專利名稱：將數字通信信號直接上變頻為模擬if輸出的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信系統，以及涉及使用數模轉換器(DAC)和相關的預補償和后變換濾波器電路直接將數字采樣基帶信號上變頻為一個中頻(IF)模擬輸出信號。
目前在通信裝置中實現數字格式基帶信號(IF)上變頻的電路通常采用的是多頻率變換(本地振蕩器/混頻器)級，目的是實現將所需的IF模擬輸出信號饋送給RF發(fā)射機。這種IF上變頻電路前端輸入的是數字基帶信號，它的配置如
圖1所示，其中包括一上變頻部分10，它的輸出經預補償濾波器20濾波后輸入到數模轉換器(DAC)30。
最初時上變頻部分10包括一正交內插濾波器11，它分別利用了數字采樣基帶信號的同相含量(I)與正交含量(Q)。為滿足Nyquist基本準則，內插濾波器11的采樣頻率要大于所需上變頻頻率的最高頻率的兩倍(如兩倍半)。然后內插基帶信號的I和Q含量分別在混頻器12和13中與IF本地振蕩器信號14相乘，所得的上變頻后的I和Q含量然后在加法單元15中相加。加法單元15的輸出是一實信號S，它送給預補償濾波器20，信號S所代表的時域和頻域表示分別如圖2和3所示。
預補償濾波器20用于補償(sinc(x))頻域失真函數主瓣中的滾降，如圖4所示，信號S的頻率分量受DAC30約束。(圖5顯示的是DAC30的理想脈沖響應的時域表示)。由于sinc(x)函數在頻率低于fs/2(內插Nyquist頻率)時滾降很窄，所以主瓣中的滾降通常很小。當它由DAC30轉換成模擬格式時，圖2所示的信號S的采樣時間響應與圖5所示的DAC的時域響應相卷積，從而DAC30的輸出的時域特征如圖6所示。
圖7顯示的是圖6所示的DAC卷積輸出的頻域表示，DAC30的輸出實際上包含無數的如圖2所示的采樣基帶信號頻率成分的常駐旁瓣“復制”或“鏡像”。這些頻譜復制或鏡像在各個fs/2整數倍的(中心)頻率上下對稱地反射或折疊，并與DAC的sinc(x)頻域響應函數相乘，如圖4所示。
DAC30的輸出經一(平滑)低通濾波器40低通濾波后產生一模擬基帶信號，如圖8所示。如上所述，由于預補償濾波器20用于補償圖4所示的(sinc(x))頻域失真函數主瓣中的滾降，所以，DAC30之前的預補償濾波器20與DAC輸出處的低通濾波器40合起來，實際上是消除所有多余的、超出了低通濾波模擬信號基瓣或主瓣頻率響應的基帶中的頻譜復制，如圖9所示。
現在，盡管初始基帶數字信號是模擬格式的，該模擬信號仍舊不在規(guī)定的IF頻率上。有必要再利用模擬IF單元50裝置，將該轉換所得模擬基帶信號上變頻到感興趣的IF頻率，DAC30的輸出通過一放大器45耦合到模擬IF單元50。與上變頻器部分10類似，模擬IF單元50包括一本地振蕩器51，它的輸出在混頻器52中與低通濾波器40的模擬基帶信號輸出相乘，再耦合到IF帶通濾波器55，從IF帶通濾波器55獲得IF輸出信號。不利的是，所有這些附加部件增加了上變頻所需的硬件數量，從而使上變頻器的成本增加。
本發(fā)明包括一種方法，用于將一給定帶寬基帶信號上變頻為具有集中在規(guī)定的中心頻率的所述給定帶寬的輸出信號，規(guī)定的中心頻率高于所述基帶信號的中心頻率，該方法包括以下步驟提供所述基帶信號作為一采樣輸入基帶信號；提供一種用于將所提供的采樣信號變換成一模擬信號的數模轉換器，模擬信號頻譜成分包括所述采樣信號頻譜成分在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處的失真復制；根據預補償機制修正所述采樣輸入基帶信號的規(guī)定頻率成分，該機制是對所述采樣基帶信號進行預失真，成為預失真采樣基帶信號，從而用數模轉換器裝置對所述預失真采樣基帶信號進行處理，以生成一模擬輸出信號，它在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處含有所述采樣基帶信號的頻譜成分，但它的普通失真復制通過所述預補償機制得到補償；將所述預失真采樣基帶信號耦合到所述數模轉換器中，以生成所述模擬輸出，它所含的所述采樣基帶信號的頻率成分的所述復制已經由所述預補償機制補償；以及，控制生成的模擬輸出信號進行低通濾波操作，生成一帶通濾波模擬輸出信號，它所含的頻率成分在規(guī)定中心頻率處，被限制在所述基帶信號的頻率成分的補償后的復制內。
