guò)正常的汽車速度。
在GSM中，中心syncword是由兩個(gè)“標(biāo)志”比特309,311劃界的。標(biāo)志比特309,311表示8脈沖串間隔是包含一個(gè)數(shù)字化話音數(shù)據(jù)塊或用戶數(shù)據(jù)，或者做為選擇包含一個(gè)快速相關(guān)的控制信道(FACCH)消息。當(dāng)該發(fā)射機(jī)期望改變?cè)摻邮諜C(jī)的操作時(shí)發(fā)送FACCH消息，例如引起從一個(gè)服務(wù)基站到另一個(gè)服務(wù)基站的轉(zhuǎn)移，或者使得從話音到數(shù)據(jù)通信業(yè)務(wù)量變化。利用引入偏移16-QAM，出現(xiàn)了使用用于該標(biāo)志的0-16QAM的半碼元的機(jī)會(huì)，并且因此將四個(gè)不同的條件發(fā)信號(hào)通知該接收機(jī)，這例如可以包括FLAG SYMBOLS=+3包含GMSK業(yè)務(wù)碼元的脈沖串FLAG SYMBOLS=-3包含GMSK FACCH碼元的脈沖串FLAG SYMBOLS=+1脈沖串包含0-16QAM業(yè)務(wù)碼元FLAG SYMBOLS=-1脈沖串包含0-16QAM FACCH碼元但是，在容許FLAG碼元呈現(xiàn)0-16QAM碼元值中存在一個(gè)缺點(diǎn)因?yàn)樗赡懿皇穷A(yù)先知道解碼或包含GMSK或者0-16QAM碼元的8個(gè)連續(xù)的脈沖串的FLAG碼元該脈沖串將必須以假設(shè)它們包含0-16QAM碼元進(jìn)行解碼，產(chǎn)生比僅僅用于GMSK碼元優(yōu)化的解調(diào)器更高的符號(hào)差錯(cuò)率。這可以以解調(diào)器更大的復(fù)雜性的代價(jià)通過(guò)使用用于0-16QAM優(yōu)化的解調(diào)器和用于GMSK優(yōu)化的解調(diào)器二者解調(diào)每個(gè)脈沖串然后使用解碼的標(biāo)志比特選擇這個(gè)或者另一個(gè)的輸出來(lái)克服。
為了避免上面的缺點(diǎn)，可能最好是容許該FLAG碼元仍然作為GMSK碼元(單個(gè)二進(jìn)制比特)并且使用另一個(gè)方法通知解調(diào)器該未知的碼元是0-16QAM或者GMSK碼元。例如，兩個(gè)不同的、互相地正交的syncwords可分別用于GMSK和016QAM傳輸。使用兩個(gè)syncwords，接收機(jī)可以相對(duì)容易地執(zhí)行同步相關(guān)(信道估計(jì))，和使用那個(gè)synccword，該synccword給出最大的相關(guān)作為0-16QAM或者GMSK解調(diào)器將用于那個(gè)脈沖串的指示。用這種方式，可以構(gòu)造通信系統(tǒng)，它可以隨意從GMSK變化到0-16QAM調(diào)制變化而不預(yù)先通知該接收機(jī)。此外，可以以數(shù)據(jù)饋送給原始申請(qǐng)的本發(fā)明的發(fā)射機(jī)，這將導(dǎo)致GMSK傳輸或者0-16QAM傳輸，而不必預(yù)先再適合(re-adapted)。
從上面提到的文件中知道使用信道估計(jì)解調(diào)GMSK或者線性等效的調(diào)制OQPSK以便適應(yīng)維特比最大似然序列估計(jì)器(MLSE)補(bǔ)償多路徑傳播?，F(xiàn)在參照?qǐng)D4描述適合于本發(fā)明0-16QAM調(diào)制的一種方法。
接收的信號(hào)以每個(gè)16QAM碼元兩個(gè)樣值即每半個(gè)碼元時(shí)鐘周期一個(gè)樣值取樣。使用授予P.Dent的美國(guó)專利No.5,048,059的logpolar數(shù)字化技術(shù)數(shù)字化該信號(hào)樣值并且存儲(chǔ)在接收樣值緩沖存儲(chǔ)器10中，因此引用在此供參考。做為選擇，可使用具有直流偏移、斜率和漂移補(bǔ)償?shù)牧悴钍綌?shù)字化技術(shù)，諸如在美國(guó)專利No.5,241.702和5,568,520中描述的，因此引用在此供參考。數(shù)字化樣值包括以logpolar形式或者Cartesian(笛卡爾)形式的復(fù)數(shù)，但是該復(fù)數(shù)通過(guò)簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)運(yùn)算可以容易地從一個(gè)形式變換為另一個(gè)形式。Logpolar形式傾向于更便于調(diào)節(jié)信號(hào)樣值捕獲的脈沖串的整個(gè)幅度(AGC)或者用于去掉系統(tǒng)的頻率誤差(AFC)，如在上面引用的美國(guó)專利No.5,568,518和5,615,231中描述的，而笛卡爾形式更常用于在下面描述的量度的計(jì)算。作為AFC處理的一部分，它包括相位角旋轉(zhuǎn)，接收的信號(hào)樣值可以通過(guò)連續(xù)的遞增90度預(yù)旋轉(zhuǎn)，使得偶數(shù)號(hào)的樣值相對(duì)于奇數(shù)的樣值以t或者90度同相地改變，這產(chǎn)生所有的半碼元，然后在賴于總傳播路徑相移的一個(gè)角度處沿Argand圖(復(fù)平面)上的相同行放置。為了相干的解調(diào)這個(gè)信號(hào)，該行的角度必須使用在稱為信道估計(jì)的處理中已知的syncword碼元確定。
