專利名稱：互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，特別是涉及解決有關(guān)遠近問題的通信中斷的裝置。
背景技術(shù)：
在近年來的便攜電話和PHS(Personal Handyphone System)等移動通信系統(tǒng)中為了在本系統(tǒng)中確保必要的信道數(shù)，采用著時分多址連接(Time Division Multiple Access，以下記為TDMA)方式。TDMA方式由于在多個使用者中共同使用預(yù)定分配的頻帶，因此是把該信號的時間軸進行分割分配給各使用者的方式。然而，能夠使用的頻帶存在基于頻率分割的限制，另外，在時分數(shù)方面由于也存在技術(shù)上的限制，因此能夠分配給各使用者的信道數(shù)也存在限制。
近年來，伴隨著上述移動通信系統(tǒng)的使用者的增加，為了在系統(tǒng)中確保必要的信道數(shù)提出了碼分多址連接(Code Division MultipleAccess，以下記為CDMA)方式。CDMA方式為了使得多個使用者可以共用同一個頻帶，用分配給使用者的地址用擴散碼(固有碼)識別各使用者。為此把固有碼取為比信息信號高速的數(shù)MHz程度的時鐘頻率的信號使得能夠容易地進行固有碼的識別，進而，通過把該碼與信息信號進行乘法運算擴散發(fā)送信號的帶寬(頻譜擴散)沿著發(fā)送線路發(fā)送，同時，在接收一側(cè)使用匹配濾波器求出接收信號的相關(guān)特性，解調(diào)固有碼。上述的CDMA方式由于多個使用者可以共同使用同一個頻帶，因此與TDMA方式比較具有可以增大每一個帶寬的使用者數(shù)量的可能性，然而，由于共同使用同一頻帶，來自其他使用者的信號的干擾產(chǎn)生的妨礙，特別是由于強干涉波產(chǎn)生的后述的遠近問題等因此存在著不能夠充分增大同時通話信道數(shù)的問題。


圖10是示出現(xiàn)有的CDMA方式的結(jié)構(gòu)例的功能框圖。該圖中，由于說明在系統(tǒng)中假設(shè)使用者為4人，從使用者A向使用者B，另外從使用者D向使用者C傳送信息信號的情況，因此，使用者A和D的接收機以及使用者B和C的發(fā)射機省略。
示于該例的CDMA方式，作為發(fā)射系統(tǒng)，各使用者具有由把分別來自發(fā)送信息發(fā)生器100、(200)的輸出發(fā)送信息信號a、(b)與發(fā)生分配給各使用者的一個碼片的時間寬度為Δt的固有碼的第1擴散碼(PN碼)發(fā)生器101、(201)的輸出信號進行乘法運算的第1乘法器102、(202)，用于把該第1乘法器102、(202)的輸出信號與第1本機信號振蕩器103、(203)的輸出信號進行乘法運算的第2乘法器(混頻器)104、(204)構(gòu)成的發(fā)射機105、(205)。
另外，作為接收系統(tǒng)，各使用者具有由備有把分別經(jīng)過以空間作為媒體的傳輸線路105引入的接收信號110b、(110c)與第2本機信號振蕩器111、(211)的輸出信號進行乘法運算的第3乘法器112、(212)，與把該第3乘法器112、(212)的輸出信號和發(fā)生固有碼的第2擴散碼(PN碼)發(fā)生器112、(212)的輸出信號進行乘法運算的第4乘法器113、(213)相連接的積分器114、(214)的匹配濾波器115、(215)構(gòu)成的接收機116、(216)。
另外，作為上述擴散碼的條件，要求(1)代碼的組合多，使得能夠?qū)Ρ姸嗟氖褂谜叻峙涔逃写a，(2)互相關(guān)性小，使得能夠建立不同使用者的代碼和區(qū)別，(3)對于相同的代碼具有尖銳的自相關(guān)性，使得能夠可靠地捕獲發(fā)送給本臺的信號并容易地進行解調(diào)，(4)盡可能是隨機的周期長的代碼，使得通信內(nèi)容不被第3者盜聽等。作為滿足這些條件的代碼，通常利用PN(偽噪聲)碼。
其次，說明示于該例的CDMA方式的動作。首先，使用者A為了向使用者B發(fā)送信息信號a，在使用者A的發(fā)射機105中，把第1 PN碼發(fā)生器101的發(fā)生碼設(shè)定為分配給使用者B的固有碼Mb。通過在第1乘法器102中把該固有碼Mb與信息信號a進行乘法運算，如上述那樣進行頻譜擴散，與此同時，通過第2乘法器104和第1本機信號振蕩器103在發(fā)送頻率上進行頻率變換(調(diào)制)后沿著傳輸線路110發(fā)送。
如果使用者B的接收機116接收到上述發(fā)送信號，則該接收信號110b經(jīng)過由具有與調(diào)制頻率f0相同頻率的輸出信號的第2本機信號振蕩器111與第3乘法器112進行的頻率變換(解調(diào))后輸出到匹配濾波器115。匹配濾波器115在動作原理上起到時間相關(guān)器的作用(詳細情況參照例如B.P.Lathi，山中惣之助、宇佐美興一共訳，通信方式，p.297，マグロウヒル好學(xué)社，昭和56年10月)，同時，第2 PN碼發(fā)生器112由于輸出分配給本臺的固有碼Mb，因此從匹配濾波器115輸出固有碼序列Mb的自相關(guān)特性。
圖11示出作為一例的7比特PN碼的自相關(guān)特性。如圖所示，PN碼的自相關(guān)特性由于與相位移動1比特的序列的相關(guān)性小，因此如果在接收機中輸入與分配給本臺的固有碼相同的代碼，則匹配濾波器輸出尖銳的自相關(guān)特性，從而，接收機能夠容易地判決接受信號是否為發(fā)送給本臺的信號。
這時，如果與上述的從使用者A向使用者B的信息信號a的發(fā)送相并行，進行從使用者D向使用者C的信息信號b的發(fā)送，則與使用者A的發(fā)射機105中的發(fā)送動作相同，在使用者D的發(fā)射機205中，把第1 PN碼發(fā)生器201的代碼設(shè)定為分配給使用者C的固有碼Mc。在第1乘法器202中把該固有碼Mc與信息信號b進行乘法運算后進行頻譜擴散，同時，使用第2乘法器204與第1本機信號振蕩器203的輸出信號在發(fā)送頻率上進行頻率變換(調(diào)制)后沿著傳輸線路110對發(fā)送信號進行發(fā)送。
