專利名稱：用于高清晰度電視接收機的同信道干擾檢測網(wǎng)絡(luò)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于處理諸如美國大聯(lián)盟提出的殘留邊帶調(diào)制型高清晰度電視(HDTV)信號的接收機系統(tǒng)。
從以符號形式傳送數(shù)字信息的調(diào)制信號中恢復(fù)數(shù)據(jù)，通常在接收機中要求三個功能符號同步的時序恢復(fù)，載波恢復(fù)(頻率解調(diào)至基帶)，以及信道均衡。時序恢復(fù)是一個通過它可使接收機時鐘(時基)與發(fā)射機時鐘同步的處理過程。這允許接收信號在最佳時刻被抽樣，以減少與接收符號值的判定指向(decision-directed)處理相關(guān)的限幅誤差。載波恢復(fù)是一個處理過程，通過該處理過程，接收的射頻信號在下變頻到一個較低的中頻通帶(例如接近基帶)后頻移至基帶，以允許調(diào)制基帶信息的恢復(fù)。自適應(yīng)信道均衡是一個處理過程，通過該處理過程，在信號發(fā)射信道中改變的情況和干擾的影響被補償。這個處理過程通常采用濾波器，這些濾波器消除由于傳輸信道的頻率隨時間變化的特性而引起的幅度和相位失真，從而提供改進的符號判定能力。
根據(jù)本發(fā)明的原理，一種用于處理接收的含有高清晰度電視信息的殘留邊帶(VSB)調(diào)制信號的系統(tǒng)，包括一NTSC同信道干擾檢測網(wǎng)絡(luò)，其包括一響應(yīng)一過取樣的符號數(shù)據(jù)流且具有一予定延遲的、用于產(chǎn)生一梳狀濾波頻譜而無混疊的梳狀濾波網(wǎng)絡(luò)。
附圖簡述

圖1是包括根據(jù)本發(fā)明原理的裝置的高清晰度電視接收機的一部分的框圖。
圖2描述用于根據(jù)美國大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)的VSB調(diào)制信號的數(shù)據(jù)幀格式。
圖3表示圖1中的數(shù)字解調(diào)器/載波恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)的詳細結(jié)構(gòu)。
圖4表示圖1中的段同步檢測器和符號時鐘恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)的詳細結(jié)構(gòu)。
圖5描述了有助于理解圖4所示網(wǎng)絡(luò)操作的信號波形。
圖6表示一種補償網(wǎng)絡(luò)的詳細結(jié)構(gòu)，該網(wǎng)絡(luò)用于消除由圖1的系統(tǒng)處理的符號數(shù)據(jù)流中的直流偏置。
圖7表示圖1的系統(tǒng)中NTSC同信道干擾檢測網(wǎng)絡(luò)的詳細結(jié)構(gòu)。
圖8表示與圖7中的網(wǎng)絡(luò)操作相關(guān)的頻譜。
在圖1中，地面廣播模擬輸入的HDTV信號，由包括射頻調(diào)諧電路的輸入網(wǎng)絡(luò)14以及包括用于產(chǎn)生中頻(IF)通帶輸出信號的雙變頻調(diào)諧器和適當?shù)淖詣釉鲆婵刂?AGC)電路的IF處理器16進行處理。接收的信號是如大聯(lián)盟提出并且在美國使用的載波抑制的8-VSB調(diào)制信號。這種VSB信號由一維數(shù)據(jù)符號集群(constellation)表示，其中只有一個軸包含將要由接收機恢復(fù)的量化數(shù)據(jù)。為了簡化該圖，沒有示出用于為所示功能塊計時的信號。
正如1994年4月14日生效的大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)規(guī)范中所描述的，VSB傳輸系統(tǒng)傳送具有圖2所示的規(guī)定數(shù)據(jù)幀格式的數(shù)據(jù)。處于抑制載頻的小導(dǎo)頻信號被加到傳輸信號以利于在VSB接收機上實現(xiàn)載波鎖定。參見圖2，每個數(shù)據(jù)幀包括兩個場，其中每個場包括832個多級符號的313個段。每個場的第一段稱作場同步段，而剩下的312個段稱作數(shù)據(jù)段。數(shù)據(jù)段通常包括符合MPEG的數(shù)據(jù)包。每個數(shù)據(jù)段包括一個四個符號的段同步字符，接著是828個數(shù)據(jù)符號。每個場的段包括一個四個符號的段同步字符，接著是一個包括一個預(yù)定的511個符號的偽隨機數(shù)(PN)序列和三個預(yù)定的63個符號的PN序列的場同步分量，其中三個預(yù)定的63個符號的PN序列的中間一個在連續(xù)的場中是反相的。VSB模式控制信號(定義VSB符號構(gòu)象的大小)接著最后一個63PN的序列，隨后是96個保存的符號和從前面場復(fù)制的12個符號。