捕獲和數(shù)字化該脈沖串并且應(yīng)用AGC和AFC之后，信道估計(jì)器Ⅱ從緩沖器10讀出放置在syncword的預(yù)期位置附近的樣值，并且通過(guò)與已知的syncword相關(guān)或者由超尺寸的方程組的最小平方解決方案確定該接收信號(hào)的幅度與相位及其重大的延遲回波，正如在上面引用的美國(guó)專利No.5,557,645和5,619,533中描述的。的確信道估計(jì)可以使用兩個(gè)syncwords執(zhí)行，并且使用發(fā)出總的信號(hào)能量的最大的估計(jì)的那個(gè)syncword作為給接收機(jī)指示未知的碼元是GMSK或者0-16QAM碼元。假定指示0-16QAM碼元，則信道估計(jì)傳遞到預(yù)測(cè)器12，它預(yù)測(cè)每個(gè)可能的L個(gè)連續(xù)的0-16QAM半碼元的組合預(yù)期的復(fù)合信號(hào)值。在圖4的例子中，示出值L=3。三個(gè)連續(xù)的半碼元包括兩個(gè)“以前的”半碼元和一個(gè)“新的”半碼元，它們一起可以呈現(xiàn)4×4×3=64可能性。因此，預(yù)測(cè)存儲(chǔ)器13從預(yù)測(cè)器12接收64個(gè)復(fù)數(shù)值并且存儲(chǔ)它們。有許多對(duì)稱可以開(kāi)發(fā)用于簡(jiǎn)化預(yù)測(cè)器12。例如，一半的值簡(jiǎn)單地是負(fù)的另外一半的值，所以僅僅需要計(jì)算32個(gè)不同的值。而且，與包含僅僅+3或者-3的值的半碼元序列相關(guān)的那些值簡(jiǎn)單地是三倍的僅僅包含+1或者-1的半碼元序列相關(guān)的的值。另外，以至少一個(gè)已經(jīng)計(jì)算的值開(kāi)始的一種快速計(jì)算所有的預(yù)測(cè)方法是計(jì)算灰色碼順序中的剩余的順序，其中每次僅僅一半碼元變化，以便僅僅使用從以前的預(yù)測(cè)的信道估計(jì)的一個(gè)加法或者減法接連著產(chǎn)生所有的需要的預(yù)測(cè)。例如，如果由信道估計(jì)器11計(jì)算的三個(gè)信道估計(jì)以C1、C2和C3表示，則對(duì)于半碼元序列S1,S2,S3的預(yù)測(cè)的接收值簡(jiǎn)單地是P(S1,S2,S3)=C1.S1+C2.S2+C3.S3,如果S1=-3,S2=-3并且S3=+1我們獲得在預(yù)測(cè)存儲(chǔ)器13的1行3列中存儲(chǔ)的預(yù)測(cè)的-3C1-3C2+C3。則，對(duì)于碼元+1,-3,+1在3列9行存儲(chǔ)的值是P(+1,-3,+1)=C1-3C2+C3，它們等于P(-3,-3,+1)+4C1因此P(+1,-3,+1)可以通過(guò)將4C1加到已經(jīng)計(jì)算的P(-3,-3,+1)得出，并且作為算術(shù)運(yùn)算不計(jì)數(shù)4乘以C1的系數(shù)，因?yàn)樗梢酝ㄟ^(guò)簡(jiǎn)單的向左移位C1的二進(jìn)制值的兩個(gè)位置實(shí)現(xiàn)。則P(+3,-3,+1)可以通過(guò)進(jìn)一步加2C1計(jì)算，而P(+3,-3,+3)可以通過(guò)進(jìn)一步加2C3計(jì)算。因此可以看出，預(yù)測(cè)可以使用比64次少的多的(4次相加加上4次乘法)和32次數(shù)量級(jí)的相加計(jì)算，節(jié)約8至16倍的努力。
64個(gè)預(yù)測(cè)包括一排四個(gè)值，對(duì)應(yīng)于與兩個(gè)最后的半碼元的16個(gè)可能的組合的每一個(gè)組合相關(guān)的新的半碼元的四個(gè)可能性的每一個(gè)可能性。另外與16個(gè)最后的碼元對(duì)路徑歷史與路徑量度的每一碼元對(duì)存在相關(guān)，其一起形成具有16行的一個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器14。