本發(fā)明還包括一信號處理裝置，用于將一具有給定帶寬的數字采樣基帶信號上變頻為一模擬輸出信號，它具有的給定帶寬集中在規(guī)定的中心頻率，該中心頻率高于所述數字基帶信號的中心頻率，該裝置包括一輸入信號端口，所述數字采樣信號送到該端口；一數模轉換器，將送到它的采樣信號轉換為一模擬信號，所含頻譜成分在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處包含所述采樣信號的頻率成分的失真復制；一預補償濾波器，安裝在所述輸入信號端口與所述的數模轉換器之間，用來所述數字采樣基帶信號進行預失真，成為預失真數字采樣基帶信號，從而，由所述數模轉換器對所述預失真數字采樣基帶信號的處理生成一模擬輸出信號，它在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處含有所述數字采樣基帶信號的頻譜成分，但它的普通失真復制已由所述的預補償機制補償；以及，一帶通濾波器，它耦合接收所述數模轉換器生成的所述模擬輸出信號，并產生一帶通濾波模擬輸出信號，其所含頻率成分在所述規(guī)定中心頻率處，被限制在所述基帶信號頻率成分的已補償的復制的頻率成分以內。
有利的是，它不是采用圖1所示的上變頻方案，以消除DAC輸出中超出DAC頻率響應的基本部分或基帶部分的所有頻譜復制含量，而是用DAC的該頻譜復制機能來分離出落在DAC頻率響應的規(guī)定通帶部分中的所需的集中在IF的復制。
在圖1所示的傳統IF上變頻電路中，上變頻器的前端還包括一正交內插濾波器，分別將數字采樣基帶信號的同相與正交分量饋送給它。內插基帶信號的I和Q分量分別由若干個混頻器和一個IF本地振蕩器進行上變頻，然后相加產生一實信號S。
實信號S通過一預補償濾波器耦合到DAC。該預補償濾波器與圖1的傳統的上變頻器裝置中的預補償濾波器不同，傳統的上變頻器裝置的傳輸函數用于補償DAC的(sinc(x))頻域失真函數的第一瓣或主瓣中的滾降，本發(fā)明所用的預補償濾波器的傳輸函數特制成補償(sinc(x))頻域失真函數的旁瓣中的滾降，該頻域失真函數包含著所需的IF頻率fIF。該預補償濾波器位于上變頻器輸出與DAC輸入之間。
本發(fā)明裝置與圖1已知的上變頻器的另一不同是DAC的輸出是經“鏡像選擇”帶通濾波器帶通濾波的，而不是經低通濾波的。帶通濾波器的通帶落在二分之一采樣頻率的較小整數倍(nfs/2)與緊鄰的較大的二分之一采樣頻率的整數倍((n+1)fs/2)之間，因此該帶通濾波器將信號的一個頻率成分的各自復制在所需IF頻率fIF處分離開來。
該帶通濾波器的輸出耦合到一放大器中，該放大器對已帶通濾波過的模擬輸出信號進行放大，目的是通過對DAC卷積輸出的頻域旁瓣的帶通濾波選擇，來補償信號的衰減。由于放大器輸出是上變頻到所需中頻fIF的初始基帶信號，因此不需要對模擬基帶信號作進一步的上變頻，例如利用圖1的傳統上變頻器中的模擬IF單元50，以變換到所需IF頻率，這樣減少了上變頻器的硬件與成本。
有利的是，該預補償濾波器插入到內插操作的信號處理路徑上行中，這允許濾波器以更低的計算速率來運行。如果正交(I/Q)輸入信號是集中DC式的，由于該預補償濾波器的預補償特制是關于DC不對稱的，所以它是一復數濾波器。
該預補償濾波器還可增加一個二次內插濾波器、一個在預補償濾波器前面的Fs/4上變頻器級、以及一個在預補償濾波器后面的Fs/4下變頻器級。