繼續(xù)參見圖1，來自單元16的通帶IF輸出信號由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)19轉(zhuǎn)換成過取樣的數(shù)字符號數(shù)據(jù)流。ADC19的輸出過取樣數(shù)字數(shù)據(jù)流，由全數(shù)字解調(diào)器/載波恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)22解調(diào)至基帶。這是由全數(shù)字鎖相環(huán)通過響應(yīng)接收的VSB數(shù)據(jù)流中的小參考導(dǎo)頻載波而進行的。單元22產(chǎn)生參照圖3將作更詳細描述的輸出I-相位解調(diào)符號數(shù)據(jù)流。
ADC19通過使用兩倍于接收符號率的21.52MHz的采樣時鐘來過采樣輸入10.76兆符號/秒的VSB符號數(shù)據(jù)流，從而提供每個符號兩個取樣值的過取樣的21.52兆樣本/秒數(shù)據(jù)流。使用這種每個符號兩個樣本值的基于樣本的處理而非逐個符號(每個符號一個樣本值)的基于符號的處理，可產(chǎn)生與諸如將要討論的直流補償單元26和NTSC干擾檢測器30相關(guān)的具有后續(xù)信號處理功能的有利操作。
與ADC19和解調(diào)器22相關(guān)聯(lián)的是段同步和符號時鐘恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)24。網(wǎng)絡(luò)24檢測并且把每個數(shù)據(jù)幀的重復(fù)數(shù)據(jù)段同步分量與隨機數(shù)據(jù)分離。段同步用于再生正確定相的21.52MHz的時鐘，它用于通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器19控制數(shù)據(jù)流符號采樣。正如結(jié)合圖4和5所討論的，網(wǎng)絡(luò)24有利于使用縮寫的兩符號相關(guān)基準模式和有關(guān)的兩符號數(shù)據(jù)相關(guān)器來檢測段同步。
正如參考圖6將討論的，直流補償單元26使用自適應(yīng)跟蹤電路，把因?qū)ьl信號分量引起的直流偏置分量從解調(diào)的VSB信號中消除。單元28通過把每個接收的數(shù)據(jù)段與存儲在接收機的存儲器中的理想場參考信號相比較來檢測數(shù)據(jù)場同步分量。除了場同步外，場同步信號還提供用于信道均衡器34的訓(xùn)練信號。
NTSC干擾檢測和抑制由參照圖7和8將更詳細討論的單元30執(zhí)行。之后，該信號由以盲目(blind)、訓(xùn)練(training)和判定指向模式的組合方式操作的信道均衡器34自適應(yīng)均衡。均衡器34可以是大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)規(guī)范和1995年8月IEEE Transactions on ConsumerElectronics中W.Bretl等人的文章“大聯(lián)盟數(shù)字電視接收機用的VSB調(diào)制解調(diào)子系統(tǒng)設(shè)計”中所描述的類型。均衡器34也可以是Shiue等人的共同未決的美國專利申請(序列號RCA88，947)中描述的類型。檢測器30的輸出數(shù)據(jù)流在均衡器34之前下變頻為一個取樣值/符號(10.76兆符號/秒)的數(shù)據(jù)流。這個下變頻可由適當?shù)南氯泳W(wǎng)絡(luò)(為了簡化附圖未示出)實現(xiàn)。
均衡器34校正信道失真，但相位噪聲隨機旋轉(zhuǎn)符號集群。相位跟蹤網(wǎng)絡(luò)36消除均衡器34的輸出信號中的殘余相位和增益噪聲，包括由前面的載波恢復(fù)網(wǎng)絡(luò)通過響應(yīng)導(dǎo)頻信號沒有消除的相位噪聲。該相位校正的信號隨即由單元40格式解碼，并由單元42解交錯(deinterleaved)。里德-索洛蒙誤差由單元44校正，并且由單元46解擾(解除隨機化)。之后，解碼的數(shù)據(jù)流由單元5進行音頻、視頻和顯示處理。
調(diào)諧器14、IF處理器16，場同步檢測器28、均衡器34、相位跟蹤環(huán)路36、格式解碼器40、解交錯器42、里德-索洛蒙解碼器44和解擾器46可采用1994年4月4日的大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)規(guī)范或上述的Bretl等人的文章中提及的電路類型。適合于執(zhí)行單元19和50功能的電路廣為人知。
