專利名稱：數(shù)字視頻信號(hào)處理系統(tǒng)中的多模式均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)。具體地說，本發(fā)明涉及可能含例如高清晰度電視信息的視頻信號(hào)的適應(yīng)均衡處理。
數(shù)據(jù)從以碼元形式傳送數(shù)字信息的經(jīng)調(diào)制的信號(hào)的復(fù)原，通常在收信機(jī)處需要有三個(gè)功能供碼元同步化用的時(shí)序復(fù)原、載波復(fù)原(頻率解調(diào)到基頻)，和均衡。時(shí)序復(fù)原是收信機(jī)時(shí)鐘(時(shí)基)與發(fā)信機(jī)時(shí)鐘同步化的過程。這個(gè)過程使收到的信號(hào)可以及時(shí)在最佳的時(shí)間點(diǎn)抽樣，從而減少產(chǎn)生與收到的碼元值的判決處理有關(guān)的限幅誤差的機(jī)會(huì)。載波復(fù)原是收到的射頻信號(hào)經(jīng)降頻變換成較低的中頻通帶(例如接近基帶)之后頻移至基帶使基帶信息的調(diào)制可以恢復(fù)過來的過程。
許多數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)通信系統(tǒng)都采用適應(yīng)均衡處理來補(bǔ)償信道情況變化和干擾對(duì)信號(hào)傳輸通道的影響。均衡處理消除了基帶碼元間因傳輸信道的干擾(包括傳輸信道的低通濾波作用在內(nèi))引起的干擾(ISI)。ISI使給定碼元的值因前幾個(gè)和后幾個(gè)碼元的值而失真，實(shí)質(zhì)上表明碼元的“重影”情況，因?yàn)镮SI含有相對(duì)于給定判定域中的基準(zhǔn)碼元位置超前和拖后的碼元。
適應(yīng)均衡器實(shí)質(zhì)上是適應(yīng)數(shù)字濾波器。在采用適應(yīng)均衡器的系統(tǒng)中，需要有一個(gè)適應(yīng)濾波器響應(yīng)從而充分補(bǔ)償信道失真的方法。目前有好幾種算法可以適應(yīng)濾波器系數(shù)從而適應(yīng)濾波器響應(yīng)。有一種廣為應(yīng)用的方法采用最小均方(LMS)算法。這種算法是根據(jù)具代表性的誤差信號(hào)的變化改變系數(shù)值來迫使均衡器的輸出信號(hào)大致等于參考數(shù)據(jù)序列。這個(gè)誤差信號(hào)是從參考數(shù)據(jù)序列減去均衡器輸出信號(hào)形成的。誤差信號(hào)趨近零時(shí)，均衡器趨近收斂狀態(tài)，從而使均衡器的輸出信號(hào)和參考數(shù)據(jù)序列大致相等。
均衡器開始工作時(shí)，系數(shù)值(濾波器抽頭加權(quán))通常不取使信道失真充分得到補(bǔ)償?shù)闹?。為迫使均衡器各系?shù)開始收斂，可采用已知的“訓(xùn)練”信號(hào)作為基準(zhǔn)信號(hào)。此信號(hào)在發(fā)信機(jī)和收信機(jī)處都經(jīng)過編程。誤差信號(hào)是在收信機(jī)處通過從適應(yīng)均衡器的輸出減去局部產(chǎn)生的訓(xùn)練信號(hào)的復(fù)制信號(hào)形成的。大家知道，訓(xùn)練信號(hào)起協(xié)助收到的信號(hào)起初閉合的“眼睛”打開的作用。適應(yīng)訓(xùn)練信號(hào)之后，“眼睛”大大地張開，于是均衡器轉(zhuǎn)入判決工作狀態(tài)。在此工作狀態(tài)下，濾波器抽頭加權(quán)的最終收斂是通過采用均衡器輸出的實(shí)際碼元值而不是采用訓(xùn)練信號(hào)達(dá)到的。判決均衡工作狀態(tài)比起采用定期發(fā)送訓(xùn)練信號(hào)的方法能更快地跟蹤和消除隨時(shí)間而變化的信道失真。為使判決均衡可以提供可靠的收斂和穩(wěn)定的系數(shù)值，大約90％的判定必須是正確的。訓(xùn)練信號(hào)起協(xié)助均衡器達(dá)到此90％正確判定電平的作用。