對實(非復數)輸入信號的處理構成一非復數預補償濾波器，它插入到由上變頻部分的內插濾波器所實現的內插操作前面的信號處理路徑中。而且，在進行內插操作前插入該預補償濾波器，可降低該預補償濾波器的運行計算速率。
合適地，采樣速率擴展級插入到上變頻部分的輸出與DAC之間。該采樣速率插入級通過對每個sinc(x)瓣中的頻譜復制的數字進行L折疊倍增，來緩解DAC中的sinc(x)滾降效應，其中L是擴展因子。結果是，穿越靠近每個sinc(x)瓣中心的每個復制的幅度失真沒有嚴重的衰減。
現將用舉例方法對本發(fā)明進行描述，參考附圖為圖1示意顯示的是(IF)上變頻電路的傳統實現，它用在數字格式信號的通信裝置中；圖2和3分別顯示數字采樣基帶信號的時域與頻域表示；圖4示意顯示的是由一數模轉換器產生的(sinc(x))頻域失真函數；
圖5顯示的是一數模轉換器的理想脈沖響應時域表示；圖6顯示的是結果所得的時域特性，它通過圖2的采樣時間響應與圖5的數模轉換器的理想脈沖響應的時域表示卷積得到；圖7顯示的是與圖6的時域響應相應的頻域特性；圖8顯示的是一模擬基帶信號，它通過對圖1的傳統(IF)上變頻電路的DAC30的輸出進行低通濾波得到；圖9顯示的是圖8的已經過低通濾波的模擬基帶信號的頻域特性；圖10示意顯示的是一個(IF)上變頻器的配置；圖11顯示的是圖10中的上變頻器的帶通濾波器400的頻譜輸出，它落在較低頻率60MHz與較高頻率80MHz之間，前者是40MSPS的采樣速率的二分之一的第一整數倍(nfs/2)，后者是采樣速率40MSPS的二分之一的緊鄰的較大整數倍((n+1)fs/2)；圖12顯示的是與圖11的帶通濾波器頻譜輸出對應的時域；圖13和14分別顯示了圖10中的加法單元15產生的數字采樣基帶信號的時域與頻域表示；圖15顯示的是圖10的DAC30產生所得信號的sinc(x)頻譜，它的每個瓣包括多個(7MHz寬)基帶信號復制對，頻率分別集中在10MHz、30MHz、50MHz、70MHz、90MHz、110MHz等等；圖16顯示的是本發(fā)明的第二種實施方式，其中，預補償濾波器插入到內插操作的信號處理路徑上行中；圖17顯示的是本發(fā)明的第三種實施方式，其中，圖16中實施方式的預補償濾波器被一個二次內插濾波器、一個Fs/4上下變頻器級以及一正交預補償濾波器所取代；圖18顯示的是圖17實施方式的二次內插濾波器210輸出的頻譜特性；圖19顯示的是圖17實施方式的中心頻率相移復數乘法器520的輸出的頻譜特性；圖20顯示的是針對實(非復數)輸入信號時，本發(fā)明的第四種實施方式；圖21顯示的是本發(fā)明的第五種實施方式，其中，采樣速率擴展器插入到上變頻部分的輸出與DAC之間；以及圖22示意顯示了一種方式，其中，圖21實施方式的采樣速率擴展器對每個sinc(x)瓣中的頻譜復制的數量進行L折疊倍增。
在描述(IF)上變頻信號處理裝置之前，應該注意到本發(fā)明是關于數字和模擬通信電路及其相應信號處理元件的安排方式。因此，這些電路和元件的配置，以及它們與其它通信系統裝置的接口方式，大部分已顯示在附圖的可理解的框圖中，但框圖僅顯示了某些特定細節(jié)。因此，框圖顯示采用一種方便的功能分組方法，來顯示該上變頻裝置的主要組件。
該上變頻方案并不消除DAC輸出中所有位于DAC頻率響應基帶成分以外的頻譜復制分量，它保留該頻譜復制機能，并選擇性地提取落在DAC頻率響應(對應于基帶信號帶寬)規(guī)定通帶部分中的所需IF集中復制。
圖10顯示的是圖1中的傳統IF上變頻電路，本發(fā)明的上變頻器的前端包括一正交內插濾波器11，分別將數字采樣基帶信號的同相(I)與正交(Q)分量作為它的輸入。(而在圖1的上變頻器中，內插濾波器11的采樣頻率fs至少為要求的上變頻頻率的最大頻率的兩倍。)內插基帶信號各自的I和Q分量在各自的混頻器12和13中，與IF本地振蕩器信號14相乘，然后，所得的經上變頻的I和Q分量在加法單元15中相加，產生一實信號S，信號S的時域與頻域表示分別如圖2和3所示，如前面所述。作為非限制性的例子，該前端上變頻器的上變頻器部件可以包括一由Harris公司生產的HSP 45116 NCOM調制器芯片。
