專利名稱：用于將寬帶中頻信號變換到復(fù)合(正交)基帶信號的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及射頻(RF)接收機領(lǐng)域，尤其涉及用于從寬帶中頻信號產(chǎn)生復(fù)合基帶信號(其還公知為正交基帶信號)的方法和裝置。
為了恢復(fù)例如為聲頻信息的調(diào)制信息，射頻接收機使用公知的解調(diào)技術(shù)例如頻率、幅值或相位解調(diào)技術(shù)來處理RF信號。隨著高效數(shù)字信號處理器(DSP)的到來，使用依賴于所接收信號數(shù)值表示的數(shù)據(jù)處理技術(shù)，現(xiàn)代射頻接收機更加有效地解調(diào)所接收的信號。為了處理所接收的信號，大多數(shù)數(shù)字解調(diào)技術(shù)產(chǎn)生具有復(fù)合分量的復(fù)合基帶信號。這些復(fù)合分量，其公知為同相(I)和正交(Q)分量，帶有所接收信號的幅值、相位和頻率信息，其允許接收機的DSP通過處理I和Q分量的數(shù)值表示來恢復(fù)所調(diào)制的信息。
產(chǎn)生所接收信號的復(fù)合分量有各種公知的方法。一種公知方法是通過將中頻(IF)信號與一組接收機產(chǎn)生的相互相位相差90度的基準信號混合來將接收的信號變換成其復(fù)合分量。獨立混合器將IF信號與也公知為正弦和余弦信號的基準信號混合，以產(chǎn)生包括IF信號之I和Q分量的復(fù)合基帶信號。
通常，使用CMOS集成電路技術(shù)制造該混合器。由于CMOS技術(shù)中固有的制造失配性，混合器產(chǎn)生在它們對應(yīng)輸出上的DC偏移電壓，甚至當沒有信號施加在它們的輸入時也是如此。這些DC偏移電壓能夠在某種程度上降低混合器的動態(tài)范圍，其相反地影響數(shù)字信號處理分辯。一些傳統(tǒng)接收機在混合器輸入端包括了自動增益控制(AGC)電路，用于將混合器的輸出保持在最佳范圍內(nèi)。但是，由于大多數(shù)所接收的RF信號要受到通常由它們傳播通路中之目標引起的隨機變化，AGC電路的放大級可以不進行精確地預(yù)計。因此，射頻接收機中AGC電路的實現(xiàn)變得非常的復(fù)雜。
另一傳統(tǒng)方法依賴于包含在正交化IF信號中的相位信息和用于提供I和Q分量的所接收信號的幅值。該對數(shù)極性(Log-polar)方法在美國專利US5048059中進行了說明，在此引用作為參考。在將所接收的信號向下變換到中頻之后，結(jié)合該方法的射頻接收機使用包括級聯(lián)式放大級的限幅器限制該IF信號，其在最后的放大級產(chǎn)生正交化的IF信號。在每一級，檢測器檢測其對應(yīng)級的輸出電平。將所有級聯(lián)式放大級的輸出電平相互相加以產(chǎn)生IF信號幅值的對數(shù)表示。此時，限幅器最后級的飽和輸出，其具有包含相位信息的方波，施加到檢測正交化IF信號之相位的相位檢測器，基于IF信號的相位和幅值，接收機DSP通過將從極坐標系到笛卡耳坐標系變換相位和幅值信息來確定I和Q分量。
傳統(tǒng)方法下的相位檢測器通過檢測正交化IF信號關(guān)于基準信號過零的持續(xù)時間來確定相位變化。過零持續(xù)時間是通過以預(yù)定速率取樣正交化IF信號檢測的，其對應(yīng)于用此檢測相位變化的分辨率。通過增加取樣速率，相位檢測器檢測相位變化，帶有較精細分辨率。例如，為了產(chǎn)生1度的相位分辨率，取樣速率一定是中頻的360倍。結(jié)果，為產(chǎn)生可接受的相位分辨率，在該方法下的取樣速率是基本上高于IF信號頻率。借助采用寬帶射頻接收機，例如基于碼分多址(CDMA)技術(shù)的寬帶射頻接收機，CDMA射頻接收機的IF信號頻率可以在5-10MHz范圍。因此，使用上述傳統(tǒng)技術(shù)檢測正交化寬帶IF信號相位變化要求高取樣速率，它能夠由昂貴的拉取實際量電流的高頻時鐘控制電路提供。在電池供電的具有有限電流源的便攜式射頻接收機中，對于使用傳統(tǒng)相位檢測器以提供寬帶IF信號之I和Q分量，這種時鐘控制電路的高電流泄放變成了限制因素。因此，存在一種需要，即在沒有由高頻時鐘控制電路要求拉取實際電流的情況下，以一種有效成本方式產(chǎn)生寬帶IF信號的I和Q分量。