但實(shí)際上，訓(xùn)練信號(hào)并不總是可以搞到的。在此情況下，經(jīng)常采用“盲目(blind)”均衡法使均衡器的系數(shù)值開始收斂并迫使眼睛打開。盲目均衡法的研究工作已進(jìn)行得相當(dāng)廣泛，這種方法一般用在例如QAM系統(tǒng)中。盲目均衡算法中最廣受歡迎的是恒模量算法(CMA)和簡(jiǎn)化叢算法(RCA)。這些算法在例如Proakis著的《數(shù)字通信》一書(美國(guó)紐約McGraw-Hill出版社1989年版)和Godard在1980年11月號(hào)的“電氣與電子工程師協(xié)會(huì)通信論文集”中發(fā)表的題為“二維數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的自動(dòng)復(fù)原均衡化和載波跟蹤”一文中有介紹。簡(jiǎn)單說來，CMA的依據(jù)是，在作出判決時(shí)，檢測(cè)出的數(shù)據(jù)碼元的模數(shù)應(yīng)處在形成不同直徑的若干(叢)圓的其中一個(gè)的點(diǎn)的軌跡上。RCA依靠的是在傳送的主叢中形成“超級(jí)叢”。先是迫使數(shù)據(jù)信號(hào)納入超級(jí)叢中，再將超級(jí)叢再劃分使其包括整個(gè)叢。
在一般采用前饋濾波器(FFF)和判定反饋濾波器(DFF)作為均衡器的系統(tǒng)中，F(xiàn)FF一般在初始信號(hào)捕獲階段期間進(jìn)行適應(yīng)盲目均衡(而不判決)。這對(duì)DFF不起均衡作用。在盲目均衡階段終了時(shí)，DFF受激而進(jìn)行判決均衡。這時(shí)，F(xiàn)FF和DFF都根據(jù)判決工作狀態(tài)中局部產(chǎn)生的控制信號(hào)(例如根據(jù)出現(xiàn)在限幅網(wǎng)絡(luò)輸入端與輸出端的碼元采樣之間的碼元差)使各自的系數(shù)適應(yīng)新的情況(更新各自的系數(shù))。這種方式有缺點(diǎn)。若出現(xiàn)顯著的ISI和重影效應(yīng)，則由于濾波器的中間抽頭為碼元“重影”所污染，F(xiàn)FF難以起均衡作用。為均衡預(yù)先產(chǎn)生和后來產(chǎn)生的重影，F(xiàn)FF采用先行抽頭和后行抽頭。FFF的后行抽頭與DFF的后行抽頭重疊，從而使濾波器抽頭的利用率不高。本發(fā)明的系統(tǒng)避免了這種限制。
按照本發(fā)明的原理，給數(shù)字信號(hào)處理器配備了一個(gè)在判決均衡之前和過程中工作狀態(tài)不同的判定反饋濾波器(DFF)。具體地說，DFF在盲目均衡過程中作為線性反饋濾波器工作，在盲目均衡之后作為非線性濾波器工作。
這里所舉的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例包括一個(gè)前饋濾波器(FFF)、一個(gè)判定反饋濾波器(DFF)和一個(gè)碼元限幅器。在盲目均衡的初始階段期間，限幅輸出的信號(hào)從DFF去耦，用限幅器的輸入信號(hào)代替，F(xiàn)FF是靜止式的，因而其系數(shù)不相適應(yīng)，DFF則在非判決工作狀態(tài)下作為采用盲目配合算法的線性反饋濾波器工作，以適應(yīng)其系數(shù)。在稍后的盲目均衡階段，F(xiàn)FF系數(shù)用盲目算法加以更新，DFF則如前工作。這之后，在判決工作狀態(tài)，限幅器輸出的信號(hào)加到裝有DFF的各電路中，F(xiàn)FF系數(shù)則根據(jù)控制信號(hào)更新，DFF作為判決非線性濾波器工作，其系數(shù)根據(jù)控制信號(hào)更新。公開的這種系統(tǒng)有這樣的好處；均衡器濾波抽頭的利用率提高了，而且提高了判決DFF均衡系統(tǒng)在出現(xiàn)大重影信號(hào)的情況下快速收斂的能力。
本發(fā)明的特點(diǎn)是，F(xiàn)FF補(bǔ)償?shù)氖穷A(yù)產(chǎn)生的重影信號(hào)而不是預(yù)重影和后重影信號(hào)，DFF補(bǔ)償?shù)膭t是基本上不含預(yù)重影信號(hào)的后重影信號(hào)。
