專利名稱：自適應(yīng)調(diào)節(jié)cdma無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大概涉及無線電接收機，更詳細地、涉及到自適應(yīng)調(diào)節(jié)CDMA無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法。
無線電系統(tǒng)向無線電用戶單元的用戶提供無線通信。一種具體的無線電系統(tǒng)是蜂窩無線電話系統(tǒng)。一種具體的無線電用戶單元是蜂窩無線電話用戶單元，有時稱為移動站。蜂窩無線電話系統(tǒng)通常包括耦合至一公共電話交換網(wǎng)(PSTN)和多個基站的一交換控制器。多個基站中的每一個通常劃定一個最接近于基站的地理范圍以形成覆蓋區(qū)域。一個或多個移動站與接通移動站和公共電話交換網(wǎng)間的呼叫的基站通信。蜂窩無線電話系統(tǒng)的描述見于William C.Y.Lee博士的1989年的《(移動蜂窩通信系統(tǒng)》(MobileCellular Communications Systems)一書中。
一些移動站具有空間分集以改善由基站發(fā)送的通信信號的接收。分集采用設(shè)備冗余或倍份以在多徑衰落條件下實現(xiàn)接收機性能改善。具體地說，空間分集用兩個或更多的天線，這些天線由一相關(guān)于波長的距離物理的分隔開。在空間分集系統(tǒng)中，發(fā)射信號經(jīng)過從發(fā)射機到接收機的兩個天線的略微不同的路徑。另外，可能有反射路徑，其中由每個天線接收的發(fā)射信號也經(jīng)過了自發(fā)射機的不同路徑。經(jīng)驗表明，當(dāng)反射路徑通過干擾發(fā)射信號引起衰落時，由于這些不同路徑，多徑衰落的存在可能不同時影響兩個接收信號到相同的程度。雖然從發(fā)射機到兩個天線之一的路徑可能引起發(fā)射和反射路徑波的相位抵消(cancellation)，至另一天線的多徑不太可能同時引起相位抵消。兩天線正在接收完全相同信號的概率被稱為相關(guān)因子。
已知的空間分集系統(tǒng)包括切換天線分集(SAD)、選擇分集(SD)和最大比率合并分集(MRCD)。每個分集系統(tǒng)包括一控制器，該控制器具有被編程在那里以控制分集系統(tǒng)的算法。這三種分集系統(tǒng)的詳細比較描述于Zdunek等人在加拿大，蒙特利爾舉行的1978年IEEE加拿大通信和功率會議上發(fā)表的“簡單切換分集接收機的最優(yōu)化(On the Optimizationof Simple Switched Diversity Receivers)”中和Zdunek等人在1979年12月的IEEE通信會刊中發(fā)表的“切換分集接收機的性能和最優(yōu)化(Performance and Optimization of Switched Diversity Receiver)”中?，F(xiàn)在提供這三個分集系統(tǒng)的簡要描述。
SAD使用兩個天線，它們通過一單刀雙擲射頻(RF)開關(guān)耦合至同一接收機?？刂破鞑蓸訌拿總€天線接收的信號，在一時刻只將兩個天線之一耦合至接收機。
SD使用兩個天線和兩個接收機，其中每個天線耦合至它自己的接收機。具有最高基帶信噪比(SNR)的接收機被選為解調(diào)的信號。SD提供優(yōu)于SAD的性能，因為接收機產(chǎn)生的信號能被比SAD更頻繁的檢測，并受到更少的切換瞬變。然而，SAD和SD共同的缺點是在任一時刻只使用一個天線，而另一個被忽略。
MRCD也用兩個天線和兩個接收機，其中每個天線耦合至它自己的接收機。通過與其信噪比成正比地加權(quán)每個信號然后再相加，MRCD尋求利用來自每個天線的信號。相應(yīng)的，在每個分集支路中的單個信號被同相和合并，使用了所有的接收信號，即使那些具有低信噪比的。然而MRCD的缺點是MRCD的實現(xiàn)比SAD或SD更加困難和復(fù)雜。
一種具體的蜂窩無線電話系統(tǒng)使用擴頻信令。擴頻可被廣意地定義為一種機制，通過它發(fā)射信號占用的帶寬遠遠大于基帶信息信號要求的帶寬。擴頻通信的兩個類型是直接序列擴頻(DSSS)和跳頻擴頻(FHSS)。這兩種技術(shù)的本質(zhì)是在一寬帶寬(1-50MHz)上擴展每個用戶的發(fā)射功率，以致于在每單位帶寬的功率，以W/Hz計，是非常小的。
跳頻系統(tǒng)通過避開干擾來獲得其處理增益，而直接序列系統(tǒng)用一干擾衰減技術(shù)。對于DSSS，接收機的目的是從信號低于背景噪聲電平的寬接收帶寬中拾取發(fā)射信號。為此，接收機必須知道載波頻率信號、調(diào)制類型、偽隨機噪聲碼率、和碼的相位，因為信噪比通常是負15至30dB。確定碼的相位是最困難的。接收機用一稱為同步的過程來從接收信號中確定碼的起始點，以便解擴(despread)需要的信號而擴展所有不想要的信號。