滿足該需要的本發(fā)明在這種射頻接收機中進行了實例性說明，該射頻接收機通過產(chǎn)生所接收IF信號之正交化I和Q分量和通過將所接收IF信號幅值與正交化I和Q分量組合提供復(fù)合基帶信號。
根據(jù)本發(fā)明的一個方案，射頻接收機接收所接收的信號并將它變換成IF信號。射頻接收機包括提供基于所接收信號之正交化IF信號的限幅器。正交電路，其在本發(fā)明優(yōu)選實施例中包括濾波器和復(fù)合取樣電路，被耦合到正交化IF信號，用于提供它的正交化I和Q分量。所接收信號強度電路提供代表所接收信號強度的RSSI信號。RSSI信號和正交化I和Q分量通過組合器組合，以產(chǎn)生復(fù)合基帶信號。
根據(jù)本發(fā)明該方案的一些更詳細的特征，正交電路中可以是模擬或數(shù)字濾波器的濾波器除去了正交化IF信號的高頻分量。復(fù)合取樣電路最好以IF信號頻率的4/(2n+1)倍的預(yù)定速率取樣正交化IF信號，其中n是等于或大于0的整數(shù)。這樣，復(fù)合取樣電路提供了間插正交化I和Q分量，其使用校準電路相互校準。在說明的實施例中，校準電路內(nèi)插連續(xù)的I和Q分量以提供正交化I和Q分量。RSSI信號還以預(yù)定速率用被施加到AGC電路的RSSI樣本取樣，使RSSI信號樣本處在預(yù)定義的范圍內(nèi)。示例性的組合器是用于提供數(shù)值表示的查找表，該數(shù)值表示對應(yīng)于RSSI信號樣本與它們對應(yīng)正交化I和Q分量的乘積。
根據(jù)本發(fā)明的另一方案，用于將IF信號變換到復(fù)合基帶信號的方法和裝置公開了正交化該IF信號和確定其幅值。基于該正交化IF信號，本發(fā)明該方案的方法和裝置產(chǎn)生了正交化I和Q分量，并將IF信號的幅值與正交化I和Q分量組合，以提供復(fù)合基帶信號的I和Q分量。
從下面參考附圖通過例子對本發(fā)明原理和實施例的說明，可以清楚本發(fā)明的其它特征可優(yōu)點。


圖1是根據(jù)本發(fā)明一個實施例之射頻接收機的框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明另一實施例之射頻接收機的框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明又一實施例之射頻接收機的框圖。
參考圖1，其表示了根據(jù)本發(fā)明一個實施例之射頻接收機10的框圖。該射頻接收機10經(jīng)過天線12接收RF信號并將其加到RX/IF部分14。所接收的RF信號用來源于信息源的信息適當?shù)卣{(diào)制。在示例性實施例中，RF信號用來源于由用戶發(fā)射聲音消息給射頻接收機操作之射頻發(fā)射機(未示出)的編碼聲頻信息調(diào)制。提供接收機選擇性的RF/IF部分14在線16上向下變換RF信號以提供具有預(yù)定義中頻的IF信號。
在示例性實施例中，所接收RF信號是CDMA信號，其具有根據(jù)電信工業(yè)協(xié)會(TIA)臨時標準95(IS-95標準)的1.2288MHz芯片速率。中頻最好選擇為芯片速率的六倍。如在背景技術(shù)中說明的原因，可以理解，產(chǎn)生根據(jù)傳統(tǒng)方法的這種寬帶IF信號的I和Q分量要求非常高的取樣速率，以產(chǎn)生具有適當分辨率的相位信號。例如，對于相對基準信號提供30度相位分辨率的傳統(tǒng)相位檢測器，過零定時一定要做成具有72倍芯片速率的時鐘，或者大約為100MHz。正如后面詳細解釋的，代替確定有限IF信號的相位，射頻接收機10通過以大大低于8倍芯片速率或者約10MHz的速率采樣正交化IF信號來產(chǎn)生正交化I和Q分量。然后本發(fā)明將正交化I和Q分量與IF信號幅值組合以產(chǎn)生復(fù)合基帶信號的I和Q分量。