單元22中的解調(diào)由全數(shù)字自動相位控制(APC)環(huán)執(zhí)行以實現(xiàn)載波恢復(fù)。鎖相環(huán)使用導(dǎo)頻分量作為初始采集的參考并且使用普通的相位檢測器于相位采集。導(dǎo)頻信號嵌入接收的數(shù)據(jù)流中，它包含呈現(xiàn)隨機、類似于噪聲的模式的數(shù)據(jù)。隨機數(shù)據(jù)基本上不被解調(diào)器APC環(huán)路的濾波操作所考慮。ADC19的10.76兆符號/秒的輸入信號是接近于基帶的信號，其VSB頻譜的中心在5.38MHz，并且導(dǎo)頻分量位于2.69MHz。在21.52MHz，輸入數(shù)據(jù)流利于被ADC19兩倍過取樣。在來自單元22的解調(diào)數(shù)據(jù)流中，導(dǎo)頻分量已經(jīng)被向下頻移到DC。
圖3表示數(shù)字解調(diào)器22的詳細結(jié)構(gòu)。來自ADC19的包括甚低頻導(dǎo)頻分量的8-VSB調(diào)制及過采樣的數(shù)據(jù)符號數(shù)據(jù)流，被施加到希爾伯特濾波器320和延遲單元322的輸入上。濾波器320把輸入的IF取樣數(shù)據(jù)流分成“I”(同相)和“Q”(90°相位差)分量。延遲322呈現(xiàn)與希爾伯特濾波器320匹配的延遲。I和Q分量通過在APC環(huán)中使用復(fù)合乘法器324旋轉(zhuǎn)到基帶。一旦該環(huán)路被同步，則乘法器324的輸出是復(fù)合基帶信號。來自乘法器324的輸出I的數(shù)據(jù)流被用作實際的解調(diào)器輸出，并且也用于通過使用低通濾波器326獲取被接收數(shù)據(jù)流的導(dǎo)頻分量。來自乘法器324輸出Q的數(shù)據(jù)流用于獲取被接收信號的相位。
在相位控制環(huán)路中，來自乘法器324的I和Q輸出信號分別施加到低通濾波器326和328上。濾波器326和328是截止頻率約為1MHz的奈奎斯特低通濾波器，并且用來在由單元330和332執(zhí)行8∶1數(shù)據(jù)下取樣之前減小信號的帶寬。下取樣的Q信號由自動頻率控制(AFC)濾波器336濾波。在濾波之后，Q信號由單元338限幅以減小相位檢測器340的動態(tài)范圍要求。相位檢測器340檢測并校正施加在其輸入端的I和Q信號之間的相位差，并且產(chǎn)生由諸如第二級低通濾波器的APC濾波器344濾波的輸出相位差信號。單元340檢測的相位差表示期望的接近直流的導(dǎo)頻信號頻率和接收的導(dǎo)頻信號頻率之間的頻率差。
如果接收的導(dǎo)頻信號呈現(xiàn)為期望的接近直流的頻率，則AFC單元336不產(chǎn)生相移。輸入到相位檢測器340的I和Q信道的導(dǎo)頻分量，將不偏離相互為90度的相位關(guān)系，因而相位檢測器340產(chǎn)生零值或接近零值的相位誤差輸入信號。然而，如果接收的導(dǎo)頻信號呈現(xiàn)為錯誤的頻率，則AFC單元336將產(chǎn)生相移。這將引起施加到相位檢測器340的輸入端的I和Q信道導(dǎo)頻信號之間附加的相位差。檢測器340響應(yīng)于這個相位差產(chǎn)生一個輸出誤差值。
來自濾波器344的被濾波相位誤差信號由內(nèi)插器346上取樣1∶8以計算單元330和332先前執(zhí)行的下取樣，以致于NCO 348工作在21.52MHz。內(nèi)插器346的輸出施加到NCO 348的控制輸入，它局部再生用于解調(diào)被接收數(shù)據(jù)流的導(dǎo)頻信號。NCO 348包括用于通過響應(yīng)來自單元340、344和346的相位控制信號而在校正相位再生導(dǎo)頻音的正弦和余弦檢查表。NCO 348的輸出被控制，直到乘法器324的I和Q信號輸出使得檢測器340產(chǎn)生的相位誤差信號實際上是零為止，從而指示出適當解調(diào)的基帶I信號存在于乘法器324的輸出端。
在數(shù)字解調(diào)器22中，主信號處理器實際上包括元件336、338、340和344。由單元330和332提供的8∶1下取樣有利于節(jié)省解調(diào)器的處理功率和硬件，并且通過使APC環(huán)路元件336、338、340和344在一個較低的時鐘頻率計時，即使用21.52MHz/8或2.69MHz的時鐘而不是21.52MHz的時鐘計時而允許處理高效。當數(shù)字信號處理器(DSP)用于實施網(wǎng)絡(luò)22特另是相位檢測環(huán)的時候，例如通過按比例地要求指令碼更少的線，所述數(shù)據(jù)變換的結(jié)果是提高了軟件效率。DSP的循環(huán)可用作其它的信號處理目的。當專用積分電路(ASIC)用于實施網(wǎng)絡(luò)22的時候，數(shù)據(jù)變換的結(jié)果是降低了對硬件和功率的要求并且減少了積分電路的表面區(qū)域。解調(diào)器利用導(dǎo)頻分量實現(xiàn)載波恢復(fù)更為有利，并且采用前饋處理而不是更復(fù)雜和耗時的使用限幅器判定數(shù)據(jù)的反饋處理。