從而，如果使用者C的接收機216接收到從使用者D發(fā)送的信號，則由于PN碼發(fā)生器212作為擴散碼輸出分配給本臺的固有碼Mc，因此通過進行與上述使用者B的接收機116相同的動作從匹配濾波器215輸出圖11所示的自相關(guān)特性。其結(jié)果，使用者C的接收機216識別為該接收信號是發(fā)送給本臺的信號。
另一方面，根據(jù)從使用者D的發(fā)射機205發(fā)送的PN碼擴散了的信號經(jīng)過傳輸線路110也輸入到使用者B的接收機116中，因此從匹配濾波器115輸出使用者C的固有碼Mc與使用者B的固有碼Mb的互相關(guān)特性。
圖12示出PN碼的互相關(guān)特性的概念。詳細情況由于記載在例如文獻「橫山光雄，擴頻通信系統(tǒng)，pp.406～409，科學(xué)技術(shù)出版社，昭和63年」中，因此省略詳細的說明，總而言之，不同的PN碼間的互相關(guān)特性通過PN序列的組合取各種值，并不是像圖11所示的自相關(guān)特性那樣取確定的值。
從而，在匹配濾波器115的輸出上與圖11所示的用于檢測發(fā)送給本臺信號的相關(guān)特性一起發(fā)生圖12所示的無用的互相關(guān)特性，通常進行設(shè)計使得互相關(guān)特性的電平值充分低于自相關(guān)特性，使得分配給各使用者的Mb、Mc等固有碼互不相似。
然而，在作為上述那樣現(xiàn)有的擴散碼使用PN碼的CDMA方式中存在著以下所示的大的問題。即，由于在移動通信中各使用者任意地移動，因此根據(jù)使用者的位置關(guān)系輸入到本臺接收機的發(fā)送給其他臺的信號(干涉波)電平(圖12所示的互相關(guān)特性)有可能比發(fā)送給本臺的信號電平(圖11所示的自相關(guān)特性)高。這是眾所周知的CDMA方式中的遠近問題，這時發(fā)送給本臺的信號由于被干涉波覆蓋，因此不能夠進行發(fā)送給本臺信號的檢測。進而，后述的由反射波產(chǎn)生的多徑信號也與干涉波相同，產(chǎn)生妨礙接收檢測等的通信障礙。
從而，為了回避該遠近問題，伴隨各使用者的移動，在系統(tǒng)總體中分別適當(dāng)?shù)乜刂聘靼l(fā)射機的發(fā)送電力電平是不可缺少，而由此存在著系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜而且規(guī)模大的缺點。
本發(fā)明是為了解決上述現(xiàn)有的CDMA通信方式的問題而開發(fā)的，使基于輸入干涉波的匹配濾波器輸出(干涉波與所希望臺信號的互相關(guān)特性)為零電平，進而解決遠近問題。根據(jù)該功能，本發(fā)明的目的在于提供能夠進行不需要各發(fā)射機的發(fā)射電力電平控制的簡單系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，能夠容易地實現(xiàn)多徑信號分離功能的CDMA通信方式。
發(fā)明的公開為了達到上述目的，本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案1的發(fā)明，在直接擴散型互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，把2以上的整數(shù)作為N，把由N個自互補序列構(gòu)成的組分配給各使用者，同時多次反復(fù)1個上述自互補序列，由此變換為具有頻譜不重疊的N個梳形頻譜的信號，把存在于上述自互補序列關(guān)系中的N個互補序列分配到上述N個梳形頻譜中而構(gòu)成發(fā)送信號。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案2的發(fā)明在方案1所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，通過使上述N個梳形頻譜不重疊那樣準備在基準頻率上加入了符號周期T的倒數(shù)fT的K倍(這里，K＝0、1、2、…N-1)的頻率的N個移位載波，合成N個使用把上述N個1組的相互處于自互補序列關(guān)系的各互補序列的反復(fù)序列調(diào)制這些移位載波而生成的信號，構(gòu)成上述發(fā)送信號。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案3的發(fā)明，在方案2所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，使得分配給上述各使用者的自互補序列的N個組與分配給其他使用者的相同的N個組之間相互成為互互補序列那樣構(gòu)成上述自互補序列的組，同時，把在所有的使用者中使用的載波取為上述N個移位載波。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案4的發(fā)明，在方案2的所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，在分配給上述各使用者的自互補序列的組與分配給其他使用者的相同序列的組之間相互不存在互互補序列的關(guān)系時，通過分配給各使用者的各互補序列相互調(diào)制頻率不同的移位載波構(gòu)成發(fā)送信號。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案5所述的發(fā)明，在方案1、方案2、方案3或者方案4所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，這樣構(gòu)成，即在接收一側(cè)，與上述N個1組的自互補序列相對應(yīng)地并列配置N個與把上述N個1組的自互補序列的每一個反復(fù)的代碼的一部分相匹配的匹配濾波器，同時，根據(jù)把該N個匹配濾波器的相關(guān)輸出進行相加的結(jié)果檢測發(fā)送信息。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案6所述的發(fā)明，在方案1、方案2、方案3或方案4所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，把在由上述N個1組的自互補序列的反復(fù)序列構(gòu)成的有限長周期序列的前部外側(cè)以及后部外側(cè)上復(fù)制并分別添加了該有限長周期序列的后部和前部的多個碼片的偽周期序列用作分配給各使用者的代碼，同時，在接受一側(cè)使用與擴散為上述偽周期序列之前的上述有限長周期序列匹配的匹配濾波器進行解調(diào)。