附圖
是選進(jìn)的電視接收機(jī)[例如高清晰度電視機(jī)(HDPV)]的方框圖，其中包括根據(jù)本發(fā)明原理制作的均衡系統(tǒng)。
圖中，經(jīng)調(diào)制的模擬HDTV信號(hào)由天線10接收之后由輸入網(wǎng)絡(luò)14加以處理。輸入網(wǎng)絡(luò)14包括例如多個(gè)射頻調(diào)諧電路、一個(gè)供產(chǎn)生中頻通帶輸出信號(hào)的雙變頻調(diào)諧器和適當(dāng)?shù)亩鄠€(gè)增益控制電路。收到的信號(hào)可以取正交調(diào)幅(例如周知的16或32-QAM)或其它象QPSK和VSB之類的PAM調(diào)制的形式。QAM是數(shù)字信息用正交實(shí)數(shù)和虛數(shù)軸表示的二維柵狀碼元叢表示的脈幅調(diào)制(PAM)信號(hào)的一種形式。VSB信號(hào)，例如大聯(lián)盟HDTV系統(tǒng)建議在美國(guó)采用的VSB信號(hào)，是用一維數(shù)據(jù)碼元叢表示的，其中只有一個(gè)軸線含有待由接收機(jī)加以復(fù)原的量化數(shù)據(jù)。為使附圖簡(jiǎn)明起見，圖中沒有示出給所示各功能方框計(jì)時(shí)的信號(hào)或用以從收到的信號(hào)獲取時(shí)序和時(shí)鐘信號(hào)的時(shí)序復(fù)原網(wǎng)絡(luò)(如眾所周知的)。
從輸入處理器14輸出的通帶信號(hào)由模/數(shù)轉(zhuǎn)換器16從模擬形式轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式，再加到分相器18上。分相器18分離來自模/數(shù)轉(zhuǎn)換器16的信號(hào)的正交相位“I”和“Q”復(fù)數(shù)(實(shí)數(shù)和虛數(shù))分量。分相器18來的I、Q信號(hào)含數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)和傳輸信道干擾和人為因素引起的碼元間干擾(ISI)。此信號(hào)加到作為均衡器工作的復(fù)合前饋濾波器(FFF)20上。均衡器可以是例如分散配置的均衡器，在此情況下采用數(shù)字FIR濾波器。在某些工作狀態(tài)下，均衡濾波器20的系數(shù)值(抽頭加權(quán))由來自控制信號(hào)發(fā)生器26的控制信號(hào)自動(dòng)調(diào)整控制，這稍后即將說明。濾波器20來的均衡過的信號(hào)由抽取器22抽取(下降抽樣)。抽取器22將FFF20的輸出信號(hào)的碼元率從兩抽樣/碼元降到一個(gè)抽樣/碼元，以適應(yīng)此系統(tǒng)中的幾個(gè)網(wǎng)絡(luò)。抽取器22是可選的，并不是所有的系統(tǒng)都需要抽取器。
解調(diào)器19對(duì)分相器18的輸出信號(hào)在加到均衡器20之前(按周知方式)進(jìn)行初步解調(diào)。初步解調(diào)使信號(hào)更接近基帶從而使后面的各電路無需控制更高的中頻信號(hào)。局部產(chǎn)生的用在此用途上的載波可能不會(huì)完全與發(fā)信機(jī)的載頻相稱，因而因這個(gè)解調(diào)而產(chǎn)生相位誤差。這些相位誤差由另一個(gè)采用消旋器36(復(fù)數(shù)乘法器)和與載波復(fù)原網(wǎng)絡(luò)有關(guān)的限幅器40的解調(diào)程序來校正。網(wǎng)絡(luò)46根據(jù)限幅器40的碼元輸入與相應(yīng)碼元輸出之間的碼元差產(chǎn)生表示信號(hào)E的正相上位誤差。限幅器40給各碼元從編程查找表選取最接近輸入碼元抽樣的碼元叢中的點(diǎn)相應(yīng)的數(shù)據(jù)碼元作為其判定。就是說，限幅器選取在歐幾里德距離上距輸入的碼元抽樣最近的字母碼元作為其判定。誤差信號(hào)E為此距離的函數(shù)。此誤差信號(hào)加到消旋器36的控制輸入端以便使碼元叢因載頻而引起的旋轉(zhuǎn)停下來。其它關(guān)乎初步解調(diào)、載波復(fù)原、限幅和消限方面的操作可參看Lee和Messerschmitt著的《數(shù)字通信》一書(美國(guó)麻省波斯頓克魯威學(xué)術(shù)出版社)。