在狀態(tài)存儲(chǔ)器14中的路徑量度的值是在該路徑歷史中該碼元是正確的可能性的倒數(shù)度量。該倒數(shù)可能性度量通常表示負(fù)的該可能性的對(duì)數(shù)，它是一個(gè)正數(shù)，但因?yàn)榭赡苄曰蛘吒怕士偸切∮谝?，因此它的?duì)數(shù)是負(fù)的。路徑量度的值越高，該可能性越低，因此控制維特比處理器20的目的是控制計(jì)算的序列，直到該半碼元序列給出最小的路徑量度，并因此標(biāo)識(shí)是正確的最高的可能性，從而產(chǎn)生接收信號(hào)的“最好的”解碼。這是以下面的方式獲得的以相鄰該已知的syncword 307的接收樣值開(kāi)始并且前進(jìn)到圖3的信號(hào)脈沖串301中的左邊或者右邊，接收信號(hào)樣值是從緩沖存儲(chǔ)器10中提取的并且用在由四個(gè)比較器18a、18b、18c、18d表示的四個(gè)比較操作中。該提取值與相同的新的半碼元和相同的以前的半碼元但是不同的舊的半碼元相關(guān)的四個(gè)預(yù)測(cè)值比較。圖4示出這四個(gè)預(yù)測(cè)值與以下半碼元序列相關(guān)的預(yù)測(cè)值比較-3,+1,-1-1,+1,-1+1,+1,-1和+3,+1,-1如果Z(i,j)表示存儲(chǔ)在預(yù)測(cè)存儲(chǔ)器13的列(j)行(i)中的預(yù)測(cè)，則該接收的信號(hào)樣值與Z(i,j),Z(i+4,j),Z(i+8,j)和Z(i+12,j)比較產(chǎn)生四個(gè)增量量度，它們被定義為接收樣值與比較的值之間的復(fù)數(shù)差值的模數(shù)的平方，即，即增量量度=｜R-Zij｜2其中R是接收樣值而Zij是一個(gè)預(yù)計(jì)算的預(yù)測(cè)值。
接下來(lái)，剛剛計(jì)算的增量量度加(在由加法器15a、15b、15c、15d表示的另外操作中)到從該狀態(tài)存儲(chǔ)器14的相應(yīng)的行來(lái)的路徑量度(在圖4中，分別為值9.89,10.23,12.15和10.01)，以便獲得四個(gè)新的路徑量度。方框16識(shí)別四個(gè)新的路徑量度的最小者和在產(chǎn)生它的狀態(tài)存儲(chǔ)器14中的該行。方框16的結(jié)果由維特比處理器20用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于最后的半碼元和新的碼元的新的狀態(tài)存儲(chǔ)器行。在本例子中，這是相等于+1,-1的兩個(gè)最后的半碼元的一個(gè)行。這不進(jìn)行重寫(xiě)舊的行(+1,-1)，它仍然需要處理。實(shí)際上，可以使用兩個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器14，一個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器包含以前的路徑歷史和路徑量度，而另一個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器接收新的路徑歷史和路徑量度。在采用兩個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器14實(shí)施例中，使用狀態(tài)存儲(chǔ)器14的一個(gè)或者另一個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)器是在連續(xù)的機(jī)器周期替換的。維特比處理器20還從方框16選擇由最小的量度表示的狀態(tài)的路徑歷史以便變成新的狀態(tài)(+1,-1)的路徑歷史，來(lái)自選擇的以前的狀態(tài)的較舊的兩個(gè)最后的碼元附加到該路徑歷史，以便記錄那一個(gè)狀態(tài)產(chǎn)生最小的量度。
當(dāng)對(duì)于與前面的半碼元的全部值組合的全部假說(shuō)的新的半碼元重復(fù)上面的過(guò)程時(shí)，16個(gè)新的狀態(tài)在狀態(tài)存儲(chǔ)器14中產(chǎn)生并且每個(gè)狀態(tài)的路徑歷史已經(jīng)通過(guò)附加一個(gè)額外碼元的路徑歷史而延長(zhǎng)了。為了避免該路徑歷史變得太長(zhǎng)，在該路徑歷史中的最舊的半碼元(例如在圖4中描述的狀態(tài)存儲(chǔ)器14的左手邊緣)由選擇器17從該狀態(tài)行選擇，該狀態(tài)行具有最小的累積的路徑量度，并且選擇的碼元是那個(gè)碼元的最后解碼的輸出。在由選擇器17選擇之后，路徑歷史被縮短一。并不總是需要截?cái)嗦窂綒v史長(zhǎng)度來(lái)保存存儲(chǔ)器。僅僅58個(gè)值包括來(lái)自圖3的脈沖串格式301被解碼的標(biāo)志比特，存儲(chǔ)所有的58個(gè)值的路徑歷史存儲(chǔ)器乘16行不大于目前的標(biāo)準(zhǔn)。在處理結(jié)尾，處理對(duì)應(yīng)于在圖3中表示的“尾部”313、315的信號(hào)樣值以便刷新“最后二個(gè)半碼元”成為狀態(tài)存儲(chǔ)器14的路徑歷史部分。然后選擇與最小的路徑量度相關(guān)的路徑歷史以便產(chǎn)生57個(gè)解碼的0-16QAM值和來(lái)自syncword 307一側(cè)的標(biāo)志比特309或者311。然后對(duì)于在同步字307的另外一邊的58個(gè)值重復(fù)該過(guò)程。