解調(diào)的I信道數(shù)據(jù)流被施加給圖4和圖5詳細示出的段同步和符號時鐘恢復(fù)單元24。當重復(fù)數(shù)據(jù)段同步脈沖由被接收數(shù)據(jù)流的隨機數(shù)據(jù)模式恢復(fù)的時候，段同步被用于通過再生控制模數(shù)轉(zhuǎn)換器19(圖1)采樣操作用的適當定相的兩倍于符號率的21.52MHz的采樣時鐘而實現(xiàn)適當?shù)姆柖〞r。圖5描述了對于根據(jù)大聯(lián)盟HDTV規(guī)范的8-VSB調(diào)制的地面站信號具有相關(guān)段同步的八級(-7到+7)數(shù)據(jù)段。段同步發(fā)生在每個數(shù)據(jù)段的開始并且占用四個符號間隔。段同步由對應(yīng)于從+5到-5的段同步脈沖幅級的模式1-1-11定義。
四個符號段同步每832個符號出現(xiàn)一次，但是由于數(shù)據(jù)具有隨機和類似于噪聲的特性，所以難以位于解調(diào)的VSB數(shù)字數(shù)據(jù)流中。為了在這種條件下檢測段同步，通常是把解調(diào)的I信道數(shù)據(jù)流施加到數(shù)據(jù)相關(guān)器的一個輸入端，并且把具有1-1-11特性的基準模式施加到該相關(guān)器的參考輸入端，以與解調(diào)數(shù)據(jù)相比較。相關(guān)器產(chǎn)生與每832個字符的基準模式強化的一致。強化的數(shù)據(jù)事件通過與該相關(guān)器有關(guān)的累積器累積。插入的隨機(未強化的)相關(guān)相對于強化的相關(guān)段同步分量來說則消失。這種方式的用于恢復(fù)段同步數(shù)據(jù)的網(wǎng)絡(luò)例如可從先前提到的大聯(lián)盟HDTV規(guī)范和Bretl等人的文章中獲知。
這里可以看出，盡管段同步一般難以定位，但它特別難以在多路徑(“重影”)存在的時候檢測。而且，由此可以看出，段同步模式的后兩個特性(振幅級別)(-11)容易被諸如多路徑的傳輸失真破壞(corrupt)，但是段同步模式的前兩個特性(1-1)卻特別難以破壞。另外可以判定，即使段同步模式的前兩個振幅特性(1-1)被破壞，它們一般也是以相同的方式破壞，這就使前兩個特性可以通過相關(guān)性技術(shù)更加容易地檢測到。因而在所公開的系統(tǒng)中，加到相關(guān)器上的用于檢測段同步的基準模式，最好由前兩個模式級(1-1)而不是由所有的四個模式級(1-1-11)構(gòu)成。這樣，相關(guān)器的基準模式最好只包括兩個符號間隔。
在圖4中，來自解調(diào)器22(圖1和3)的過采樣輸出數(shù)據(jù)流被加到相位檢測器410的一個信號輸入端和832個符號相關(guān)器420。相位檢測器410的另一個信號輸入端從包括相關(guān)器420、與相關(guān)器420的基準輸入端連接的有關(guān)的相關(guān)基準模式發(fā)生器430、以及段積分器和累積器424的數(shù)據(jù)相關(guān)處理路徑接收輸入信號。相關(guān)器420實際上響應(yīng)符號編碼數(shù)據(jù)段同步?；鶞誓Ｊ桨l(fā)生器430提供簡單縮寫的基準模式1-1，因而可以允許使用較簡單的相關(guān)器網(wǎng)絡(luò)。該較簡單的基準模式在同步檢測處理中，特別是在信號不好的條件下不大可能產(chǎn)生混淆(confusion)，這是因為使用了更穩(wěn)定可靠的信息。如果四個相關(guān)中的兩個破壞，所公開的系統(tǒng)也不大可能被混淆。另外，相關(guān)器420的計算時間顯著減少。
相關(guān)器420的輸出由單元424積分和累積。包括具有預(yù)定閾值的比較器的段同步發(fā)生器428，通過對應(yīng)于數(shù)據(jù)段同步間隔而在數(shù)據(jù)流中于適當?shù)臅r間產(chǎn)生段同步來響應(yīng)單元424的輸出。這種情況在強化的數(shù)據(jù)事件的累積(段同步外部特性)超過預(yù)定級時發(fā)生。相位檢測器410把單元428產(chǎn)生的段同步的相位與在來自單元22的解調(diào)數(shù)據(jù)流中顯現(xiàn)的段同步的相位進行比較，并且產(chǎn)生輸出相位誤差信號。這個誤差信號由自動相位控制(APC)濾波器434進行低通濾波，以產(chǎn)生適用于控制為ACD19提供21.52MHz過取樣時鐘的21.52MHz壓控晶體振蕩器(VCXO)436的信號。這個采樣時鐘在相位誤差信號由APC作用基本上為零時呈現(xiàn)合適的定時。符號定時(時鐘)恢復(fù)在這一點完成。單元428產(chǎn)生的段同步還應(yīng)用到包括自動增益控制(AGC)電路(未示出)的其它解碼器電路。