該實信號S通過一預補償濾波器200耦合到DAC30中。DAC30可以包括一由Harris公司生產的HI3050數模轉換器，以及，預補償濾波器200可以包括一有限脈沖響應(FIR)濾波器，例如同樣由Harris公司生產的HSP 43168 FIR濾波器，在此作為非限制的例子。與圖1的傳統上變頻器裝置的預補償濾波器20(它的傳輸函數是補償DAC的(sinc(x))頻域失真函數的第一或主瓣中的滾降)不同，預補償濾波器200的傳輸函數是特制的或“經調諧的”，用以補償DAC的(sinc(x))頻域失真函數中所選旁瓣的滾降，而不是主瓣的。特別，預補償濾波器200的傳輸函數經特制以補償(sinc(x))頻域失真函數旁瓣的滾降，(sinc(x))頻域失真函數包含所需IF頻率fIF以及任何其它DAC傳輸函數失真。
為提供一非限制的例子，如圖7所示，其旁瓣與DAC卷積輸出的頻域表示的第一個旁瓣71相對應。旁瓣71包含圖2的采樣基帶信號的頻率成分的一對復制72和73，它們分別在采樣速率fs二分之一的整數倍的上下折疊對稱分布。通過配置預補償濾波器200的特征來補償該旁瓣的滾降性能，這樣，部分(sinc(x))頻域失真輸出函數和任何其它通過DAC30傳遞給內插基帶信號的失真，不會使那個旁瓣包含的所需基帶復制72和73產生失真。(預補償濾波器200的特性，可以調諧到包含所需復制(72或73)的旁瓣71的給定部分，或調諧到除了端點以外的整個旁瓣。)圖10所示的本發(fā)明的裝置與圖1的傳統上變頻器的另一不同是DAC30產生的輸出是經一(旁瓣選擇)帶通濾波器400帶通濾波的，而不是經低通濾波的。帶通濾波器可包括一由Trilithic公司生產的P序列帶通濾波器。如圖11所示，濾波器400的通帶411至少應該覆蓋感興趣的頻帶的頻率范圍，這樣，在所需的IF頻率fIF處，可將信號頻率成分的各自復制111分離出來，該頻帶在二分之一采樣頻率二分之一的的較低整數倍(nfs/2)與采樣頻率的二分之一的緊鄰的較大整數倍((n+1)fs/2)之間。
帶通濾波器400的輸出耦合到一放大器450中，它放大該帶通濾波模擬輸出信號，從而通過圖7的DAC卷積輸出的頻域表示的帶通濾波選擇旁瓣71，來補償信號的衰減，該信號的時域含量如圖12所示。由于放大器450的輸出是初始基帶信號上變頻到所需中頻fIF，因此不需要對模擬基帶信號作進一步的上變頻以變換到所需IF頻率，例如利用圖1的傳統上變頻器中的模擬IF單元，這樣減少了上變頻器的硬件與成本。
為了提供一種上述圖10中的上變頻器的非限制的操作示例，假定要變換的是一7MHz寬的基帶信號，初始采樣是10兆樣值每秒(MSPS)從而IF中心頻率是70MHz。對于一采樣速率為40MSPS的DAC，內插系數4用于提高內插基帶信號的I和Q分量的10MSPS采樣頻率。對于本例子的參數，DAC30的輸出帶寬還必須足夠寬，以防止變換后的信號在高至大約75MHz處產生嚴重衰減。上面提到的HI3050模塊DAC能滿足此要求性能。還假定，由I和Q混頻器12和13以及IF本地振蕩器信號14實現的初始上變頻操作，將產生一10MHz的中心頻率。所得的上變頻I和Q分量(集中在10MHz)在加法單元15中相加，產生實信號S，信號S的時域與頻域表示分別如圖13和14所示。
當該10MHz信號S通過預補償濾波器200耦合，以及通過DAC30變換到模擬格式時，所得結果是具有如圖15所示的sinc(x)頻譜特性的信號。預補償濾波器200的滾降補償至少會覆蓋在二分之一采樣頻率以及所含IF頻率的相鄰整數倍與感興趣的信號帶寬之間的旁瓣部分之間。
預補償濾波器200的參數被設定為至少能補償DAC的(sinc(x))失真函數的第一旁瓣部分的滾降，也就是說，覆蓋的補償帶寬至少為從66.5MHz到73.5MHz，該失真函數包含大約集中在70MHz的所需中心頻率處的基帶復制73。