本發(fā)明的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式的方案7所述的發(fā)明，代替在方案5以及6的匹配濾波器，使用卷積器得到相關(guān)輸出。
附圖的簡單說明圖1是示出本發(fā)明的CDMA通信方式的第1實施形態(tài)例的功能框圖。
圖2是把自互補序列(A0)的2次反復(fù)序列用載波f0進行了調(diào)制時的頻譜圖。
圖3是把自互補序列(A1)的2次反復(fù)序列用載波f1調(diào)制了時的頻譜圖。
圖4是說明發(fā)生多徑的概念的平面圖。
圖5示出多徑信號的自相關(guān)特性。
圖6示出本發(fā)明的CDMA通信方式的第1實施形態(tài)例中的分配給各使用者的代碼序列與頻譜的關(guān)系。
圖7示出使用了矩形波的擴散碼波形(基帶)無限地反復(fù)時的頻譜。
圖8示出本發(fā)明的CDMA通信方式的第2實施形態(tài)例中的分配給各使用者的代碼序列與頻譜的關(guān)系。
圖9示出所希望的波信號υA的幀構(gòu)成例。
圖10是示出現(xiàn)有的CDMA通信方式的結(jié)構(gòu)例的功能框圖。
圖11示出7比特PN碼的相關(guān)特性的一例。
圖12示出PN碼的互相關(guān)特性的概念。
用于實施發(fā)明的最佳形態(tài)以下，根據(jù)圖示的實施形態(tài)例詳細地說明本發(fā)明。
圖1是示出把本發(fā)明的通信方式適用于CDMA通信方式時的第1實施形態(tài)例的功能框圖。在該圖中假設(shè)系統(tǒng)使用者是4人，由于與現(xiàn)有技術(shù)的說明一樣說明從使用者A向使用者B，或者從使用者D向使用者C傳送信息信號的情況，因此使用者A和D的接收機以及使用者B和C的發(fā)射機省略。
另外，用作后述的固有碼的自互補序列(N是2以上的整數(shù))雖然能夠按照各使用者分配N組，但由于說明麻煩，因此僅說明N＝2，即，各使用者使用1對自互補序列的情況。
示于該例的CDMA通信方式，作為發(fā)射系統(tǒng)，各使用者具有由把輸出發(fā)送信息a、(b)的發(fā)送信息發(fā)生器10、(20)的輸出信號與發(fā)生分配給各使用者的固有碼的作為第1擴散碼的1對自互補序列發(fā)生器11α、11β、(21α、21β)的輸出信號進行乘法運算的一對第1乘法器對12α、12β、(22α、22β)，用于把該第1乘法器對12α、12β、(22α、22β)的輸出信號與一對第1本機信號振蕩器13α、13β(23α、23β)的輸出信號進行乘法運算的一對第2乘法器(混頻器)14α、14β、(24α、24β)的輸出進行加法運算的第1加法器15、(25)構(gòu)成的發(fā)射機1、(2)。
另外，作為接收系統(tǒng)，各使用者具有由經(jīng)過把空間作為媒體的傳輸線路19引入的接收信號19a(19b)與一對第2本機信號振蕩器30α、30β(40α、40β)的輸出信號進行乘法運算的，與一對第3乘法器(混頻器)31α、31β(41α、41β)連接的一對匹配濾波器32α、32β(42α、42β)和把該匹配濾波器32α、32β(42α、42β)的輸出進行加法運算的第2加法器構(gòu)成的接收機3、(4)。這里，各匹配濾波器32α、32β(42α、42β)省略了內(nèi)部功能塊的圖示，然而與具有把輸入信號與發(fā)生分配給各使用者的固有碼(自相關(guān)序列)的第2碼發(fā)生器的輸出信號進行乘法運算的乘法器以及連接到該乘法器的積分器的起到時間相關(guān)器功能的現(xiàn)有裝置相同。
這里，即使使用卷積器代替在接收機3、4中使用的匹配濾波器32α、32β、42α、42β，也可以得到同樣的相關(guān)輸出。這種情況下，上述卷積器例如32α的參考輸入成為序列A0A0。
在示于該例的CDMA通信方式的動作說明之前，首先詳細地說明用作以本發(fā)明建立了特征的擴散碼(固有碼)的自互補序列的相關(guān)特性和把該自互補序列反復(fù)而構(gòu)成的代碼的頻譜特性。
首先，作為一例考慮以下8碼片的代碼序列。即，A0＝(1，1，1，-1，1，1，-1，1) (1)A1＝(1，-1，1，1，1，-1，-1，-1) (2)B0＝(1，1，1，-1，-1，-1，1，-1) (3)B1＝(1，-1，1，1，-1，1，1，1) (4)如果求A0的自相關(guān)函數(shù)，則成為A0*A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1) (5)另外，A1的自相關(guān)函數(shù)成為A1*A1＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1) (6)這里，如果取A0與A1的自相關(guān)函數(shù)的和，則成為A0*A0+A1*A1＝(0，0，0，0，0，0，0，16，0，0，0，0，0，0，0)(7)得到在中央比特以外不發(fā)生旁瓣的序列。這時，{A0，A1}稱為自互補序列。
同樣，求B0與B1各自的自相關(guān)函數(shù)、取二者的和，則由于成為B0*B0＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1) (8)B1*B1＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1) (9)B0*B0+B1*B1＝(0，0，0，0，0，0，0，16，0，0，0，0，0，0，0)(10)因此{B0，B1}也是自互補序列。