由于接收的VSB信號中低頻抑制載波的導(dǎo)頻分量，所以在來自解調(diào)器22的解調(diào)輸出I符號數(shù)據(jù)中存在一個直流偏置。這個直流偏置與每個符號相關(guān)并且在進一步處理之前由補償網(wǎng)絡(luò)26(圖1)消除。被傳輸符號的直流分量的消除便于8-VSB信號的對稱符號值即±7±5±3±1的恢復(fù)。圖6所示為網(wǎng)絡(luò)26的詳細結(jié)構(gòu)，它實際上是一個直流跟蹤反饋網(wǎng)絡(luò)。圖6中的網(wǎng)絡(luò)26的裝置有利于以兩倍于符號速率來計時，從而快速消除直流分量。這個操作促進了接收機和其幾個獨立子系統(tǒng)的快速收斂，以迅速產(chǎn)生用于處理為顯示用的被接收的視頻數(shù)據(jù)的合適的操作條件。
在圖6中，包括無用的直流偏置的過取樣解調(diào)數(shù)據(jù)流加到差組合器(subtractive combiner)610的一個輸入端。組合器610的一個反向輸入端(-)，通過根據(jù)組合器610的如下輸出產(chǎn)生的控制信號而從直流電壓發(fā)生器616接收直流補償電壓。來自組合器610的輸出信號中的直流偏置通過反饋操作以兩倍于符號速率的采樣率逐漸衰減。這個直流偏置由單元622進行檢測并且由比較器624將其與一基準相比較。比較器624的輸出指示出剩余的直流偏置的幅度和極性，并且用于通過控制信號發(fā)生器626產(chǎn)生出控制信號。接著，該控制信號使發(fā)生器616遞增調(diào)節(jié)與解調(diào)數(shù)據(jù)流組合的直流值的幅度和極性。這個處理過程繼續(xù)進行，直至達到一種通過反饋操作單元616不再提供直流值調(diào)節(jié)的穩(wěn)定狀態(tài)為止。發(fā)生器616可提供正和負直流補償值，這是因為傳輸信道干擾可使得在發(fā)射機上添加的(正)直流偏置發(fā)生變化，這樣在接收機上既需要正補償值又需要負補償值。
圖7表示圖1所示NTSC同信道干擾檢測網(wǎng)絡(luò)30的詳細結(jié)構(gòu)。正如大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)規(guī)范中所解釋的，VSB傳輸系統(tǒng)的干擾抑制性能是基于在6MHz電視頻道之內(nèi)的NTSC同信道干擾信號的基本組分的頻率位置，以及VSB接收機的基帶梳狀濾波器的周期性陷波。這些梳狀濾波器陷波在干擾高能NTSC分量的頻率位置呈現(xiàn)高衰減(零)。這些分量包括來自較低波帶邊緣的位于1.25MHz的視頻載波，高于視頻載頻的位于3.58MHz的彩色副載波，以及在視頻載頻之上的位于4.5MHz的聲音載波。
NTSC干擾由圖7所示的電路進行檢測，其中場同步模式的信號-干擾加噪聲在梳狀濾波器網(wǎng)絡(luò)的輸入和輸出端測量，并且這些模式彼此相比較。為此采用的基準場同步模式是編程的且為本地存儲的接收的VSB信號場同步模式的“理想”版本。
在圖7中，過采樣解調(diào)的I信道符號數(shù)據(jù)加到NTSC抑制梳狀濾波器710的一個輸入端、多路復(fù)用器745的第一輸入端，以及差組合器720的一個輸入端。梳狀濾波器710包括一個減法器712，它把延遲元件714延遲的取樣值從輸入I數(shù)據(jù)中減去，以產(chǎn)生一個梳狀的I信道符號數(shù)據(jù)流。梳狀濾波器710在前面提及的高能干擾NTSC頻率上產(chǎn)生顯著的幅度衰減或“零”。來自濾波器710的梳狀I(lǐng)數(shù)據(jù)加到多路復(fù)用器745的第二輸入端。梳狀濾波器的延遲元件714有利于表現(xiàn)出隨后將描述的24-取樣延遲。
編程的21.52兆取樣/秒(兩倍于符號率)基準場同步模式，在接收數(shù)據(jù)流的場同步間隔期間從本地存儲器獲得。場同步基準模式加到NTSC帶阻梳狀濾波器718的一個輸入端，以及組合器720的反向輸入端(-)。梳狀濾波器718與梳狀濾波器710類似，并且也包括有利于表現(xiàn)出24-取樣延遲的延遲元件。圖7中的網(wǎng)絡(luò)，特別是梳狀濾波器710、718和相關(guān)的延遲網(wǎng)絡(luò)，鐘控在21.52MHz的頻率下。