與跳頻相比，DSSS技術(shù)獲得優(yōu)良的噪聲性能，代價是增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度。通過與寬帶偽隨機碼生成信號相乘，可以最容易的擴展信號的頻譜。必須精確知道擴展信號，以便接收機可解調(diào)(即解擴)該信號。而且，必須在一碼片(chip)時間(即部分或分數(shù)比特周期)內(nèi)鎖定并跟蹤接收信號的正確相位。在接收端，使用一串行搜尋(search)電路。有兩個反饋環(huán)，一個用于鎖定正確碼相位，另一個用于跟蹤載波。為了鎖定碼相位，調(diào)節(jié)接收機中的碼時鐘和載波頻率發(fā)生器，以便本地生成碼相對于進入的接收碼在時間上前移或后移。在相關(guān)器輸出端產(chǎn)生最大值的點上，這兩個信號被同步，意味著已獲得正確碼相位。然后，第二個環(huán)(載波跟蹤環(huán))跟蹤載波的相位和頻率以保證保持鎖相。
用DSSS的蜂窩無線電話系統(tǒng)通常被稱為直接序列碼分多址(DS-CDMA)系統(tǒng)。該系統(tǒng)中的各個用戶使用相同的RF頻率，但通過使用各自的擴展碼而被分開。
在DS-CDMA系統(tǒng)中，正向信道被定義為從基站到移動站的通信路徑，反向信道被定義為從移動站到基站的通信路徑。在熱噪聲有限條件下、在相當(dāng)于0-20km/hr的低移動速度、及在可能進行軟切換(handoff)的多覆蓋區(qū)域，DS-CDMA正向信道性能不好。因此，正向信道通常限制系統(tǒng)容量。
通過在移動站的接收機上加搜集指(rake finger)，DS-CDMA的正向信道工作可被大大改善。由這些額外的搜集指提供的性能改善，通過最佳利用可分解延時擴展和軟切換，能接近MRCD的性能。每個搜集指產(chǎn)生一解調(diào)的信號和一導(dǎo)標信號。通常，移動站測量為每一指解調(diào)的業(yè)務(wù)信道在中頻(IF)帶寬中的總接收功率(Io)、和每碼片的接收導(dǎo)標功率(Ec)。確定每指的Ec/Io的比率，并作為隨路業(yè)務(wù)信道的信噪比。該比率用于確定一加權(quán)函數(shù)以加權(quán)來自每一搜集指的相應(yīng)的解調(diào)的業(yè)務(wù)信號。來自所有搜集指的加權(quán)的和解調(diào)的信號被合并和解碼。因為由每個搜集指接收的信號是經(jīng)不同傳播路徑的發(fā)射信號的副本，搜集指輸出的合并也能視為一類分集。通過使用多個天線，接收機的分集增益可被進一步改善。通?？墒褂脙蓚€天線。在這樣的接收機中，一個或更多的指被連至每個天線。所有指的輸出被合并，就像只有一個天線的接收機。
然而，這種方法還有兩個問題?？傂盘柟β?Io)與總噪聲功率不成正比，因為來自相同基站的導(dǎo)標信號和部分接收信號與所需信號正交。而且，來自兩個小區(qū)的比率(Ec/Io)間的關(guān)系可能不反映相應(yīng)業(yè)務(wù)信道信噪比間的關(guān)系。
遺憾的是，現(xiàn)場測試只測量了有顯著可分解延時擴展的時間的很少的百分數(shù)，而且理論和模擬實驗都示出在信號的非常有限的振幅范圍上有軟切換加強。結(jié)果，相對于具有天線分集并利用其所有指的反向信道，正向信道遭受性能降低。
因為幀錯率(FER)發(fā)生是相關(guān)的，正向信道不僅具有減小的范圍，而且信道質(zhì)量比較差。而反向信道差錯在時間上更隨機，導(dǎo)致高質(zhì)量話音。相關(guān)的基本原因是衰落信道的特性和正向信道功率控制環(huán)的低靈敏度(sluggishness)。
即使當(dāng)用戶單元接收機用多于一個天線實現(xiàn)天線分集時，現(xiàn)有技術(shù)加權(quán)系數(shù)確定的問題是有時當(dāng)把每個都具有各自的最大信噪比(SNR)的同相的和加權(quán)的信號相加時，不能使合并的信噪比最大。
因此需要自適應(yīng)調(diào)節(jié)CDMA移動站中加權(quán)系數(shù)的方法，它克服了現(xiàn)有技術(shù)的缺點并在DSSS系統(tǒng)中工作良好。
一種自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，該方法包括以下步驟接收所需RF信號的第一再現(xiàn)；響應(yīng)所述所需RF信號的第一再現(xiàn)，產(chǎn)生第一組數(shù)據(jù)信號；響應(yīng)所述所需RF信號的第一再現(xiàn)，產(chǎn)生第一組導(dǎo)標信號；測量第一總接收信號功率；及響應(yīng)所述第一組數(shù)據(jù)信號、所述第一組導(dǎo)標信號和所述第一總接收信號功率，確定第一組加權(quán)系數(shù)。
附圖簡要說明