進而，如果把(1)式的A0輸入到由(2)式表示的B0的匹配濾波器中，則如上所述由于匹配濾波器作為時間相關(guān)器動作，因此在該匹配濾波器的輸出作為A0與B0的互相關(guān)函數(shù)可以得到A0*B0＝(-1，0，-1，0，-5，0，3，0，1，0，1，0，1，0，1)(11)同樣，如果把A1輸入到B1的匹配濾波器中，則在該匹配濾波器的輸出作為A1與B1的互相關(guān)函數(shù)可以得到A1*B1＝(1，0，1，0，5，0，-3，0，-1，0，-1，0，-1，0，-1)(12)于是，如果取(11)式與(12)式的和，成為A0*B0+A1*B1＝(0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0) (13)其次，與上述相反，如果把(3)式的B0輸入到用(1)式表示的A0的匹配濾波器中，則與上述相同該匹配濾波器的輸出作為B0與A0的互相關(guān)函數(shù)可以得到B0*A0＝(1，0，1，0，1，0，1，0，3，0，-5，0，-1，0，-1) (14)如果把(4)式的B1輸入到由(2)式表示的A1的匹配濾波器中，則在該匹配濾波器的輸出作為B1與A1的互相關(guān)函數(shù)可以得到B1*A1＝(-1，0，-1，0，-1，0，-1，0，-3，0，5，0，1，0，1)(15)于是，如果取(14)式與(15)式的和，則成為B0*A0+B1*A1＝(0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0) (16)即，所謂自互補序列{A0，A1}和{B0，B1}，如果在對方序列的一對匹配濾波器的輸出中取和，則如(13)式或者(16)式表示的那樣，其互相關(guān)函數(shù)成為0。將處于這樣關(guān)系的{A0，A1}和{B0，B1}稱為互互補序列，進而，{A0，A1}和{B0，B1}把分別作為自互補序列的情況[{A0，A1}與{B0，B1}]稱為完全互補序列。
這里，說明每一個幀周期T反復(fù)1個基本序列A0的波形的頻譜。
A0的長度如果把L0作用碼片數(shù)/序列，則由T＝L0Δt0給出。該沖擊脈沖序列的信號每T秒反復(fù)的基帶周期信號的頻譜根據(jù)DFT(離散傅利葉變換)分析，作為fc0＝1/Δt0，fT＝1/T，成為遍及-fc0/2～0～fc0/2以fT的整數(shù)倍為要素的基本頻譜。即，該基帶信號的中心是f＝0，在k·fT(k＝-∞～-2，-1，0，1，2，～∞)具有成分的頻譜。
但是，由于實際上不可能傳輸沖擊脈沖，因此代替沖擊脈沖，例如如果使用時間寬度Δt0的矩形波，則其頻譜用遍及-fc0～fc0的頻譜近似表現(xiàn)，該頻譜中包含信號能量的90％以上。在(-fc0～fc0)以外所包含的成分是頻帶外的成分。根據(jù)DFT分析使用了L0＝8時的矩形波的基帶波形以周期T無限反復(fù)情況的頻譜如圖7所示。在f＝fc0中的頻譜振幅由于與取樣函數(shù)的0點重合因而消失，顯示出以f＝0兩側(cè)的振幅逐漸減少的取樣函數(shù)為包絡(luò)線的振幅特性。
其次，說明把上述自互補序列多次反復(fù)構(gòu)成的代碼的頻譜。例如，把上述A0反復(fù)2次構(gòu)成的代碼表現(xiàn)為A0A0＝(1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，1，-1，1)(17)由于是2次反復(fù)的周期性，因此頻譜成為預(yù)定的頻率成分丟失的梳形頻譜。如果在T中包含著2個基本序列，則由于成為T＝LΔt，L＝2L0＝16，因此Δt＝Δt0/2，從而成為fc＝1/Δt＝2fc0，雖然占有頻帶成為2倍但是k·fT(k奇數(shù))的頻譜成為0。該梳形頻譜由于原樣不變地與后述的A1的2次反復(fù)代碼(A1A1)的頻譜-部分重復(fù)，因此相互之間能夠把頻率移位使用。
圖2是示出根據(jù)具有該頻譜的信號把f0用DSB-AM(雙邊帶調(diào)幅)調(diào)制時的頻譜的正頻率部分(省略負頻率成分和頻帶外成分的顯示，基于矩形波的幅度衰減特性也省略表示)。通過把基本序列反復(fù)2次以及脈沖幅度成為1/2，成為fc＝2fc0，k·fT(K奇數(shù))的頻率中的振幅成為0。
另一方面，把上述的A1反復(fù)2次構(gòu)成的代碼表現(xiàn)為A1A1＝(1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1)(18)該代碼的頻譜也具有與上述圖2相同的梳形頻譜。圖3示出根據(jù)(18)式的代碼序列調(diào)制(頻率變換)了頻率f1＝f0+fT的移位載波時的頻譜的圖。其中，fT＝1/T，頻率f1設(shè)定為使得圖2和圖3所示的頻譜恰好交錯。
從而，圖2和圖3所示的信號即由(17)式和(18)式表示的代碼由于不僅頻譜不重疊而且僅分離fT＝1/T的整數(shù)倍，因此，在后述的條件下具有即使同時發(fā)送相互之間也不干涉的性質(zhì)(正交性)。
上述正交性根據(jù)與上述相同的邏輯，對于B0的反復(fù)序列B0B0以及B1的反復(fù)序列B1B1的關(guān)系也成立。
總而言之，只要多個代碼是相互處于互互補序列的關(guān)系的自互補序列的組合，各組合序列的對應(yīng)序列間的互相關(guān)的和呈現(xiàn)電平零的特性(無相關(guān)特性)，同時，把序列反復(fù)多次構(gòu)成的代碼序列由于產(chǎn)生空隙頻譜，因此具有能夠使用設(shè)定載波的頻率的裝置同時進行發(fā)送而使得頻譜互不重疊的特征。
以上，為了說明圖1所示的作為第1實施形態(tài)例的CDMA通信方式的動作，說明了使本發(fā)明建立特征的自互補序列與互互補序列的相關(guān)特性以及具有把該自互補序列多次反復(fù)構(gòu)成的代碼的空隙頻譜的頻率特性。考慮使用以上的自互補序列的代碼的特性，說明圖1所示的CDMA通信方式的動作。
作為分配給各使用者的固有碼的一例，說明使用把上述(1)～(4)式的自互補序列反復(fù)4次構(gòu)成的代碼的情況。從而，由于該代碼長度是32比特，也是解調(diào)周期16比特的偽周期序列，因此如果把移位載波f0和f1設(shè)定為f0+KfT(K＝0，1，2，…，N-1)，則構(gòu)成1對自互補序列的各代碼由于頻譜不重疊因此能夠同時發(fā)送。