對于所需IF中心頻率處信號S的復制73以及本例的信號帶寬，濾波器400的通帶設置成在以70MHz為中心、至少覆蓋7MHz的寬帶內有平坦響應，也就是在至少66.5MHz到73.5MHz之間大體上是平坦響應，并且在該通帶以外急劇衰減，以抑制基帶信號的不必要的復制以及在DAC的sinc(x)輸出中的基帶信號本身。換句話說，帶通濾波器400的通帶的低頻限制不小于所述基帶信號頻率成分緊鄰的較低的復制的頻率上限，并且它的高頻限制不高于所述基帶信號頻率成分緊鄰的較高的復制的頻率下限。
圖15顯示的是分別產生在53.5MHz(因為緊鄰的較低的頻率復制72集中在50MHz)以及86.5MHz(因為緊鄰的較高的頻率復制74集中在90MHz)處相鄰復制靠得最近的邊沿。因此，濾波器400的通帶將對小于等于53.5MHz或大于等于86.5MHz的頻率產生嚴重衰減。
所得結果即分離后的經上變頻的7MHz帶寬模擬信號，然后由放大器450放大，放大器450的增益用于補償初始信號的衰減，衰減由上述DAC卷積輸出的sinc(x)函數第一旁瓣以及其它DAC失真造成。因此，放大器450的輸出是初始基帶信號上變頻為所需70MHz的中間頻率fIF。
圖16顯示的是另一種實施方式，其中預補償濾波器200插入到內插操作(由正交內插濾波器11完成)的信號處理路徑上行中。將預補償濾波器200放在內插操作之前，可使預補償濾波器200以更低計算速率運行。如果正交(I/Q)輸入信號是集中DC式的，由于它的預補償特性是關于DC不對稱的，所以該預補償濾波器200必須是一復數濾波器。
圖17顯示的一種實施方式，其中，圖15的實施方式中的預補償濾波器200增加了一個二次內插濾波器210以及一Fs/4上變頻器和下變頻器級。該Fs/4上變頻器級500包括一Fs/4本地振蕩器510，它耦合到復數乘法器520和530，分別用于處理預補償濾波器200的上行與下行。該正交二次內插濾波器的輸出的頻譜特性如圖18所示，而中心頻率相移復數乘法器520的輸出的頻譜特性如圖19所示。
圖20顯示的是實(非復數)輸入信號時的另一種實施方式，其中，一非復數預補償濾波器200R插入到內插操作的信號處理路徑的上行中，內插操作由上變頻部分10R的內插濾波器11R完成，上變頻部分10R包括本地振蕩器14和乘法器12。如上對圖16實施方式的描述，將預補償濾波器200R置于內插操作之前能使該預補償濾波器以更低計算速率運行。
圖21顯示的是另一種實施方式，是對前面圖16實施方式的修正，其中預補償濾波器200插入到內插操作的信號處理路徑上行中。另外，采樣速率擴展器600位于上變頻部分10的輸出與DAC30之間，用于減輕DAC中的sinc(x)滾降效應。特別，如圖22框圖所示，采樣速率擴展器600對每個sinc(x)瓣中的頻譜復制的數量進行L折疊倍增，其中L(例如作為非限制的例子，取二)是擴展因子。這樣一來，穿越靠近每個sinc(x)瓣中心的每個復制的幅度失真沒有受到嚴重的衰減。
在本發(fā)明中，與圖1所示的先前的上變頻方案不同，它不是利用一低通濾波器去消除DAC輸出中位于DAC的sinc(x)頻率響應的基本成分或基帶成分以外的所有頻譜復制分量，而后再利用下行模擬上變頻器部件獲得所需IF頻率，本發(fā)明利用DAC的頻譜復制機能，用一帶通濾波器，將位于DAC的sinc(x)頻率響應旁瓣中包含有所需IF的基帶復制分離出來。通過預補償濾波器的參數以及后DAC放大器的增益的設置，可以補償從sinc(x)旁瓣產生的失真與衰減以及包含所需IF的DAC產生的其它失真輸出。
一種用于數字采樣基帶信號的上變頻器，它利用一后DAC、帶通濾波器將落在包含有所需IF的DAC的sinc(x)頻率響應旁瓣中的基帶復制分離出來，該上變頻器具有DAC的sinc(x)頻譜復制機能。通過預補償濾波器的參數以及后DAC放大器的增益的設置，可以補償DAC的sinc(x)頻率響應產生的失真與衰減。