抽取器22的輸出信號(hào)由加法器24將其與即將說明的作為均衡器工作的判定反饋濾波器(DFF)30經(jīng)均衡的輸出信號(hào)加起來。DFF30消除FFF 20尚未消除的碼元間干擾。加法器24的輸出信號(hào)展示出碼元叢如上述那樣因載頻偏移而旋轉(zhuǎn)。將載波復(fù)原網(wǎng)絡(luò)46輸出的正弦誤差控制信號(hào)E加到消旋器36的其中一個(gè)倍增器輸入端就可以使旋轉(zhuǎn)停下來，并使信號(hào)的頻率為基頻。
限幅器40的輸出信號(hào)或輸入信號(hào)借助于多路調(diào)制器(MUX)44根據(jù)判決開關(guān)42來的控制信號(hào)加到再旋器(re-rotator)50(復(fù)數(shù)乘法器)的輸入端，這稍后即將說明。網(wǎng)絡(luò)52通過采用周知的信號(hào)處理方法將誤差信號(hào)E的虛數(shù)分量倒相產(chǎn)生誤差信號(hào)E的復(fù)共扼。復(fù)共扼使乘法器50促使加到其輸入端的信號(hào)以消旋器36同樣的旋轉(zhuǎn)量旋轉(zhuǎn)，但轉(zhuǎn)向相反。這樣，再旋轉(zhuǎn)使碼元叢旋轉(zhuǎn)到其因消旋器36而旋轉(zhuǎn)之前的情況。這樣做是必要的，因?yàn)镈FF30經(jīng)均衡過的輸出信號(hào)在加法器24中加到FFF20經(jīng)均衡過的輸出信號(hào)是需要使加法器24所加的經(jīng)均衡過的信號(hào)相對(duì)于碼元叢的旋轉(zhuǎn)特性在時(shí)間上一致的。
FFF 20和DFF 30的系數(shù)值是根據(jù)信號(hào)發(fā)生器26的系數(shù)控制信號(hào)在盲目和判決工作狀態(tài)期間更新的。發(fā)生器26也和在盲目和判決均衡工作狀態(tài)之間一樣，產(chǎn)生限幅誤差信號(hào)，供控制開關(guān)42的操作。稍后將詳細(xì)說明信號(hào)發(fā)生器26的工作情況。
經(jīng)均衡過的基帶信號(hào)由解碼器60解碼，再由輸出網(wǎng)絡(luò)64進(jìn)行處理。解碼器60如所周知的那樣可包括例如去交織網(wǎng)絡(luò)、里德索羅門誤差校正網(wǎng)絡(luò)和聲頻/視頻解碼網(wǎng)絡(luò)。輸出處理器64可以包括聲頻/視頻處理器和聲頻/視頻重放裝置。
FFF20和DFF30都是分別履行均衡功能的數(shù)字濾波器。兩者在一起考慮時(shí)，兩個(gè)濾波器是個(gè)集成均衡器，供均衡輸入到解碼器60的信號(hào)用。FFF20和DFF30在整個(gè)盲目和判決均衡階段期間以不同的工作狀態(tài)工作。具體地說，DFF30在盲目均衡期間作為線性反饋濾波器工作，在盲目均衡之后的判決工作狀態(tài)下作為非線性濾波器工作。FFF20在盲目均衡階段的初始部分是靜態(tài)濾波器，因而其系數(shù)沒有更新，但在盲目均衡階段的剩余部分期間和判決階段期間處于適應(yīng)工作狀態(tài)。開關(guān)42和多路調(diào)制器44即為便于履行這些功能而設(shè)的。