首先，由于使用者A向使用者B發(fā)送信息信號a，因此在使用者A的發(fā)射機1中，把第1自互補序列發(fā)生器對11α、11β輸出的序列設(shè)定為分配給使用者B的固有碼A0A0A0A0，A1A1A1A1。
作為發(fā)送信號，把該固有碼與信息信號a在一對第1乘法器12α、12β中分別進行乘法運算擴散頻譜，同時使用一對第2乘法器14α、14β與一對第1本機信號振蕩器13α、13β根據(jù)發(fā)送移位載波頻率f0，f1進行頻率變換(調(diào)制)以后，用加法器15相加，沿著傳輸線路19發(fā)送。這時，如上述那樣，由于根據(jù)偽周期序列的性質(zhì)，設(shè)定發(fā)送載波頻率f0和f1(＝f0+fT)使得代碼A0A0A0A0與代碼A1A1A1A1頻譜不重疊，因此如果在接收一側(cè)在T秒內(nèi)相關(guān)檢測出同時發(fā)送的這些信號，則由于兩者的頻率成分正交，因此沒有兩者之間的代碼間干涉。
如果使用者B的接收機3接收到上述使用者A的發(fā)送信號，則在進行了基于輸出頻率f0和f1的信號的一對第2本機信號振蕩器對30α、30β與一對第3乘法器31α、31β的頻率變換(解調(diào))后分別輸出到1對匹配濾波器32α、32β中。匹配濾波器32α、32β由于如上述那樣起到時間相關(guān)器的作用，其結(jié)果，輸出輸入代碼的相關(guān)特性。
這里，為了定量地說明該相關(guān)特性，用數(shù)學(xué)公式表示上述調(diào)制與解調(diào)的信號。首先，如果用f0調(diào)制代碼A0A0A0A0，用f0解調(diào)后，可以再次得到代碼A0A0A0A0。而如果用f0調(diào)制代碼A0A0A0A0，用f1解調(diào)，則可以得到用(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1(19)表示的代碼。另外，如果用f1調(diào)制代碼A1A1A1A1，用f0解調(diào)代碼A1A1A1A1，則可以得到用(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0(20)表示的代碼。另外，如果用f1調(diào)制代碼A1A1A1A1，用f1解調(diào)則可以再次得到A1A1A1A1。
其次，如果A0的匹配濾波器中輸入了A0則由于匹配濾波器如上述(5)式所示那樣輸出A0*A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，-1，0，3，0，1，0，1)(5)因此如果在圖1所示的使用者B的接收機中所使用A0A0的匹配濾波器中輸入了A0，則通過與(5)式相同的處理，匹配濾波器輸出A0*A0A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，0，0，4，0，4，0，0，8，-1，0，3，0，1，0，1)(21)從而，假設(shè)圖1所示的使用者B的接收機在A0A0的匹配濾波器中輸入了用f0解調(diào)了的代碼A0A0A0A0，則該匹配濾波器輸出A0A0A0A0*A0A0＝(1，0，1，0，3，0，-1，8，1，0，5，0，7，0，-116，0，0，8，0，8，0，0，16，0，0，8，0，8，0，016，-1，0，7，0，5，0，1，8，-1，0，3，0，1，0，1)(22)的自相關(guān)特性。
其次，如果A0A0的匹配濾波器中輸入了用f1調(diào)制，用f0解調(diào)的A1A1A1A1代碼，即，輸入了(20)式的(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0，則匹配濾波器輸出(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0*A0A0＝(p15，p14，p13，p12，p11，p10，p9，p8，p7，p6，p5，p4，p3，p2，p1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，q1，q2，q3，q4，q5，q6，q7，q8，q9，q10，q11，q12，q13，q14，q15) (23)的互相關(guān)特性。這里，pi、qj對應(yīng)于代碼的序列取零以外的數(shù)值(偶爾也有成為零的情況)。從而，如(23)式所示那樣，即使在A0A0的匹配濾波器中輸入了代碼A1A1A1A1，由于以輸出相關(guān)值的中央比特為基準從左側(cè)-8移位碼片到右側(cè)+8移位碼片的成分成為零值，因此在該范圍內(nèi)對于(22)式所示的自相關(guān)特性不產(chǎn)生影響。
另外，如果在A1A1的匹配濾波器中輸入了A1A1A1A1，則該匹配濾波器與(22)式相同，輸出A1A1A1A1*A1A1＝(-1，0，-1，0，-3，0，1，8，-1，0，-5，0，-7，0，116，0，0，-8，0，-8，0，0，16，0，0，-8，0，-8，0，016，1，0，-7，0，-5，0，-1，8，1，0，-3，0，-1，0，-1)(24)的自相關(guān)特性。
進而，如果在A1A1的匹配濾波器中輸入了用f0調(diào)制用f1解調(diào)了的代碼A0A0A0A0，即，輸入了(19)式的(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1則該匹配濾波器通過與(23)式相同的處理，輸出(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1*A1A1＝(r15，r14，r13，r12，r11，r10，r9，r8，r7，r6，r5，r4，r3，r2，r1，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0， 0，0，s1，s2，s3，s4，s5，s6，s7，s8，s9，s10，s11，s12，s13，s14，s15)(25)的互相關(guān)特性。這里，ri、sj與上述pi、qj相同對應(yīng)于代碼的序列取零以外的值，而由于從中央比特開始從左側(cè)-8移位碼片到右側(cè)+8移位碼片中成為零值，因此(25)式與(23)式相同，在該范圍內(nèi)對(24)式的自相關(guān)特性不產(chǎn)生影響。