在組合器720的輸出端產(chǎn)生的第一誤差信號，表示在輸入數(shù)據(jù)流中的接收場同步模式和基準場同步模式之間的差。這個誤差信號由單元722平方并且由單元724積分。在組合器730的輸出端產(chǎn)生的第二誤差信號，表示在濾波器710梳狀濾波之后的接收場同步模式和濾波器718梳狀濾波之后的基準場同步模式之間的差。這個第二誤差信號由單元732平方并且由單元734積分。單元722和732的輸出表示各自誤差信號的能量。積分器724和734的積分輸出信號分別表示未梳狀濾波和梳狀濾波的接收場同步分量的信號-干擾加噪聲量。這些積分的代表能量的信號加到比較積分的第一和第二誤差信號大小的能量檢測器(比較器)740的相應(yīng)輸入端。檢測器740的輸出信號加到多路復(fù)用器745的控制輸入端，以用于使多路復(fù)用器745作為“數(shù)據(jù)輸出”提供而使它的輸入信號之一呈現(xiàn)較高的質(zhì)量，即具有較好的信噪加干擾比。因而在顯著的NTSC同信道干擾的情況下，濾波器710的梳狀濾波輸出信號將從多路復(fù)用器745輸出，同時未濾波的接收符號數(shù)據(jù)流將在這種干擾不存在的時候輸出。
在梳狀濾波器710和718中與24-取樣延遲一起使用的過取樣I信道數(shù)據(jù)和場同步基準模式數(shù)據(jù)的使用，有利于產(chǎn)生有關(guān)NTSC同信道干擾的全部頻譜信息。這利于產(chǎn)生更精確的NTSC干擾分析和檢測以及較好的梳狀濾波。特別是，與過取樣輸入數(shù)據(jù)和相應(yīng)電路計時一起使用的梳狀濾波器710和718中的24取樣延遲可產(chǎn)生梳狀濾波的頻譜，該頻譜沒有被通過以10.76兆符號/秒的符號率提供輸入數(shù)據(jù)流和通過以10.76兆符號/秒的符號率操作梳狀濾波器710和718產(chǎn)生的相位和幅度混疊效應(yīng)所破壞。在梳狀濾波器710和718的輸出端產(chǎn)生的最終頻譜在圖8中示出，并且包括兩個在10.76MHz中心附近但與10.76MHz分開的梳狀濾波的全NTSC通帶分量。衰減陷波在所述的高能干擾NTSC頻率出現(xiàn)。
圖7示出了包括元件722、724、732、734、和740的NTSC同信道干擾檢測器的一種形式。但也可使用其它類型的檢測器。因而這些元件可以用四輸入的檢測器即所謂的“黑盒”來表示，其中該檢測器可被編程以根據(jù)特定系統(tǒng)的要求進行操作。在這種情況下，四個輸入是兩個與組合器720連接的過取樣(兩個取樣值/符號)輸入，以及兩個與組合器730相連的過取樣輸入，其中與組合器730的輸入連接的濾波器710的輸出特別重要。
如圖8所示，圖7的裝置可產(chǎn)生清晰的頻譜，而沒有由于較低通帶分量的上帶邊與較高通帶分量的下帶邊的頻率重疊而引起的相關(guān)振幅和相位的破壞(混疊)。因此，元件720、722、724、730、732、734和740執(zhí)行的同信道干擾檢測，比采用以10.76兆符號/秒的符號率處理輸入數(shù)據(jù)的具有12-取樣延遲的梳狀濾波器的系統(tǒng)執(zhí)行的檢測要精確。在后一種情況下，振幅和相位破壞可能在5.38MHz附近產(chǎn)生，其中上下通帶分量重疊，此時通帶分量不能很好匹配并且不能夠取消這種重疊。這種不良的匹配可能在包括例如多路徑的信號信道的情況下發(fā)生。這種混疊的情況降低了NTSC同信道干擾檢測的效果，并且被本公開的系統(tǒng)所避免。
權(quán)利要求
1．在一系統(tǒng)中，該系統(tǒng)用于處理被接收的含有由殘留邊帶(VSB)符號集群代表的高清晰度視頻數(shù)據(jù)的VSB調(diào)制數(shù)據(jù)流并遭受同信道干擾，其中所述數(shù)據(jù)具有由一系統(tǒng)數(shù)據(jù)幀構(gòu)成的數(shù)據(jù)幀格式(圖2)，該數(shù)據(jù)幀包括作為多個數(shù)據(jù)段的開始的場同步分量，上述裝置包括響應(yīng)上述被接收的數(shù)據(jù)流，用以產(chǎn)生一被解調(diào)的數(shù)據(jù)流的裝置(22)；用于對上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流進行濾波，以產(chǎn)生一被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流的裝置(710)；用于提供(場同步)基準信號的裝置；用于對上述基準信號進行濾波，以產(chǎn)生一被濾波的基準信號的裝置(718)；一具有一輸入網(wǎng)絡(luò)(720，730)及一連接在信號處理通路上的