當(dāng)發(fā)送的“尾部”碼元313,315為已知的值時(shí)，終止解碼給出最好的結(jié)果。例如，發(fā)送的尾部碼元可以是+3接著+1，表示在任何另外的功率向下傾斜之前信號(hào)脈沖串幅度尾部關(guān)閉。這樣的發(fā)送功率的向下傾斜有助于減少信號(hào)的不必要的頻譜的擴(kuò)展信號(hào)進(jìn)入相鄰的頻率信道。
當(dāng)發(fā)送已知的尾部半碼元時(shí)，當(dāng)處理尾部樣值時(shí)不是必須假設(shè)新的碼元的所有的值。因此當(dāng)處理倒數(shù)第二個(gè)尾部樣值時(shí)，產(chǎn)生的新的狀態(tài)的數(shù)量從16下降到四，并且當(dāng)處理該最終尾部樣值時(shí)從四降到一。因此，僅一個(gè)狀態(tài)仍然包含58個(gè)解碼值而不必確定最小的16量度。
如果syncword 307的兩個(gè)邊緣比特是GMSK碼元值(+3,-3)，初始化解碼也最好通過(guò)由syncword 307的最后二個(gè)已知的半碼元例如狀態(tài)(+3,-3)定義的單個(gè)狀態(tài)開(kāi)始執(zhí)行。然后當(dāng)假設(shè)也可以被限定為兩個(gè)GMSK或者OQPSK碼元值之一的標(biāo)志半碼元309或者311，狀態(tài)的數(shù)量擴(kuò)大為兩個(gè)。在假設(shè)第一新的0-16QAM碼元之后，狀態(tài)的數(shù)量擴(kuò)大為8，然后在假設(shè)第二未知的0-16QAM半碼元之后，保持在16直到當(dāng)處理尾部樣值313,315時(shí)狀態(tài)合同的數(shù)量。
結(jié)合圖4讀入閱讀有關(guān)解碼的信號(hào)樣值的均衡器的上面的描述，主要地取決于L=3連續(xù)的0-16QAM半碼元。需要的狀態(tài)的數(shù)量是對(duì)于L=3,4(L-1)=16，這樣一個(gè)均衡器可以處理有關(guān)一個(gè)或兩個(gè)半碼元延遲的延遲回波，或者在270.833KHz GSM樣值時(shí)鐘速率情況下為4-8微秒。通過(guò)增加狀態(tài)存儲(chǔ)器14中的狀態(tài)的數(shù)量可以處理更多路徑傳播延遲，因此可以處理根據(jù)多于三個(gè)半碼元的樣值。本領(lǐng)域技術(shù)人員也可以采用上面的教導(dǎo)做出比偏移16QAM更高階的星座的解調(diào)器，諸如具有按狀態(tài)相應(yīng)地分別增加到8(L-1)或16(L-1)的64QAM或者0-256QAM，其中L是半碼元的數(shù)量，由于從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的傳播路徑中的ISI每個(gè)接收信號(hào)樣值取決于它。使用本發(fā)明偏移QAM調(diào)制產(chǎn)生具有多個(gè)狀態(tài)的MLSE解調(diào)器，它僅僅是提升功率的QAM星座長(zhǎng)度的平方根，允許比用于無(wú)偏移QAM的現(xiàn)有技術(shù)均衡器較低的接收機(jī)復(fù)雜性，它具有正比于提升電源的星座長(zhǎng)度的復(fù)雜性。
在設(shè)計(jì)用于接收和均衡GMSK信號(hào)的現(xiàn)有技術(shù)裝置中，諸如設(shè)計(jì)根據(jù)歐洲的GSM標(biāo)準(zhǔn)或者美國(guó)PCS1900標(biāo)準(zhǔn)工作的移動(dòng)電話機(jī)，通常也使用16狀態(tài)均衡器。因?yàn)镚MSK半碼元僅僅是二進(jìn)制比特，可以僅僅具有兩個(gè)值(例如+3或者-3值)之一，現(xiàn)有技術(shù)均衡器的十六狀態(tài)是與四個(gè)以前的比特而不是如在0-16QAM情況的兩個(gè)以前的比特對(duì)相關(guān)的；但是明顯的，至今兩個(gè)均衡器是等效的。當(dāng)在GMSK情況要求新的半碼元時(shí)，可能僅僅具有+3或者-3值，因此僅僅需要兩列的預(yù)測(cè)存儲(chǔ)器13。此外，對(duì)于GMSK，在后繼狀態(tài)以前僅僅候選兩排狀態(tài)存儲(chǔ)器14，因此僅僅需要比較18a、18b、18c、18d的兩個(gè)比較。僅僅以Z(i,j)和Z(i+8,j)進(jìn)行兩個(gè)比較以便獲得后繼狀態(tài)(i)。因此明顯的，具有16狀態(tài)的均衡器可以適合于均衡接收的樣值，其或者取決于三個(gè)連續(xù)的0-16QAM半碼元或者另外取決于五個(gè)連續(xù)的GMSK比特，從而允許雙模式數(shù)字蜂窩電話機(jī)可以接收經(jīng)濟(jì)地產(chǎn)生的或者GMSK或者0-16QAM。