根據(jù)本發(fā)明，由RF/IF部分14提供的IF信號施加到限制放大器18。限制放大器18包括預(yù)定數(shù)目的級聯(lián)放大器級19，每級具有預(yù)先定義的增益。選擇放大器級19的增益使得較強IF信號飽和前面放大級，并且較弱IF信號飽和后續(xù)放大級19。結(jié)果，限制放大器18產(chǎn)生具有方波的正交化IF信號。根據(jù)圖1所示實施例，正交化IF信號施加到模擬濾波器20以去掉其高頻分量。結(jié)果，可以為帶通或低通濾波器的模擬濾波器20將正交化IF信號的方波變換成包含所調(diào)制接收信號之相位信息的正弦信號。
在模擬濾波器20輸出端的正弦正交化IF信號施加到復(fù)合取樣電路22，其包括提供正交化I和Q分量之數(shù)值表示的量化器24。在Puckette等人提出的美國專利US4888557中說明了一種這樣的復(fù)合取樣電路，在此引用作為參考。使用時鐘電路21，復(fù)合取樣電路22以基本上等于4/(2n+1)倍中頻之取樣速率取樣正交化IF信號，這里n是等于或大于零的整數(shù)。在優(yōu)選實施例中，正交化IF信號的取樣速率選擇為4/3倍的中頻，或者8倍的芯片速率。復(fù)合取樣電路22以交錯方式取樣正交化IF信號，使得間插被量化的和正交化的I和Q分量。量化正交化I和Q樣本可以包括相對于彼此求反的交替I和Q樣本。例如，復(fù)合取樣電路的輸出可以是序列I，-Q(Q非)，-I(I非)和Q。本發(fā)明調(diào)節(jié)到在后續(xù)內(nèi)插級期間被求反的I和Q樣本。
量化器24的輸出施加到校準電路26，用于相互校準間插的正交化I和Q分量。校準電路26可以是內(nèi)插電路，其通過用公知內(nèi)插技術(shù)完成校準I和Q分量。簡單的內(nèi)插技術(shù)結(jié)合兩個連續(xù)的正交化I分量和兩個連續(xù)的正交化Q分量，以在中心兩值的中間計算I和Q值，以此彼此進行了間插I和Q分量的時間校準。這樣，校準電路26的輸出包括了相對于實時公用瞬時為基準的所接收信號的正交化I和Q分量。正如上述，時間校準電路也調(diào)節(jié)到求反的I和Q樣本。因此，濾波器20，復(fù)合取樣電路22和校準電路26構(gòu)成了產(chǎn)生正交化IF信號之正交化I和Q分量的正交電路27。
在每個放大級19，限制放大器18包括若干在對應(yīng)級輸出上產(chǎn)生代表信號幅值之DC信號的例如為二極管28的幅值檢測器。檢測器的輸出以公知方式彼此相加，以在線30上產(chǎn)生所接收信號強度指示器(RSSI)信號，它是所接收信號幅值的對數(shù)表示。RSSI信號施加到取樣器/量化器電路32，其使用時鐘21，還以8倍的芯片速率取樣它，用以在每個取樣瞬時提供所接收信號的數(shù)值表示。由于RSSI信號的動態(tài)范圍可以很高，需要大量的位來表示量化的RSSI信號，其導(dǎo)致高功率消耗。為了降低功率消耗，在量化器32之前加入了濾波器31。濾波器31本質(zhì)上完成關(guān)于連續(xù)樣本的差分操作。由于RSSI不在短的時間間隔(位周期部分)上發(fā)生非常大地改變，濾波器31提供了具有低動態(tài)范圍的RSSI信號，其能夠用較少的位來量化。
在線41上的量化RSSI信號施加到AGC電路36以在線38上提供改進的RSSI信號。AGC電路能夠重建RSSI值以補償差分濾波器31。示例性AGC電路36完成從量化RSSI信號減去慢適配值以將其保持在期望范圍內(nèi)。基于在由于CDMA信號之和導(dǎo)致的IF帶寬所接收的總功率，減值是適配的。