從而，最終地在使用者A的發(fā)射機1中在代碼A0A0A0A0上乘入發(fā)送信息a后用f0調(diào)制了的信號與在代碼A1A1A1A1上也乘入相同信息信號a后用f1調(diào)制了的信號相加后發(fā)送出的信號表示為a{(A0A0)f0(A0A0)f0+(A1A1)f1(A1A1)f1}(26)在使用者B的接收機3中如果分別用f0以及f1解調(diào)，則用f0解調(diào)了的信號成為a{(A0A0)f0，f0(A0A0)f0，f0+(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0}(27)用f1解調(diào)了的信號成為a {(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1+(A1A1)f1，f1(A1A1)f1，f1}(28)在用f0解調(diào)了的(27)式的信號輸入到A0A0的匹配濾波器中，用f1解調(diào)了的(28)式的信號輸入到A1A1的匹配濾波器中的情況下，如果使用第2加法器33把2個匹配濾波器的輸出進行相加運算，則成為a{(A0A0)f0，f0(A0A0)f0，f0+(A1A1)f1，f0(A1A1)f1，f0}*A0A0+a{(A0A0)f0，f1(A0A0)f0，f1+(A1A1)f1，f1(A1A1)f1，f1}*A1A1(29)如果在上式的上部分適用(22)式以及(23)式，在上式的下部分適用(25)式以及(24)式，則成為a(p15+r15，p14+r14，p13+r13，……，p3+r3，p2+r2，p1+r1，32，0，0，0，0，0，0，0，32，0，0，0，0，0，0，0，32，
q1+s1，q2+s2，q3+s3，……，q13+s13，q14+s14，q15+s15) (30)由于以中央碼片(32的值)為基準在從左側(cè)-7移位碼片到-1移位碼片與從右側(cè)+1移位碼片到+7移位碼片的范圍內(nèi)可以得到?jīng)]有旁瓣的尖銳的自相關(guān)特性，因此能夠容易地判決接收信號是發(fā)送給本臺的信號。
另一方面，考慮與上述從使用者A向使用者B的基于信息信號a的[A0，A1]的發(fā)送相并行，從使用者D向使用者C使用自互補序列[B0，B1]以及與上述相同頻率f0和f1的載波，根據(jù)與上述相同的方法使用圖8所示的頻率配置(f0，f1右側(cè)的顯示)進行信息信號b的發(fā)送的方式。在該方式中，信號[B0，B1]作為干涉波也混入到使用者B的接收機3中。如果定量地說明該動作，則在使用者D的發(fā)射機2中，通過與使用者A的發(fā)射機1相同的處理在擴散碼B0B0B0B0上乘入發(fā)送信息b后用f0調(diào)制，另外，在其它的擴散碼B1B1B1B1上也乘入相同的發(fā)送信息b后用f1調(diào)制，如果把2個信號相加后發(fā)送，則與(26)式相同，成為b{(B0B0)f0(B0B0)f0+(B1B1)f1(B1B1)f1}(31)在使用者B的接收機3中如果分別把它們用f0以及f1進行解調(diào)，則用f0解調(diào)的信號成為b{(B0B0)f0，f0(B0B0)f0，f0+(B1B1)f1，f0(B1B1)f1，f0}(32)用f1解調(diào)的信號成為b{(B0B0)f0，f1(B0B0)f0，f1+(B1B1)f1，f1(B1B1)f1，f1}(33)由于用f0解調(diào)了的(32)式的信號輸入到A0A0的匹配濾波器中，用f1解調(diào)了的(32)式的信號輸入到A1A1的匹配濾波器中，因此如果把2個匹配濾波器的輸出相加，則與(29)式相同，成為b{(B0B0)f0，f0(B0B0)f0，f0+(B1B1)f1，f0(B1B1)f1，f0}*A0A0+b{(B0B0)f0，f1(B0B0)f0，f1+(B1B1)f1，f1(B1B1)f1，f1}*A1A1(34)如果適用從(29)式導(dǎo)出(30)式時相同的處理，則(34)式成為a(p15’+r15’，p14’+r14’，p13’+r13’，……，p3’+r3’，p2’+r2’，p1’+r1’，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，q1’+s1’，q2’+s2’，q3’+s3’，……，q13’+s13’，q14’+s14’，q15’+s15’)(35)以中央碼片為基準從左側(cè)-8移位碼片到右側(cè)+8移位碼片成為零值。
從而，在使用者B根據(jù)(30)式中的自相關(guān)特性中的從左側(cè)-7移位碼片到右側(cè)+7移位碼片范圍的相關(guān)值判決從使用者A發(fā)送來的信號[A0，A1]是發(fā)送給本臺的信號時，即使在使用者B的接收機3中混入了從其它臺(使用者D)發(fā)送來的信號[B0，B1]也如(35)式所示那樣，由于從左側(cè)-8移位碼片到右側(cè)+8移位碼片范圍的相關(guān)值是零，因此在使用上述(30)式的發(fā)送給本臺信號的判決方面不受影響。這是由于雖然兩者使用同一頻帶{(f0-1/Δt)～(f1+1/Δt)}，但是把序列[A0，A1]與序列[B0，B1]設(shè)定為互互補序列的緣故。
由此，本發(fā)明的CDMA通信方式在判決發(fā)送給本臺信號的自相關(guān)特性的期間(時間)內(nèi)，由于混入的發(fā)送給其它臺信號的相關(guān)特性必定為零，因此將不發(fā)生上述現(xiàn)有的基于使用者位置關(guān)系的遠近問題。其結(jié)果，由于不需要進行伴隨各使用者移動的各發(fā)射機的發(fā)送電力電平的控制，因此能夠極其簡單地構(gòu)成系統(tǒng)。