根據(jù)上面的發(fā)明的均衡器或者雙模式均衡器也可以輸出“軟的”決定代替“硬的”決定。軟的決定更好的用于隨后的差錯(cuò)校正解碼，因?yàn)樗鼈儾粌H僅指示一個(gè)碼元的可能的值而且還指示它的可靠性。授予Hammar的美國(guó)專利No.5,099,499描述狀態(tài)存儲(chǔ)器14的該路徑歷史存儲(chǔ)器如何可以存儲(chǔ)量度比較的的歷史，該量度比較用于計(jì)算相關(guān)的累積量度作為在GMSK均衡器中的比特可靠性的測(cè)量。因此在此引用上面標(biāo)識(shí)的Hammar專利供參考。軟決定也可以使用圖4所示的比較的結(jié)果18a,1Sb,18c,18d計(jì)算0-16QAM半碼元的每個(gè)比特，像Hammar的專利那樣，可以記錄在狀態(tài)存儲(chǔ)器14而不是硬判決的路徑歷史部分中。
另一方案，諸如盲目均衡，其中沒(méi)有使用已知的同步碼元，或者更新該信道估計(jì)或者預(yù)測(cè)值以便補(bǔ)償發(fā)射機(jī)-接收機(jī)相對(duì)速度的信道跟蹤均衡器，可以通過(guò)組合上面的教導(dǎo)與引用的技術(shù)的組合實(shí)現(xiàn)。所有的這樣的變化仍然在如由權(quán)利要求描述的本發(fā)明的范圍和精神內(nèi)。
本發(fā)明已經(jīng)參照特定的實(shí)施例描述了。但是，對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員是容易地明白的，可能以特定的形式而不是在上面描述的優(yōu)選的實(shí)施例的形式實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。這在可以不偏離本發(fā)明的精神的情況下實(shí)現(xiàn)。優(yōu)選的實(shí)施例只是說(shuō)明性的，而無(wú)論如何不應(yīng)該認(rèn)為是限定的。本發(fā)明的范圍是由所附的權(quán)利要求給出，而不是前面的說(shuō)明給出，并且落入權(quán)利要求書(shū)的范圍中的所有的變化和等效物都包含在其中。
權(quán)利要求
1．從發(fā)射機(jī)發(fā)送信息比特到接收機(jī)的一種通信方法，包括步驟匯編該信息比特成為N比特的比特組以便以便形成半碼元；編碼所述半碼元的偶數(shù)編號(hào)的半碼元成為在半碼元時(shí)鐘的偶數(shù)瞬間的余弦波的二的N乘方的可能的幅度電平之一和編碼所述半碼元的奇數(shù)編號(hào)的半碼元為在所述半碼元時(shí)鐘的奇數(shù)的瞬間正弦波的幅度電平的相同數(shù)量之一；使用所述余弦和正弦波一起形成用于傳輸?shù)膹?fù)數(shù)碼元，每個(gè)復(fù)數(shù)碼元傳送2N信息比特；在指定的頻率信道上發(fā)送作為發(fā)送信號(hào)的所述復(fù)數(shù)碼元到一個(gè)接收機(jī)；在所述指定的頻率信道上接收所述發(fā)送信號(hào)并且變換所述接收的發(fā)送信號(hào)為在每個(gè)半碼元的一個(gè)復(fù)數(shù)樣值的取樣率上的代表性的復(fù)數(shù)數(shù)值；和通過(guò)相對(duì)于在代表的復(fù)數(shù)數(shù)值的替換的復(fù)數(shù)數(shù)值之間的代表的復(fù)數(shù)數(shù)值加上或者減去90度相位角轉(zhuǎn)動(dòng)所述代表的復(fù)數(shù)數(shù)值的替換復(fù)數(shù)數(shù)值從所述代表的復(fù)數(shù)數(shù)值形成一組預(yù)旋轉(zhuǎn)樣值；處理所述預(yù)旋轉(zhuǎn)樣值以便恢復(fù)所述信息比特。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的方法，還包括使用濾波以便平滑余弦和正弦波的所述幅度電平之間的瞬變形成發(fā)送信號(hào)的步驟。
3．從發(fā)射機(jī)發(fā)送信息比特到接收機(jī)的方法，包括步驟匯編所述信息比特成為N比特的比特組以便以便形成半碼元；編碼該半碼元的偶數(shù)編號(hào)的半碼元成為該時(shí)鐘的兩個(gè)之一和編碼所述半碼元的奇數(shù)編號(hào)的半碼元為在所述半碼元時(shí)鐘的奇數(shù)的瞬間的正弦波的幅度電平的相同數(shù)量之一；使用所述余弦和正弦波一起形成用于傳輸?shù)膹?fù)數(shù)碼元，每個(gè)復(fù)數(shù)碼元傳送2N信息比特；和在發(fā)送信號(hào)中發(fā)送所述復(fù)數(shù)碼元到該接收機(jī)，該發(fā)送信號(hào)傳遞與該接收機(jī)預(yù)先知道的另一半碼元交錯(cuò)的半碼元。