輸出端的NTSC干擾檢測器(720-740)；以及用于將上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流(Ⅰ數(shù)據(jù))、上述基準信號、上述被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流(710)、以及上述被濾波的基準信號提供給上述輸入網(wǎng)絡(luò)的裝置；其中加在上述輸入網(wǎng)絡(luò)上的上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流和上述被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流，包含以上述被接收的數(shù)據(jù)流的符號率倍數(shù)的速率被過取樣的符號數(shù)據(jù)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于，上述基準信號和上述被濾波的基準信號，包含以上述被接收數(shù)據(jù)流的符號率的上述倍數(shù)的速率被過取樣的符號數(shù)據(jù)。
3．根據(jù)權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于上述用于濾波的裝置(710，718)包括一梳狀濾波器網(wǎng)絡(luò)；以及上述輸入網(wǎng)絡(luò)包括一響應(yīng)上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流和上述基準信號的第一求差網(wǎng)絡(luò)(720)，以及一響應(yīng)上述被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流和上述被濾波的基準信號的第二求差網(wǎng)絡(luò)(730)。
4．根據(jù)權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其特征在于所述的基準信號為一場同步基準模式。
5．在一系統(tǒng)中，該系統(tǒng)用于處理被接收的含有由殘面邊帶(VSB)符號集群代表的高清晰度視頻數(shù)據(jù)的VSB調(diào)制數(shù)據(jù)流并遭受同信道干擾，其中所述數(shù)據(jù)具有由連續(xù)數(shù)據(jù)幀構(gòu)成的數(shù)據(jù)幀格式，該數(shù)據(jù)幀包括作為多個數(shù)據(jù)段的開始的場同步分量，上述裝置包括-響應(yīng)上述被接收的數(shù)據(jù)流，用以產(chǎn)生一被解調(diào)的符號的予處理器(22)，其特征在于-濾波器(710，718)，其響應(yīng)上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流，用于衰減與顯著的NTSC同信道干擾能量對應(yīng)頻率上的信息，用以產(chǎn)生一被濾波的數(shù)據(jù)流；-信號質(zhì)量分析器(720-740)，其響應(yīng)上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流和上述被濾波的數(shù)據(jù)流，用以產(chǎn)生一代表上述被解調(diào)數(shù)據(jù)流及上述被濾波數(shù)據(jù)流的相對干擾量的控制的信號；以及-響應(yīng)上述控制信號的輸出網(wǎng)絡(luò)(745)，當上述控制信號表明存在顯著的干擾時用于將上述被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流提供給一輸出信道，否則將上述被解調(diào)符號數(shù)據(jù)流提供給上述輸出信道；其中由上述予處理器產(chǎn)生的上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流，以上述被接收數(shù)據(jù)流的符號率倍數(shù)的速率被過取樣；而且上述濾波器網(wǎng)絡(luò)(710，718)呈現(xiàn)出大于12的取樣延遲。
6．根據(jù)權(quán)利要求5的裝置，其特征在于上述被解調(diào)的符號數(shù)據(jù)流，以上述被接收數(shù)據(jù)流的符號率2倍的速率被過取樣；以及上述濾波器(710，718)至少呈現(xiàn)一24次取樣延遲。
7．根據(jù)權(quán)利要求5的裝置，其特征在于上述濾波器(710，718)產(chǎn)生一由未重疊的較高通帶和較低通帶構(gòu)成的輸出頻譜(圖8)。