權利要求
1.一種將具有給定帶寬的基帶信號上變頻為具有所述給定帶寬的輸出信號的方法，輸出信號的給定帶寬集中在規(guī)定中心頻率處，該中心頻率高于所述基帶信號的中心頻率，該方法包括以下步驟(a)提供所述基帶信號作為采樣輸入基帶信號；(b)提供一數模轉換器，它用于將輸給它的采樣信號轉換為一模擬信號，該模擬信號所含頻譜在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處包含所述采樣信號的頻率成分的失真復制；(c)依照預補償機制來修正所述采樣輸入基帶信號的規(guī)定頻率成分，該預補償機制對所述采樣基帶信號進行預失真以生成一預失真采樣基帶信號，從而用數模轉換器對所述預失真采樣基帶信號進行處理，以生成一模擬輸出信號，在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處，該模擬輸出信號包含所述采樣基帶信號的頻譜成分，但它的普通失真復制由所述預補償機制補償了；(d)耦合所述預失真采樣基帶信號到所述數模轉換器中，以生成所述模擬輸出信號，它的所述采樣基帶信號的頻率成分的所述復制已經由所述預補償機制補償；以及(e)對所產生的該模擬輸出信號執(zhí)行帶通濾波操作，生成一經帶通濾波的模擬輸出信號，它所含頻率成分在所述規(guī)定中心頻率處，限制在所述基帶信號的頻率成分經補償后的復制內。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于所述數模轉換器，用于將輸給它的一采樣信號轉換成一模擬信號，在所述連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處，該模擬信號的頻譜成分包括所述采樣信號頻率成分的衰減復制以及失真復制；并且還包括對所述帶通濾波模擬輸出信號進行放大，以補償在所述規(guī)定中心頻率處所述基帶信號頻率成分的所述復制的衰減。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其特征在于基帶信號被采樣時包括(a1)提供所述基帶信號作為數字采樣正交基帶信號；(a2)將所述數字采樣正交基帶信號的采樣頻率提高到采樣頻率的規(guī)定倍數；(a3)上變頻所述數字采樣正交基帶信號的中心頻率到第一中心頻率，該第一中心頻率與步驟(a)中提供的數字采樣正交基帶信號的中心頻率相隔一定的距離；以及(a4)對所述數字采樣正交基帶信號的正交分量求和，以生成所述采樣輸入基帶信號，所述數字采樣正交基帶信號具有步驟(a3)中上變頻所得的所述第一中心頻率。
4.一種如權利要求3所述的方法，其特征在于放大所述數模轉換器生成的所述經帶通濾波的模擬輸出信號，以補償所述規(guī)定中心頻率處的所述基帶信號頻率成分的所述復制的衰減。
5.一種用于將具有給定帶寬的數字采樣基帶信號上變頻為一模擬輸出信號的裝置，該模擬輸出信號的所述給定帶寬集中在規(guī)定中心頻率處，該中心頻率高于所述數字基帶信號的中心頻率，該裝置包括一輸入信號端口，其輸入為所述數字采樣基帶信號；一數模轉換器，用于將輸入的采樣信號轉換為一模擬信號，模擬信號所含頻譜成分在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處，包含所述采樣信號頻率成分的失真復制；一預補償濾波器，它安裝在所述輸入信號端口與所述數模轉換器之間，用于對所述數字采樣基帶信號進行預失真，以產生一預失真數字采樣基帶信號，從而由所述數模轉換器對所述預失真數字采樣基帶信號進行處理，產生一模擬輸出信號，在連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處，該模擬輸出信號包含所述數字采樣基帶信號的頻譜成分，但它的普通失真復制已由所述預補償機制補償；以及一帶通濾波器，它耦合接收由所述數模轉換器生成的所述模擬輸出信號，并產生一帶通濾波模擬輸出信號，其所含頻率成分在所述規(guī)定中心頻率處，限制在所述基帶信號頻率成分的補償后的復制頻率成分以內。