改進的RSSI信號和正交化的I和Q分量施加到將正交化的I和Q分量與它們對應(yīng)的量化幅值樣本相組合的組合器電路40，用以提供復(fù)合基帶信號的I和Q分量。在示例性實施例中，組合器電路40包括查找表，其通過輸出對應(yīng)著正交化I和Q分量與它們對應(yīng)RSSI幅值樣本之乘積的數(shù)值表示，來將改進的RSSI信號與正交化I和Q分量組合。
數(shù)值表示的I和Q分量施加到DSP 42，用以通過使用合適的解調(diào)數(shù)據(jù)處理技術(shù)來提取編碼的聲頻信息。該編碼的聲頻信息施加到編解碼器44，用于解碼根據(jù)當發(fā)送聲頻信息時所用編碼技術(shù)的編碼聲頻信息。編解碼器44在線46上提供代表所發(fā)送聲頻的聲頻信號。該聲頻信號施加到放大聲頻信號并將其送到揚聲器50的聲頻放大器48，用于再現(xiàn)所發(fā)送聲音消息的可聽聲音。
參考圖2，其表示了本發(fā)明射頻接收機10的另一實施例。類似于圖1的實施例，在被變換到IF信號之后，所接收RF信號經(jīng)過RF/IF部分14由限制放大器18正交化。由于在限制放大器18輸出端的正交化IF信號具有方波形式，數(shù)字濾波器52使用一位量化技術(shù)。因此，正交化IF信號施加到一位模數(shù)量化器51，其提供代表正交化IF信號的序列二進制狀態(tài)。但是，根據(jù)本發(fā)明該實施例，量化器51的輸出施加到代替圖1模擬濾波器20的數(shù)字濾波器52。數(shù)字濾波器52通過公知的數(shù)字濾波技術(shù)完成去掉正交化IF信號之高頻分量的任務(wù)。數(shù)字濾波器52取樣正交化IF信號，在產(chǎn)生正交化IF信號的正弦表示中取得期望的精度。在數(shù)字濾波之后，正交化信號施加到子取樣電路53，其對取樣速率的依賴選擇正交化IF信號的子樣本，用于提供正交化I和Q分量。此后，如結(jié)合圖1說明的根據(jù)本發(fā)明來處理正交化I和Q分量。濾波器52可以替換地是混合模擬/數(shù)字濾波器，其中信號是部分地模擬濾波并且然后數(shù)字化成三進制(1，0，-1)樣本或者到二位精度的樣本。粗量化樣本然后進行數(shù)字化濾波，由此完成混合濾波操作。
盡管包含在限制放大器18的對數(shù)放大器能夠做成具有合適的動態(tài)范圍，如果該放大器具有超過大約50dB的增益，最理想的是將其分成增益塊，為了限制寬帶噪聲積累，在塊之間具有帶通濾波器。然后濾波器引入延遲，使得與來自前級的檢測信號相比，來自后面檢測器級的檢測信號被延遲。Dent的美國專利US5070303公開了來自前級的檢測信號的延遲，用以在組合之前將其與后級的檢測信號進行時間校準，該文獻在此引用作為參考。
參考圖3，其表示了本發(fā)明又一實施例，使用反饋AGC限制動態(tài)范圍，使得僅僅需要一個IF濾波器和RSSI放大器級，因此避免了補償濾波器延遲的時間校準。設(shè)想當使用CDMA時該實施例主要用于連續(xù)接收。圖3中，限制放大器包括對數(shù)放大器63，假設(shè)其具有比可以接收之信號電平的整個范圍較低的動態(tài)范圍。而且，在該實施例下，AGC放大器60和IF濾波器61被耦合在RF/IF部分14和對數(shù)放大器63之間。
AGC放大器60能夠使出現(xiàn)在對數(shù)放大器63的信號電平被控制在最佳范圍。AGC電路62檢測來自對數(shù)放大器63的RSSI信號在平均上是否大于或小于最佳值，并且因此將控制信號加到AGC放大器60以將該信號電平向最佳值調(diào)節(jié)。與信號帶寬相比，AGC在工作上相對慢些；該AGC反饋環(huán)路的穩(wěn)定性因此不會由AGC環(huán)路中IF濾波器61的引入受到消弱。