4．根據(jù)權(quán)利要求3的方法，還包括使用濾波以便平滑余弦和正弦波的所述幅度電平之間的瞬變形成該發(fā)送信號(hào)的步驟。
5．根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中所述已知的半碼元被編碼為所述余弦和正弦波的二的N乘方個(gè)可能的幅度電平的僅僅兩個(gè)幅度電平。
6．根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其中所述已知的半碼元被編碼為所述余弦和正弦波的僅僅最大的正或者最大的負(fù)的幅度電平。
7．以第一信息速率或者第二信息速率發(fā)送信息比特到接收機(jī)的方法，包括步驟匯編所述信息比特為未知的半碼元組，當(dāng)期望以所述第一信息速率傳輸時(shí)，每個(gè)半碼元組包含第一數(shù)量N1的信息比特，和做為選擇當(dāng)期望以所述第二信息速率傳輸時(shí)，包含第二數(shù)量N2的信息比特；編碼該未知的半碼元的偶數(shù)編號(hào)的半碼元成為在半碼元時(shí)鐘的偶數(shù)瞬間的余弦波的二的N乘方的可能的幅度電平之一和編碼所述未知的半碼元的奇數(shù)的編號(hào)的半碼元為在所述半碼元時(shí)鐘的奇數(shù)的瞬間的正弦波的幅度電平的相同數(shù)量之一，其中當(dāng)期望在所述第一信息速率傳輸時(shí)N=N1，和期望在所述第二信息速率傳輸時(shí)N=N2；使用所述余弦和正弦波一起形成用于傳輸?shù)膹?fù)數(shù)碼元，每個(gè)復(fù)數(shù)碼元傳送2N信息比特；和在發(fā)送信號(hào)中發(fā)送所述復(fù)數(shù)碼元到該接收機(jī)，該發(fā)送信號(hào)傳遞與該接收機(jī)預(yù)先知道的另一半碼元交錯(cuò)的未知的半碼元，其中每個(gè)另一半碼元包括該接收機(jī)已知的數(shù)量N3的信息比特，其中另外N3可以交替地等于N1或者N2，與是否期望以所述第一或者第二信息速率傳輸無(wú)關(guān)。
8．根據(jù)權(quán)利要求7的方法，還包括使用濾波以便平滑余弦和正弦波的所述幅度電平之間的瞬變形成該發(fā)送信號(hào)的步驟。
9．根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中該接收機(jī)預(yù)先知道的每個(gè)另一半碼元包括該接收機(jī)知道的N1信息比特，而每個(gè)未知的半碼元包括N2信息比特。
10．根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其中所述第一數(shù)量N1等于一。
11．根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其中所述第二數(shù)量N2等于二。
12．根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其中所述第二數(shù)量N2等于二。
13．根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中所述第一數(shù)量N1等于一。
14．根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中所述第二數(shù)量N2等于二。
15．根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中所述第二數(shù)量N2等于二。
16．以第一信息速率或者第二信息速率發(fā)送信息比特到接收機(jī)的方法，包括步驟當(dāng)期望以所述第一信息速率傳輸時(shí)加上相同的信息比特到第一和第二調(diào)制器，和做為選擇當(dāng)期望以所述第二信息速率傳輸時(shí)，加上該信息比特的一半到所述第一調(diào)制器和另一半加到所述第二調(diào)制器，從而產(chǎn)生第一和第二調(diào)制信號(hào)；和使用相應(yīng)的第一和第二加權(quán)系數(shù)組合所述第一和所述第二調(diào)制信號(hào)以便產(chǎn)生用于傳輸?shù)男盘?hào)。
17．根據(jù)權(quán)利要求16的的方法，其中在所述接收機(jī)預(yù)先知道的比特傳輸期間選擇所述第一信息速率，和在所述接收機(jī)預(yù)先未知的比特的傳輸期間使用所述第二信息速率。
18．根據(jù)權(quán)利要求16的方法，其中每一個(gè)所述第一和第二調(diào)制器使用高斯最小值移位鍵控(GMSK)調(diào)制所加的信息比特。
19．根據(jù)權(quán)利要求16的的方法，其中所述加權(quán)系數(shù)是彼此相對(duì)為2∶1比率。