圖1示出用于一無線電系統(tǒng)中的移動站的框圖；圖2示出圖1移動站自適應(yīng)調(diào)節(jié)加權(quán)系數(shù)的第一實施方案的流程圖；圖3示出圖1移動站自適應(yīng)調(diào)節(jié)加權(quán)系數(shù)的第二實施方案的流程圖。
圖1示出用于無線電系統(tǒng)102中的移動站100的框圖。無線電系統(tǒng)102通常包括多個基站，例如包括第一基站104和第二基站106。移動站100通常包括第一天線108、發(fā)射機部分110和接收機部分112。發(fā)射機部分110包括帶通濾波器114、發(fā)射機116和麥克風(fēng)118。接收機部分112包括第一前端接收機部分120和后端接收機部分122。第一前端接收機部分120包括帶通濾波器124、中頻(IF)變頻器127、第一功率表137、第一搜集接收機126、第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130。第一搜集接收機126包括第一搜集指132、第二搜集指134和第三搜集指136。后端接收機部分122包括一合并器138、一去交織器(deinterleaver)140、一解碼器142、一信號處理器144和一揚聲器146。移動站100還可包括第二天線148和第二接收機前端部分150。第二接收機前端部分150包括帶通濾波器152、中頻(IF)變頻器153、第二功率表163、第二搜集接收機154、第二加權(quán)系數(shù)確定器156和第二加權(quán)網(wǎng)絡(luò)158。第二搜集接收機154包括第一搜集指160、第二搜集指162和第三搜集指164。
在無線電系統(tǒng)102中，第一基站104發(fā)射第一所需射頻(RF)信號166至移動站100，第二基站106發(fā)射第二所需射頻(RF)信號170至移動站100。所需RF信號168是所需RF信號166的復(fù)制品，只是由于反射或相似原因被延時和衰減。所需RF信號170與所需RF信號166相同，只是來自第二基站106用于切換或相似目的。通常知道，移動站102需要在基站提供的覆蓋區(qū)域內(nèi)，以在其間提供有效通信。請注意，在典型的無線電系統(tǒng)中，可能有多于兩個的基站和多于三個的所需RF信號，但是圖1的無線電系統(tǒng)102已足以描述本發(fā)明。兩個基站大概表示移動站100在第一基站104和第二基站106間的切換情況。
在移動站100中，第一天線108耦合至發(fā)射機部分110和接收機部分112。發(fā)射機部分110從天線108發(fā)射信號，接收機部分112接收來自天線108的信號。
在接收機部分112中，第一天線接收所需RF信號166、168和/或170的第一再現(xiàn)172。天線108耦合至帶通濾波器124。帶通濾波器124在一預(yù)定帶寬上對所需RF信號的第一再現(xiàn)172濾波，以在線125產(chǎn)生濾波的信號。在優(yōu)選實施方案中，預(yù)定帶寬是1.25MHz。
在本技術(shù)中已知道，IF變頻器127將在線125的濾波的信號從一射頻變頻至在線174的中頻。IF變頻器127的一例子大概公開于1989年McGraw-Hill出版的John Proakis的《數(shù)字通信》(DigitalCommunication)一書中，或1992年IEEE通信會刊中com-30卷，855-884頁中Raymond L. Pickhotz等人的《擴頻通信理論--指導(dǎo)書》(Theory of Spread Spectrum Communication-A Tutorial)中。在本技術(shù)中已熟知，IF變頻器127的許多功能可在分立部件中或一集成電路(IC)中執(zhí)行。
功率表137測量在IF變頻器127的輸出端的總接收功率Io。測量的總接收功率Io被送至第一加權(quán)系數(shù)確定器128。
第一搜集接收機126耦合至IF變頻器127，并具有第一組搜集指132、134、和136，其中包括第一搜集指132、第二搜集指134和第三搜集指136。在優(yōu)選實施方案中，有三個搜集指。然而，可以使用任何個搜集指。第一搜集指132在線176產(chǎn)生一接收信號x1，并在線178產(chǎn)生一導(dǎo)標信號p1。第二搜集指134在線180產(chǎn)生一接收信號x2，并在線182產(chǎn)生一導(dǎo)標信號p2。第三搜集指136在線184產(chǎn)生一接收信號x3，并在線186產(chǎn)生一導(dǎo)標信號p3。復(fù)數(shù)形式的接收信號x1、x2、和x3是表示所需RF信號166、168和/或170的第一再現(xiàn)172的解調(diào)的信號。接收信號x1、x2、和x3也被稱為數(shù)據(jù)信號、業(yè)務(wù)信道信號和業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。也是復(fù)數(shù)的導(dǎo)標信號p1、p2、和p3相應(yīng)于接收信號x1、x2、和x3。在本技術(shù)中已熟知第一搜集接收機126產(chǎn)生接收信號x1、x2、和x3和導(dǎo)標信號p1、p2、和p3的工作，如Addison-Wesley出版公司于1995年出版的A.J.Viterbi的《CDMA-擴頻通信原理》(CDMA-Principles of Spread SpectrumCommunications)。