6.一種如權利要求5所述的信號處理裝置，其特征在于所述數模轉換器，用于將一輸給它的數字采樣信號轉換成一模擬信號，該模擬信號所含頻譜成分在所述連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處，包括所述數字采樣信號頻率成分的衰減及失真后的復制；以及，該裝置還包括一輸出放大器，它對所述帶通濾波模擬輸出信號進行放大，以在所述規(guī)定中心頻率處，補償所述數字采樣基帶信號頻率成分的所述復制的衰減，其中，所述數字采樣基帶信號包括一數字采樣正交基帶信號；一正交內插濾波器，它用于將所述數字采樣正交基帶信號的采樣頻率提高到它的采樣頻率的規(guī)定倍數；一上變頻器，用于將所述數字采樣正交基帶信號的中心頻率上變頻到第一中心頻率，該第一中心頻率與該數字采樣正交基帶信號的中心頻率相隔一定的距離；以及，一合并單元，用于對所述數字采樣正交基帶信號的正交分量進行求和，以產生輸給所述輸入端口的所述數字采樣輸入基帶信號。
7.一種如權利要求6所述的信號處理裝置，其特征在于所述數模轉換器用于將一送給它的數字采樣信號轉換成一模擬信號，模擬信號所含頻譜成分在所述連續(xù)相鄰的間隔一定距離的中心頻率處包含所述數字采樣信號頻率成分的衰減和失真復制；所述模數轉換器包括一輸出放大器，用于放大所述帶通濾波模擬輸出信號，以在所述規(guī)定中心頻率處，補償所述數字采樣基帶信號頻率成分的所述復制的衰減。
8.一種用于采樣基帶信號的上變頻器，所述上變頻器包括一包含一具有頻域失真函數的數模轉換器；一預補償濾波器，其耦合輸入是所述采樣基帶信號，并且輸出耦合到所述數模轉換器，所述預補償濾波器的傳輸函數補償所述頻域失真函數所選部分的失真，所述頻域失真函數包含所需IF頻率；一帶通濾波器，所述數模轉換器的模擬輸出耦合至它，所述帶通濾波器具有在所述所需I F頻率處，將所述基帶信號頻率成分的各個復制分離出來的通帶，并還包括一放大器，所述帶通濾波器的輸出耦合至它，它用于放大所述帶通濾波器的輸出，以補償所述數模轉換器的所述頻域失真函數產生的信號衰減。
9.根據權利要求8所述的上變頻器，其特征在于所述頻域失真函數包括一sinc(x)函數，所含各個旁瓣包含有所述基帶信號的復制，所述帶通濾波器所含通帶至少覆蓋以所述所需IF頻率為中心的所述基帶信號的帶寬，以及，更為可取的是，所述帶通濾波器所含的通帶，其低頻限制不小于所述基帶信號頻率成分緊鄰的較低的復制的頻率上限，并且它的高頻限制不高于所述基帶信號頻率成分緊鄰的較高的復制的頻率下限，它連同所述預補償濾波器位于所述正交內插濾波器的前面。
10.根據權利要求9所述的上變頻器，其特征在于所述預補償濾波器是一復數濾波器，其預補償特性關于DC不對稱，連同一個二次內插濾波器以及一所述預補償濾波器前面的上變頻器級，以及該預補償濾波器后面的下變頻器級，以及，更為可取的是，連同一布置在所述數模轉換器的前面的采樣速率擴展器一起，用來減輕所述數模轉換器中的sinc(x)滾降效應。
全文摘要
一種用于數字采樣基帶信號的上變頻器,該數字采樣基帶信號包含DAC的sinc(x)頻譜復制機能,上變頻器利用一后DAC、帶通濾波器,去分離落在包含所需IF的DAC的sinc(x)頻率響應旁瓣中的基帶復制。預補償濾波器的參數以及后DAC放大器的增益設置用于補償從DAC的sinc(x)頻率響應推知的失真與衰減。
文檔編號H04L27/20GK1174450SQ9711394
公開日1998年2月25日 申請日期1997年6月24日 優(yōu)先權日1996年6月25日
發(fā)明者大衛(wèi)·布魯斯·切斯特, 理查德·迪恩·羅伯茨 申請人:哈里公司