均衡操作包括盲目均衡階段和其后的判決階段。盲目階段包括初期和終期。盲目均衡初期可以在例如系統(tǒng)開始通電或復(fù)原時(shí)開始。這時(shí)，本機(jī)微控制器根據(jù)電源的接通或復(fù)原產(chǎn)生的工作狀態(tài)選擇信號(hào)顯示準(zhǔn)備進(jìn)行盲目均衡的狀態(tài)。根據(jù)工作狀態(tài)信號(hào)的這種狀態(tài)，多路調(diào)制器(MUX)23將MUX的輸入信號(hào)Q作為FFF20和DFF30的系數(shù)控制信號(hào)轉(zhuǎn)接到其輸出端。信號(hào)Q由(眾所周知)采用CMA算法的網(wǎng)絡(luò)25根據(jù)加法器24產(chǎn)生的輸出信號(hào)提供。但應(yīng)該指出的是，雖然DFF30的系數(shù)是根據(jù)系數(shù)控制信號(hào)在盲目均衡階段的初始部分期間更新的，但FFF20的系數(shù)這時(shí)并沒有更新。FFF20的靜態(tài)狀態(tài)持續(xù)到已抽取預(yù)定量的碼元抽樣之后為止。
在盲目均衡初期，DFF30根據(jù)用CMA盲目配合算法產(chǎn)生的系數(shù)控制信號(hào)作為線性濾波器工作。DFF30作為線性濾波器開始工作時(shí)產(chǎn)生一些有助于系統(tǒng)特別是顯著的信號(hào)重影出現(xiàn)時(shí)的收斂過程，這方面即將說明。抽取預(yù)定數(shù)量的碼元(例如10,000個(gè)碼元)之后，啟動(dòng)FFF20進(jìn)行自動(dòng)調(diào)整操作，從而根據(jù)用CMA盲目配合算法產(chǎn)生的系數(shù)控制信號(hào)更新其系數(shù)。DFF30繼續(xù)作為采用盲目配合算法的線性反饋濾波器進(jìn)行盲目均衡。FFF20可以通過采用與其系數(shù)控制電路有關(guān)的計(jì)數(shù)器、累加器和比較器加以啟動(dòng)進(jìn)行適應(yīng)均衡工作。為使附圖簡(jiǎn)明起見，圖中沒有示出這些元件。比較器檢測(cè)出已抽取預(yù)定數(shù)量的碼元之后(表示盲目均衡階段初期結(jié)束)，由適當(dāng)?shù)拈_關(guān)網(wǎng)絡(luò)根據(jù)來自比較器的控制信號(hào)啟動(dòng)FFF20的系數(shù)控制電路。
在盲目均衡階段的初期和終期的整個(gè)期間，控制發(fā)生器26中的差分碼元處理器21計(jì)算限幅器40的輸入碼元與輸出碼元相應(yīng)的位置之間的差值，并產(chǎn)生限幅誤差控制信號(hào)作為該差值的函數(shù)。限幅誤差信號(hào)控制開關(guān)42在盲目和判決均衡工作狀態(tài)之間的開關(guān)操作。具體地說，當(dāng)開關(guān)42檢測(cè)到編程(預(yù)期)碼元點(diǎn)周圍的預(yù)定判定區(qū)內(nèi)的碼元點(diǎn)數(shù)已達(dá)預(yù)定值時(shí)，系統(tǒng)切換到判決工作狀態(tài)。判定區(qū)中碼元點(diǎn)的數(shù)目增加表示收斂情況增加。
舉例說，落入給定數(shù)量的碼元抽樣的判定區(qū)內(nèi)的數(shù)據(jù)點(diǎn)由開關(guān)42內(nèi)的累加器和計(jì)數(shù)器測(cè)定。若測(cè)出的判定區(qū)內(nèi)的抽樣數(shù)超過用限幅誤差信號(hào)值表示的預(yù)定閾值(例如1000個(gè)抽樣中500個(gè))，則開關(guān)42中的比較器檢測(cè)此值并提供輸出控制信號(hào)使MUX44從盲目狀態(tài)切換到判決狀態(tài)。在判決狀態(tài)下，MUX44將限幅器40的輸出信號(hào)傳送給解碼器60并通過再旋器50傳送給DFF30。同時(shí)，可以用開關(guān)42產(chǎn)生的控制信號(hào)(通過本機(jī)微控制器)改變MUX23的狀態(tài)選擇控制信號(hào)，從而使MUX23在判決狀態(tài)下選取限幅誤差信號(hào)(輸入P)作為FFF20和DFF30的系數(shù)控制信號(hào)。不然也可采用另外一個(gè)比較器來達(dá)到這個(gè)目的。
發(fā)生器26在整個(gè)判決階段給FFF20和DFF30提供限幅誤差信號(hào)作為系數(shù)控制信號(hào)以更新各有關(guān)系數(shù)值。這樣，在判決均衡狀態(tài)下，F(xiàn)FF20自適應(yīng)工作，DFF30則作為非線性判決反饋濾波器適應(yīng)工作。