因此，被定義成IF濾波器61的輸出端和到復(fù)合取樣電路22的輸入端之間的對數(shù)放大器63之增益的帶寬增益可以降低以防止在對數(shù)放大器63中寬帶噪聲的建立。
盡管反饋AGC緩慢，但對其作用的補償是最理想的，因此在將真RSSI信號發(fā)送給進一步處理電路系統(tǒng)之前，AGC電路62最好首先對加在AGC放大器60的RSSI信號的增益降低量進行補償。然后，為了給組合器40產(chǎn)生定標的數(shù)字化幅值信號，利用慢適配常數(shù)的前述組合，來對如此補償?shù)腞SSI信號進行數(shù)字化定標。
組合器40通過步進取樣來將定標的幅值信號與來自時間校準電路26的正交化I，Q值進行組合，為的是在通過DSP 42的數(shù)字信號處理之前將幅值信息重新插入I，Q值以解碼CDMA信號，例如使用RAKE接收機。使用圖3的方案，有可能省略使用對數(shù)放大器63并代之以使用線性放大器/檢測器。當可以依賴反饋AGC以在放大器的輸入端保持相對不變的總信號電平時這是可能的。如果線性放大器用于放大器63，其中其中信號的瞬時幅值變量沒有去除且通過到組合器40，在解碼之前可以不必要重新插入由反饋AGC電路去掉的幅值信息。然而，反饋AGC電路在信號電平上的效果仍然最好是與保留在I，Q信號上的幅值信號進行組合，目的是確定所接收的真信號強度。所接收的真信號對于知道何時比較所接收的交替信息源和確定適于接受服務(wù)的信息源(例如基站)是有用的。
從本發(fā)明前述實施例的說明可以理解本發(fā)明并不要求檢測正交化IF信號的相位，因此去掉了高頻時鐘電路之需要。這樣，本發(fā)明提供了用于產(chǎn)生來源于寬帶所接收信號的復(fù)合基帶信號的簡單方法。結(jié)果，本發(fā)明的寬帶射頻接收機在不消耗基本電流的情況下能夠以有效的成本處理RF所接受信號。
盡管本發(fā)明僅參考當前優(yōu)選實施例進行了詳細地說明，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解在不脫離本發(fā)明的情況下，能夠進行各種修改。因此，本發(fā)明僅通過下面用于包括所有同等物的權(quán)利要求來限定。
權(quán)利要求
1.一種用于接收所接受信號的射頻接收機，包括提供基于所接收信號之正交化信號的限幅器；耦合到正交化信號的正交電路，用于提供正交化信號的正交化I和Q分量；提供代表所接收信號強度之RSSI信號的所接收信號強度電路；和組合器，用于將RSSI信號與正交化I和Q分量組合。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的射頻接收機，其中正交電路包括用于去掉正交化信號之高頻分量的濾波器。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的射頻接收機，其中濾波器是數(shù)字濾波器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的射頻接收機，其中正交電路包括以預(yù)定速率取樣正交化信號的復(fù)合取樣電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的射頻接收機，其中復(fù)合取樣電路以正交化信號頻率的4/(2n+1)倍的取樣速率取樣正交化信號，其中n是等于或大于0的整數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的射頻接收機，其中復(fù)合取樣電路提供間插的正交化I和Q分量。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的射頻接收機，其中正交電路包括用于校準間插的正交化I和Q分量的校準電路。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的射頻接收機，其中校準電路內(nèi)插間插的正交化I和Q分量，以提供正交化I和Q分量。