20．根據(jù)權(quán)利要求17的方法，其中所述已知的碼元形成一個(gè)均衡器訓(xùn)驗(yàn)序列，用于適應(yīng)所述接收機(jī)補(bǔ)償碼間干擾。
21．根據(jù)權(quán)利要求17的方法，其中當(dāng)使用所述第一信息速率時(shí)，所述已知的碼元另外包括第一已知的碼元型式，和當(dāng)使用所述第二信息速率時(shí)包括第二已知的碼元型式。
22．根據(jù)權(quán)利要求21的方法，其中所述接收機(jī)檢測(cè)發(fā)送所述第一或者所述第二已知的碼元型式的那一個(gè)碼元型式，并且本身自適應(yīng)解碼所述第一信息速率的信息或者因此解碼所述第二信息速率。
23．一種解碼以發(fā)送的已知的信息碼元點(diǎn)綴的未知的信息碼元的接收機(jī)，使用高斯最小值移位鍵控(GMSK)或者做為選擇與偏移16正交幅度調(diào)制(0-16QAM)調(diào)制的信號(hào)和補(bǔ)償由多路徑傳播信道引起的碼間干擾，包括用于存儲(chǔ)多個(gè)狀態(tài)的狀態(tài)存儲(chǔ)裝置，每個(gè)狀態(tài)包括一個(gè)解碼值串和一個(gè)相關(guān)的路徑量度，每個(gè)所述解碼值串對(duì)應(yīng)于包含在已經(jīng)處理的信號(hào)樣值中的信息的不同的假說(shuō)，和每個(gè)所述相關(guān)的路徑量度指示該相應(yīng)的假設(shè)是一個(gè)正確的假設(shè)的可能性；信道估計(jì)裝置，根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述已知的信息碼元的接收的信號(hào)樣值估計(jì)表明所述多路徑傳播的每個(gè)路徑的相位和幅度的估計(jì)信道系數(shù)；檢測(cè)裝置，使用所述GMSK或者所述0-16QAM調(diào)制檢測(cè)是否發(fā)送所述未知的信息碼元和提供均衡器模式指示信號(hào)；和維特比處理裝置，用于控制每個(gè)連續(xù)信號(hào)樣值的處理以便通過(guò)延伸解碼值串和更新相關(guān)的路徑量度更新所述狀態(tài)存儲(chǔ)器的每個(gè)狀態(tài)，每個(gè)更新?tīng)顟B(tài)是當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示0-16QAM時(shí)從四個(gè)以前的狀態(tài)之一得到的，和做為選擇當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示GMSK時(shí)從兩個(gè)以前的狀態(tài)之一得到的。
24．根據(jù)權(quán)利要求23的接收機(jī)，其中在所述解碼值串中的每個(gè)值指示在所述均衡器模式指示信號(hào)指示GMSK時(shí)的二進(jìn)制的1或者二進(jìn)制的零，和做為選擇當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示0-16QAM時(shí)，每個(gè)所述值指示一對(duì)二進(jìn)制比特。
25．根據(jù)權(quán)利要求23的接收機(jī)，其中在所述解碼值串中的每個(gè)值指示解碼信息碼元和解碼信息碼元是正確的可能性。
26．根據(jù)權(quán)利要求23的接收機(jī)，其中使用所述GMSK調(diào)制發(fā)送所述已知的信息碼元和使用所述0-16QAM調(diào)制發(fā)送所述未知的信息碼元。
27．根據(jù)權(quán)利要求23的接收機(jī)，其中只使用獲得最大的正或者負(fù)的信號(hào)幅度的所述0-16QAM的兩個(gè)碼元發(fā)送所述已知的信息碼元。
28．一種解碼以發(fā)送的已知的信息碼元點(diǎn)綴的未知的信息碼元的接收機(jī)，使用偏移正交相移鍵控(OQPSK)或者做為選擇與偏移16正交幅度調(diào)制(0-16QAM)調(diào)制的信號(hào)和補(bǔ)償由多路徑傳播信道引起的碼間干擾，包括用于存儲(chǔ)多個(gè)狀態(tài)的狀態(tài)存儲(chǔ)裝置，每個(gè)狀態(tài)包括一個(gè)解碼值串和一個(gè)相關(guān)的路徑量度，每個(gè)所述解碼值串對(duì)應(yīng)于包含在已經(jīng)處理的信號(hào)樣值中的信息的不同的假說(shuō)，和每個(gè)所述相關(guān)的路徑量度指示該相應(yīng)的假設(shè)是一個(gè)正確的假設(shè)的可能性；信道估計(jì)裝置，根據(jù)對(duì)應(yīng)于所述已知的信息碼元的接收的信號(hào)樣值估計(jì)表明所述多路徑傳播的每個(gè)路徑的相位和幅度的估計(jì)信道系數(shù)；檢測(cè)裝置，使用所述OQPSK或者所述0-16