在本實(shí)例中，F(xiàn)FF20的均衡范圍有限，只均衡前重影分量，而不是前重影和后重影分量都均衡。這叫做反因果(anti-causal)均衡。DFF30只均衡后重影分量，即為因果均衡。FFF20和DFF30的這種配置方式使濾波器抽頭得到有效利用；避免抽頭在時(shí)域中重疊(冗余抽頭)，特別是對(duì)前重影而言，更是如此。
上述系統(tǒng)不依靠FFF在盲目均衡階段開始時(shí)均衡重影，因而可以在有大型重影存在的情況下更快更有效地進(jìn)行均衡。相反，在FFF20更新之前，在盲目均衡開始時(shí)用DFF30作為線性IIR濾波器均衡后重影。前面說過，這是由于采用再旋器50而產(chǎn)生這種結(jié)果的。在盲目均衡階段初期，DFF30作為線性反饋濾波器工作是有好處的，從而展示了反饋濾波器消除極端重影分量的能力。
此外，上述公開的系統(tǒng)比起一般采用FFF和DFF進(jìn)行均衡的系統(tǒng)，盲目均衡之后從線性工作狀態(tài)到非線性判決工作狀態(tài)的過渡過程更為平穩(wěn)。這是因?yàn)镈FF30在通過在線性狀態(tài)下工作進(jìn)行預(yù)處理之后開始在非線性狀態(tài)下工作，即其系數(shù)有很多都經(jīng)過更新，使其沿其最終值的方向起作用。
值得注意的是，在一般的系統(tǒng)中，若DFF和FFF都在盲目均衡階段開始時(shí)適應(yīng)工作，F(xiàn)FF的中心抽頭必然為重影分量所污染，從而使FFF可能起不了均衡壞通道的作用。抽頭污染的跡象是，重影能作為直流增益被刪除掉。相比之下，在上述公開的系統(tǒng)中，在盲目均衡狀態(tài)下，延遲的重影是用與DFF30有關(guān)的后指針濾波器抽頭消除的。上述公開的系統(tǒng)實(shí)際上通過在盲目均衡階段的初始部分期間“凍結(jié)”FFF，在其一個(gè)初始非零中心抽頭保持增益恒定，并利用DFF的線性反饋工作在此初始階段盡量使后重影能量衰減來避免一般方法的局限法。因此，上述公開的系統(tǒng)的好處是將FFF和DFF的工作過程分隔開使前重影和后重影有效地衰減。
采用本發(fā)明的原理還有其它方案。例如，消旋器36可以不象圖中所示的那樣設(shè)在加法器24的后面而設(shè)在FFF20之前。但這種方案使載波復(fù)原網(wǎng)絡(luò)控制回路因FFF20而延遲，從而危害載波復(fù)原網(wǎng)絡(luò)的效能。但在這種情況下，可以不用再旋器50，從而節(jié)省硬件。
本發(fā)明的原理地適用于對(duì)訓(xùn)練信號(hào)起反應(yīng)的系統(tǒng)。在此情況下，訓(xùn)練信號(hào)用來產(chǎn)生用以在非線性判決狀態(tài)之前在初始線性工作狀態(tài)下更新DFF系數(shù)的誤差信號(hào)。
此外，本發(fā)明的原理可用于象多點(diǎn)微波分配系統(tǒng)(MMDS)之類的地面廣播系統(tǒng)；和各種形式諸如16-、32-和256QAM之類的QAM。
權(quán)利要求
1.一種信號(hào)處理系統(tǒng)，用以處理收到的含有碼元叢且易受到不希望有的干擾的信號(hào)，其特征在于，它具有適應(yīng)前饋濾波器(20)(FFF)，用于均衡所述收到的信號(hào)；適應(yīng)判定反饋濾波器(20)(FFF)，用于均衡所述收到的信號(hào)；解碼器(34，40 46)，對(duì)均衡過的信號(hào)起反應(yīng)；其中所述FFF的表現(xiàn)為(1)在非判決均衡階段初期以非適應(yīng)性的狀態(tài)工作；(2)在所述非判決均衡階段后期期間以非判決適應(yīng)性的形式工作；和(3)在所述非判決均衡階段之后的最終均衡階段期間的判決適應(yīng)的形式工作；且所述DFF的表現(xiàn)為(1)在所述初始非判決均衡階段期間以非判決線形適應(yīng)的形式工作；(2)在非判決均衡階段的所述后期期間以非判決線性適應(yīng)的形式工作，且(3)在所述最終均衡階段期間以非線性判決適應(yīng)的形式工作。