9.根據(jù)權(quán)利要求4的射頻接收機，還包括取樣器電路，其以預(yù)定取樣速率取樣RSSI信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的射頻接收機，還包括AGC電路，用于使RSSI信號樣本在預(yù)先定義的范圍內(nèi)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的射頻接收機，其中組合器是用于提供數(shù)值表示的查找表，該數(shù)值表示對應(yīng)于RSSI信號樣本與它們對應(yīng)正交化I和Q分量的乘積。
12.一種用于將IF信號變換到復(fù)合基帶信號的裝置，包括正交化IF信號并確定施加的幅值正交量的正交化電路；產(chǎn)生基于正交化IF信號之正交化I和Q分量的電路；將正交化I和Q分量與施加的幅值正交量組合以用期望的幅值量確定定標I和Q分量的組合電路。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的裝置，其中正交化電路是限制放大器。
14.根據(jù)權(quán)利要求12的裝置，其中正交化電路是反饋自動增益放大器。
15.根據(jù)權(quán)利要求12的裝置，其中產(chǎn)生正交化I和Q分量的電路包括濾波器，用于去掉正交化工F信號的高頻分量。
16.根據(jù)權(quán)利要求12的裝置，其中產(chǎn)生正交化I和Q分量的電路包括復(fù)合取樣電路，其以預(yù)定速率取樣正交化IF信號。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的裝置，其中預(yù)定取樣速率是IF信號頻率的4/(2n+1)倍，其中n是等于或大于0的整數(shù)。
18.根據(jù)權(quán)利要求16的裝置，其中復(fù)合取樣電路產(chǎn)生間插的正交化I和Q分量。
19.根據(jù)權(quán)利要求18的裝置，其中校準電路通過內(nèi)插連續(xù)的I和Q分量相互校準間插的正交化I和Q分量。
20.一種用于將IF信號變換到復(fù)合基帶信號的方法，包括正交化IF信號并確定其幅值；產(chǎn)生基于正交化IF信號之正交化I和Q分量；將IF信號的幅值與正交化I和Q分量組合。
21.根據(jù)權(quán)利要求20的方法，其中IF信號是通過限制放大器正交化的。
22.根據(jù)權(quán)利要求20的方法，其中正交化IF信號是被濾波的，用于去掉其高頻分量。
23.根據(jù)權(quán)利要求20的方法，其中正交化I和Q分量是通過以預(yù)定取樣速率復(fù)合取樣IF信號產(chǎn)生的。
24.根據(jù)權(quán)利要求23的方法，其中預(yù)定取樣速率是IF信號頻率的4/(2n+1)倍，其中n是等于或大于0的整數(shù)。
25.根據(jù)權(quán)利要求23的方法，其中復(fù)合取樣產(chǎn)生間插的正交化I和Q分量。
26.根據(jù)權(quán)利要求25的方法，其中間插的正交化I和Q分量是通過內(nèi)插連續(xù)的I和Q分量相互校準的。
全文摘要
寬帶射頻接收機通過使用限制放大器正交化IF信號來提供復(fù)合基帶信號。正交化IF信號施加到復(fù)合取樣電路以提供正交化I和Q分量。限制放大器提供代表所接收信號幅值的RSSI信號。以與正交化IF信號相同速率取樣的RSSI信號與正交化和Q分量組合,用以提供基帶信號的I和Q分量。
文檔編號H04L29/12GK1265237SQ98807563
公開日2000年8月30日 申請日期1998年7月8日 優(yōu)先權(quán)日1997年7月24日
發(fā)明者P·W·登特, R·拉梅斯, G·E·博頓利, R·H·邁爾斯 申請人:艾利森公司