8．根據(jù)權(quán)利要求5的裝置，其特征在于上述濾波器為一梳狀濾波器網(wǎng)絡(luò)，其包括(a)-響應(yīng)上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流和一輸出的第一梳狀濾波器(710)；以及(b)-響應(yīng)一基準信號和一輸出的第二梳狀濾波器(718)；而且上述分析器包括(a)-用于確定上述被解調(diào)數(shù)據(jù)流和上述基準信號之差的第一檢測器(720-724)；(b)-用于確定上述第一及第二梳狀濾波器的梳狀濾波輸出信號之差的第二檢測器(730-734)；以及(c)用于比較上述第一及第二檢測器的輸出以產(chǎn)生上述控制信號的裝置。
9．根據(jù)權(quán)利要求8的裝置，其特征在于上述基準信號為一場同步基準模式。
10．在一系統(tǒng)中，該系統(tǒng)用于處理被接收的含有由殘留邊帶(VSB)符號集群代表的高清晰度視頻數(shù)據(jù)的VSB調(diào)制數(shù)據(jù)流并遭受同信道干擾，其中所述數(shù)據(jù)具有由一連續(xù)數(shù)據(jù)幀構(gòu)成的數(shù)據(jù)幀格式，該數(shù)據(jù)幀包括作為多個數(shù)據(jù)段的開始的場同步分量，一種信號處理方法包括以下步驟從上述被接收的數(shù)據(jù)流中產(chǎn)生一被解調(diào)的符號數(shù)據(jù)流，其以上述被接收數(shù)據(jù)流的符號率倍數(shù)的速率被過取樣；以高于12的取樣延遲對上述被解調(diào)的數(shù)據(jù)流進行濾波，以衰減代表顯著的NTSC同信道干擾能量的頻率上的信息；對于未濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流和來自上述濾波步驟的被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流進行分析，用以產(chǎn)生一代表上述被解調(diào)數(shù)據(jù)流和上述被濾波的解調(diào)了的數(shù)據(jù)流的相對干擾量的控制信號；以及-響應(yīng)上述控制信號的輸出網(wǎng)絡(luò)，當上述控制信號表明存在顯著的干擾時用于將上述被濾波的被解調(diào)數(shù)據(jù)流傳輸給一輸出信道，否則將上述被解調(diào)符號數(shù)據(jù)流提供給上述輸出信道。
11．根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其特征在于由上述產(chǎn)生步驟提供的上述過取樣數(shù)據(jù)流，是通過對于每個符號提供2次取樣的取樣因子為2被過取樣的；以及上述濾波步驟呈現(xiàn)出24次取樣延遲。
12．根據(jù)權(quán)利要求11的方法，其特征在于，上述濾波步驟產(chǎn)生一頻譜，其由對應(yīng)上述被接收數(shù)據(jù)流符號率的頻率附近的未重疊的較高通帶和較低通帶構(gòu)成。
13．根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其特征在于上述被接收的數(shù)據(jù)流為一8-VSB調(diào)制的數(shù)據(jù)流；而且上述被接收數(shù)據(jù)流的上述符號率約為10.76 MHz。
全文摘要
一種用于處理含有地面廣播高清晰度電視信息和導(dǎo)頻分量的VSB調(diào)制信號的接收機,包括用于產(chǎn)生以兩倍于被接收符號率的速率過取樣的數(shù)據(jù)流的輸入模－數(shù)轉(zhuǎn)換器(19),以及在相位控制環(huán)路中具有數(shù)據(jù)變換網(wǎng)絡(luò)的數(shù)字解調(diào)器(22)。段同步檢測器(24)使用縮寫的相關(guān)基準模式恢復(fù)用于數(shù)模轉(zhuǎn)換器(19)的兩倍于符號率的取樣時鐘。與導(dǎo)頻分量有關(guān)的直流偏置在其被加到NTSC干擾檢測網(wǎng)絡(luò)(30)之前從解調(diào)信號中消除(26)。干擾檢測網(wǎng)絡(luò)(30)包括響應(yīng)兩倍于符號率的采樣數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)流的梳狀濾波器網(wǎng)絡(luò),并且呈現(xiàn)量定的取樣延遲以在梳狀頻譜中避免混疊,從而提高NTSC同信道干擾檢測的效果。
文檔編號H04N5/44GK1285993SQ98812857
公開日2001年2月28日 申請日期1998年10月15日 優(yōu)先權(quán)日1997年10月31日
發(fā)明者T·J·王 申請人:湯姆森許可公司