2.如權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其特征在于所述解調(diào)器對(duì)來自所述FFF和DFF兩者起碼其中之一的輸出信號(hào)起反應(yīng)，所述解碼器包括一個(gè)控制網(wǎng)絡(luò)和第一旋轉(zhuǎn)器，前者用以提供表示所收到信號(hào)的載頻偏移的控制信號(hào)，后者用以根據(jù)所述控制信號(hào)在第一方向轉(zhuǎn)動(dòng)收到的碼元叢進(jìn)行解調(diào)；第二旋轉(zhuǎn)器根據(jù)所述解調(diào)器的輸出信號(hào)在所述第一旋轉(zhuǎn)器相反的方向轉(zhuǎn)動(dòng)所述解調(diào)器的輸出信號(hào)以產(chǎn)生轉(zhuǎn)動(dòng)的碼元叢信號(hào)；和信號(hào)施加裝置，用以將所述再旋信號(hào)加到所述DFF上從而進(jìn)行均衡處理。
3.如權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述解調(diào)器有一個(gè)碼元限幅器，所述限幅器有一個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端，所述輸出端在所述非判決均衡階段期間去耦合。
4.如權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述非判決階段是個(gè)盲目均衡階段。
5.一種信號(hào)處理系統(tǒng)中均衡所述信號(hào)的一種方法，所述系統(tǒng)用以處理易受不希望有的干擾的信號(hào)，所述系統(tǒng)包括一個(gè)前饋濾波器(FFF)和一個(gè)判定掃饋濾波器(DFF)，所述方法包括下列步驟(a)在非判決均衡階段初期期間(1)令所述FFF以靜態(tài)方式工作，其中所述FFF的各系數(shù)不更新；(2)按非判決形式更新所述DFF；(b)在所述非判決均衡階段以后的時(shí)間(1)按非判決形式更新所述FFF；(2)按非判決形式更新所述DFF；且(c)在所述非判決均衡階段之后的均衡階段期間(1)以判決方式更新所述FFF；(2)以判決方式更新所述DFF；
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述DFF在所述非判決均衡期間作為經(jīng)性濾波器工作；且所述DFF在下一個(gè)階段作為非線性濾波器工作。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，它還包括下列步驟(d)產(chǎn)生表示所述收到的信號(hào)的載頻偏移的控制信號(hào)；和(e)在所述判決狀態(tài)將所述控制信號(hào)加到所述FFF和DFF上。
8.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述非判決階段是個(gè)盲目均衡階段。
全文摘要
一種數(shù)字高清晰度電視接收機(jī)均衡系統(tǒng),除包括用以消除碼之間干擾的適應(yīng)判定反饋濾波器(DFF,30)處還包括一個(gè)輸入適應(yīng)前饋濾波器(FFF,20)、一個(gè)載波復(fù)原網(wǎng)絡(luò)(46)、和一個(gè)限幅器(40)。在盲目均衡階段初期,FFF不更新,DFF則作為線性濾波器工作,其系統(tǒng)經(jīng)過更新供均衡后重影用。這之后,在盲目階段,FFF系數(shù)經(jīng)過盲目更新供均衡前重影用。在以后的判決工作狀態(tài)中,限幅器的輸出用以非線性更新FFF和DFF。
文檔編號(hào)H04N5/21GK1171013SQ97112968
公開日1998年1月21日 申請(qǐng)日期1997年6月3日 優(yōu)先權(quán)日1996年6月4日
發(fā)明者D·C·肖, K·拉馬斯韋米, P·G·克努森 申請(qǐng)人:湯姆森消費(fèi)電子有限公司