進而，通過利用上述的從其它臺混入的信號的相關(guān)特性為零的特性，本發(fā)明的CDMA通信方式能夠容易地進行在街道的移動通信中成為問題的多徑的分離。圖4是示出多徑發(fā)生的概念的平面圖。從發(fā)射機41輸出的發(fā)送信號分離為直接到達接收機42的直接信號43與由反射物44反射后到達接收機42的多徑信號(反射信號)45，由于如果多徑信號45與直接信號43以相同的電平到達接收機42，則在接收機42中輸入相位偏差的相同電平的信號，因此將引起波形畸變，使得接收機42的接收性能惡化。
圖5示出在接收機中輸入了上述多徑信號45時的圖1所示的第2加法器33(43)輸出中的自相關(guān)特性。如上述那樣，由于自相關(guān)特性以中央比特為基準在從左側(cè)-7移位碼片到右側(cè)+7移位碼片的范圍內(nèi)不發(fā)生旁瓣，因此用(30)式表示的直接信號(實線)與多徑信號(虛線)可以分離為相位偏差(時間延遲TM)。如確立接收波的接收信號的同步，則中央碼片位置變得明確。因而，如果把直接波與延遲波的延遲時間的差記為τd＝τM-τ0，把基本序列A0、A1的碼片長記為L0，則只要是TM＝L0t-τd＞0，就能夠可靠地分離多徑信號。
本發(fā)明的方式是以干涉波的入射相位與希望波的入射相位一致為前提而構(gòu)筑的。如果存在相位差，則如圖9那樣，在干涉波信號υB的幀邊界位于希望波信號υA的幀中的情況下，由于υB用其信息b調(diào)制，因此與上述說明中假設(shè)的信號不同，將產(chǎn)生基于干涉的相關(guān)性。
然而，實際上難以嚴格地使干涉的幀相位同步，由基于TDMA的移動通信方式等實現(xiàn)使得其時間差保持在圖示的τdif以下的控制。通過采取這樣的準同步技術(shù)，如果預(yù)先發(fā)送具有比在信號的解調(diào)相關(guān)中使用的幀長TDEM還長的幀長(偽周期)TE的信號υA、υB，則2個幀的接收時間差τdif如果是τdif＜TA，則在υA的解調(diào)時間TDEM中，由于入射不受調(diào)制的干涉波，因此不發(fā)生由υB產(chǎn)生的相關(guān)性。擴散幀υA通過在υA的前部和后部添加υA的后半部分和前半部分的一部分來制作。圖9作為簡單的例子示出在前后添加了υA的構(gòu)成要素A0的情況。
另外，一個使用者使用2部發(fā)射機，另一個使用者使用2部接收機的情況，例如，圖1所示的發(fā)射機1和發(fā)射機2由一個使用者使用的同時，接收機3和接收機4由另一個使用者使用，因此一個使用者可以同時把發(fā)送信息a和b發(fā)送，其結(jié)果，能夠得到傳輸速度提高為2倍的效果。
在以上所說明的本發(fā)明的第1實施形態(tài)例中，構(gòu)成為通過在各使用者中共同分配2個頻率不同的載波f0、f1，同時，在各使用者中進行分配使得擴散碼成為互互補序列，使混入本臺中的發(fā)送給其它臺的信號的相關(guān)值為零。因而，如果互補序列的組合數(shù)是m，則m個同時通話能夠互不干涉地使用幾乎同一個頻帶，而在本發(fā)明的實施中不限于該例，例如，作為后述的第2實施形態(tài)例分配給各使用者的擴散碼取為與第1實施形態(tài)例相同的自互補序列，另外，還可以不把分配給各使用者之間的代碼取為互互補序列，而使得在各使用者中使用的載波的頻率不同，構(gòu)成為頻分多址方式。
圖6示出對于使用了作為第1實施形態(tài)例的圖1的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)時的代碼與頻譜的關(guān)系。即，示出在4個使用者分別發(fā)送信息信號的情況下，把分配給發(fā)送方的各使用者的自互補序列反復(fù)而構(gòu)成的代碼對與其頻譜的關(guān)系。其中，為了使頻譜的圖示簡單，各自互補序列通過由反復(fù)4個8碼片基本序列而構(gòu)成。例如，對于發(fā)送(A→B)，設(shè)定式(1)的A0、式(2)的A1。這些反復(fù)序列分別用(f0、f1)調(diào)制后的輸出頻譜示于圖6的上部。
圖6與后述的圖8的情況不同，在把與上述的A0、A1相互處于互互補序列的關(guān)系的式(3)的B0與式(4)B1的組用于其它的發(fā)送(D→C)的情況下，B0、B1用(f0、f1)調(diào)制后的輸出的頻譜示于圖6的下部。代碼A0與B0用載波f0，代碼A1與B1用載波f1調(diào)制生成發(fā)送波。發(fā)送(A→B)用載波的頻譜與發(fā)送(D→C)用載波的頻譜雖然如圖6所示一致，但由于相互處于互互補序列的關(guān)系，因此在接收側(cè)不產(chǎn)生干涉。對于其它的發(fā)送(B→A)、(C→D)分別使用(A0，A1)，(B0、B1)的反復(fù)代碼序列，使用與f0、f1不同的載波f2＝f1+fTf3＝f2+fT用相同的方法生成發(fā)送波。這種情況下，對于發(fā)送(B→A)、(C→D)也可以共同使用同一個載波f2、f3。雖然在圖6中沒有示出這種情況下的發(fā)送波的頻譜，然而由于配置在圖示的頻譜的空隙部分中，因此不發(fā)生與發(fā)送波(A→B)，(D→C)的干涉。從而，與后述圖8情況的占有頻帶相比較，第1實施例的系統(tǒng)占有的頻帶如圖6所示具有減半的優(yōu)點。如果使用多個互互補序列的組，則將進一步提高頻率利用效率。
圖8示出在4個使用者分別發(fā)送信息信號的情況下，對于發(fā)送方的各使用者僅使用反復(fù)自互補序列而構(gòu)成的代碼，不使用互互補序列情況的相對第2實施例的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的各代碼與其頻譜的關(guān)系。該系統(tǒng)結(jié)構(gòu)在圖1中，把發(fā)射機2的擴散碼(B0，B0，B0，B0)置換為(A6，A6，A6，A6)，把(B1，B1，B1，B1)置換為(A7，A7，A7，A7)，把載波(f0，f1)置換為(f6，f7)，進而把發(fā)射機4的載波從(f0，f1)置換為(f6，f7)，把匹配濾波器的(B0B0)置換為(A6A6)，把(B1B1)置換為(A7A7)而實現(xiàn)。