QAM調(diào)制檢測(cè)是否發(fā)送所述未知的信息碼元和提供均衡器模式指示信號(hào)；和維特比處理裝置，用于控制每個(gè)連續(xù)信號(hào)樣值的處理以便通過(guò)延伸該解碼值串和更新相關(guān)的路徑量度更新所述狀態(tài)存儲(chǔ)器的每個(gè)狀態(tài)，每個(gè)更新?tīng)顟B(tài)是當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示0-16QAM時(shí)從四個(gè)以前的狀態(tài)之一得到的，和做為選擇當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示OQPSK時(shí)從兩個(gè)以前的狀態(tài)之一得到的。
29．根據(jù)權(quán)利要求28的接收機(jī)，其中在所述解碼值串中的每個(gè)值指示在所述均衡器模式指示信號(hào)指示OQPSK時(shí)的二進(jìn)制的1或者二進(jìn)制的零，和做為選擇當(dāng)所述均衡器模式指示信號(hào)指示0-16QAM時(shí)，每個(gè)所述值指示一對(duì)二進(jìn)制比特。
30．根據(jù)權(quán)利要求28的接收機(jī)，其中在所述解碼值串中的每個(gè)值指示解碼信息碼元和解碼信息碼元是正確的的可能性。
31．根據(jù)權(quán)利要求28的接收機(jī)，其中使用所述OQPSK調(diào)制發(fā)送所述已知的信息碼元和使用所述0-16QAM調(diào)制發(fā)送所述未知的信息碼元。
32．根據(jù)權(quán)利要求28的接收機(jī)，其中只使用獲得最大的正或者負(fù)的信號(hào)幅度的所述0-16QAM的兩個(gè)碼元發(fā)送所述已知的信息碼元。
33．一種二者擇一地使用高斯最小值移位鍵控(GMSK)調(diào)制或者偏移正交幅度調(diào)制(OQAM)發(fā)送信息的發(fā)射機(jī)，包括至少兩個(gè)GMSK調(diào)制裝置，具有用于相關(guān)的二進(jìn)制信息比特流的輸入和提供相應(yīng)的調(diào)制的輸出信號(hào)；放大和組合裝置，用于放大每個(gè)所述調(diào)制輸出信號(hào)和以預(yù)定的幅度比組合放大的信號(hào)；控制裝置，用于選擇提供給所述至少彼此全部是相同的，兩個(gè)GMSK調(diào)制裝置的所述相關(guān)的二進(jìn)制信息比特流，以便當(dāng)期望所述GMSK調(diào)制時(shí)，和做為選擇當(dāng)期望所述OQAM調(diào)制時(shí)用于選擇提供給所述至少彼此不同的兩個(gè)GMSK調(diào)制裝置的至少兩個(gè)所述二進(jìn)制信息比特流。
34．根據(jù)權(quán)利要求33的發(fā)射機(jī)，其中所述放大裝置是飽和的功率放大器。
35．根據(jù)權(quán)利要求33的發(fā)射機(jī)，其中所述組合裝置是一個(gè)定向耦合器。
全文摘要
發(fā)射機(jī)使用N數(shù)據(jù)比特編碼數(shù)量2N數(shù)據(jù)比特以便選擇余弦波的2N電平之一,和編碼另外的N數(shù)據(jù)比特以便選擇正弦波的2N電平之一。該調(diào)制在相對(duì)于正弦波電平偏移半個(gè)N比特碼元間隔的瞬間獲得余弦波電平,并且稱為偏移QAM(OQAM)。接收的OQAM信號(hào)被放大,濾波和以最好每個(gè)N比特的半碼元間隔僅僅一個(gè)樣值的取樣速率數(shù)字化。連續(xù)的N比特半碼元包括在余弦和正弦載波上交替地調(diào)制的信息。通過(guò)應(yīng)用連續(xù)反旋轉(zhuǎn)的連續(xù)的數(shù)字化的樣值相同的量,該接收機(jī)可以去掉這個(gè)連續(xù)的旋轉(zhuǎn)。然后反旋轉(zhuǎn)的樣值以已知的同步半碼元相關(guān)。該同步相關(guān)確定描述在一個(gè)或者多個(gè)未知的半碼元上的各個(gè)數(shù)字化樣值的相關(guān)性的一組信道系數(shù)。然后使用計(jì)算的信道估計(jì)預(yù)測(cè)被解碼的所有可能序列的連續(xù)未知的半碼元的預(yù)期的接收的樣值。然后接收的樣值與所有可能的期望值和不一致的度量或者計(jì)算的誤差度量比較。具有最小的累積的誤差的順序用于確定解碼碼元輸出。在本發(fā)明的另一方面中,公開(kāi)了雙模式發(fā)射機(jī)接和接收機(jī),做為選擇允許在相同的裝置中使用不同類型的調(diào)制。
文檔編號(hào)H04L27/34GK1309858SQ99807999
公開(kāi)日2001年8月22日 申請(qǐng)日期1999年4月27日 優(yōu)先權(quán)日1998年4月28日
發(fā)明者P·W·登特 申請(qǐng)人:艾利森公司