圖8中，為了使頻譜的圖示簡單，各自互補序列通過反復(fù)8個4碼片基本序列而構(gòu)成。例如，如果假定A0＝(1，1，1，-1)，A1＝(1，-1，1，1)，則如上述那樣，由于序列的反復(fù)數(shù)與頻譜中的丟失頻率成分的間隔處于密切連接的關(guān)系，因此用于以4人同時發(fā)送的8個頻譜不重疊，所以不必把自互補序列反復(fù)8次以上。圖8示出把自互補序列反復(fù)8次構(gòu)成的代碼的頻譜分別不重疊那樣，把各使用者的發(fā)射機中的載波頻率設(shè)定為f0～f7時的頻譜。
如以上說明的那樣，在本發(fā)明的CDMA通信方式的第1實施例中，由于使用互互補序列因此即使各使用者的發(fā)送波的頻譜重疊，在接收一側(cè)也能夠不受干擾地進行分離識別，從而，可以提高頻率利用效率。另一方面，在第2實施例中，由于在分配給各使用者的代碼中不存在互互補序列的條件，因此提高可取出的代碼的自由度，從而，具有比第1實施形態(tài)例可以更多地產(chǎn)生分配給各使用者的代碼數(shù)量的優(yōu)點。第2實施形態(tài)例在希望增大使用者數(shù)量的情況下特別有效，也可以與第1實施形態(tài)例相組合進行實施。
本發(fā)明如以上說明的那樣作為擴散碼使用把自互補序列反復(fù)多次而構(gòu)成的序列，進而在必要的情況下，還可以根據(jù)把使用互互補序列構(gòu)成的上述代碼序列對作為地址分配給各臺(各使用者)的方式構(gòu)成系統(tǒng)，因此由于能夠避免干涉波的影響從而可以解決CDMA通信方式中的遠近問題，從而，能夠?qū)崿F(xiàn)不需要進行發(fā)送電力電平控制的簡單的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，而且，在實現(xiàn)借助沒有旁瓣的自相關(guān)特性可以容易地進行多徑信號分離的CDMA通信方式方面極為有效。
權(quán)利要求
1. 一種互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于在直接擴散型互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中，把2以上的整數(shù)作為N，通過把由N個自互補序列構(gòu)成的組分配給各使用者，同時多次反復(fù)1個上述自互補序列，變換為具有頻譜不重疊的N個梳形頻譜的信號，把處于上述自互補序列關(guān)系的N個互補序列分配到上述N個梳形頻譜中構(gòu)成發(fā)送信號。
2.如權(quán)利要求1所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于使上述N個梳形頻譜不重疊那樣準備在基準頻率上加入了符號周期T的倒數(shù)fT的K倍(這里，K＝0、1、2、…N-1)的頻率的N個移位載波，通過合成N個使用把上述1組N個相互處于自互補序列關(guān)系的各互補序列的反復(fù)序列調(diào)制這些移位載波而生成的信號，構(gòu)成上述發(fā)送信號。
3.如權(quán)利要求2所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于分配給上述各使用者的自互補序列的N個組與分配給其他使用者的相同的N個組之間相互成為互互補序列那樣構(gòu)成上述自互補序列的組，同時，把在所有的使用者中使用的載波取為上述N個移位載波。
4.如權(quán)利要求2的所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于分配給上述各使用者的自互補序列的組與分配給其他使用者的相同序列的組之間相互不存在互互補序列的關(guān)系時，通過分配給各使用者的互補序列用相互頻率不同的移位載波進行調(diào)制構(gòu)成發(fā)送信號。
5.如權(quán)利要求1、權(quán)利要求2、權(quán)利要求3或者權(quán)利要求4所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于在接收一側(cè)，與上述N個1組的自互補序列相對應(yīng)并列配置N個與把上述N個1組的自互補序列的每一個反復(fù)的代碼的一部分相匹配的匹配濾波器，根據(jù)把該N個匹配濾波器的相關(guān)輸出進行相加的結(jié)果檢測發(fā)送信息.
6.如權(quán)利要求1、權(quán)利要求2、權(quán)利要求3或者權(quán)利要求4所述的互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，其特征在于把在由上述N個1組的自互補序列的反復(fù)序列構(gòu)成的有限長周期序列的前部外側(cè)以及后部外側(cè)上復(fù)制該有限長周期序列的后部和前部的多個碼片，并將各個附加的偽周期序列用作分配給各使用者的代碼，同時，在接受一側(cè)使用與擴散為上述偽周期序列之前的上述有限長周期序列匹配的匹配濾波器進行解調(diào)。
7.一種互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式，特征在于使用卷積器代替在權(quán)利要求5和6的匹配濾波器，得到相關(guān)輸出。
全文摘要
在直接擴散型互補序列反復(fù)調(diào)制型的梳形頻譜通信方式中,把2以上的整數(shù)作為N,把由N個自互補序列構(gòu)成的組分配給各使用者的同時,通過多次反復(fù)上述1個自互補序列,變換為具有頻譜不重疊的N個梳形頻譜的信號,把處于上述自互補序列關(guān)系的N個互補序列分配到上述N個梳形頻譜,構(gòu)成發(fā)送信號。因而,通過把表示輸入給本臺的發(fā)送給其它臺信號的互相關(guān)特性置為零電平解決遠近問題,進而可以提供不需要進行發(fā)射機的發(fā)送電力電平控制,使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單的同時,還可以容易地進行多徑信號分離的CDMA通信方式。
文檔編號H04J13/00GK1269085SQ99800719
公開日2000年10月4日 申請日期1999年3月11日 優(yōu)先權(quán)日1998年3月13日
發(fā)明者末廣直樹, 畔柳功芳 申請人:末廣直樹, 畔柳功芳, 東洋通信機株式會社