導(dǎo)標信號p1、p2、和p3，數(shù)據(jù)信號x1、x2、和x3，及總接收信號功率Io耦合至第一加權(quán)系數(shù)確定器128。第一加權(quán)系數(shù)確定器128在線188、190、和192產(chǎn)生第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3。第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3分別相應(yīng)于接收信號x1、x2、和x3。第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3用參照圖2描述的第一種方法和參照圖3描述的第二種方法確定。
第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130耦合至第一搜集接收機126和第一加權(quán)系數(shù)確定器128。第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130分別響應(yīng)第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3加權(quán)接收信號x1、x2、和x3，以分別在線194、196和198產(chǎn)生第一組復(fù)數(shù)加權(quán)的接收信號w1、w2、和w3。接收信號x1由加權(quán)系數(shù)c1加權(quán)，以產(chǎn)生加權(quán)的接收信號w1。接收信號x2由加權(quán)系數(shù)c2加權(quán)，以產(chǎn)生加權(quán)的接收信號w2。接收信號x3由加權(quán)系數(shù)c3加權(quán)，以產(chǎn)生加權(quán)的接收信號w3。第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130的工作是由相應(yīng)加權(quán)系數(shù)ci(i＝1，2，…，n.)的復(fù)數(shù)共軛去乘每個xi(i＝1，2，…，n.)。所產(chǎn)生的加權(quán)的接收信號wi(i＝1，2，…，n.)，是第i個乘積的實部。
合并器138耦合至第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130，并合并第一組加權(quán)的接收信號w1、w2、和w3，以在線200產(chǎn)生一合并的信號。請注意，第一加權(quán)系數(shù)確定器128為了使在線200的合并的信號的信噪比(S/N)最大，根據(jù)圖2和圖3中的流程圖，最優(yōu)化第一組加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3。去交織器140耦合至合并器138，并適于去交織在線200的合并的信號，以產(chǎn)生去交織的信號202。解碼器142耦合至去交織器140，并適于解碼去交織的信號，以在線204產(chǎn)生一解碼的信號。信號處理器144耦合至解碼器142，并適于處理解碼的信號，以在線206產(chǎn)生一還原的信號。揚聲器146接收在線206的還原的信號，并將在線206的還原的信號轉(zhuǎn)變?yōu)槁曇粜盘?。本技術(shù)中已熟知合并器138、去交織器140、解碼器142、信號處理器144和揚聲器146的工作。
在優(yōu)選實施方案中，第一搜集接收機126(包括解擴工作，I-Q解調(diào)、和同步)、第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130、合并器138、去交織器140、解碼器142包括于一專用集成電路(ASIC)中，描述于IEEE1992年通用集成電路會議記錄中，第10.2部分，第1-5頁的《CDMA移動站調(diào)制解調(diào)器ASIC》(CDMA Mobile Station Modem ASIC)；和IEEE1992年通用集成電路會議記錄中，第10.1部分，第1-7頁的《CDMA數(shù)字蜂窩系統(tǒng)ASIC概要》(The CDMA DigitalCellular System an ASIC Overview)。在優(yōu)選實施方案中，第一加權(quán)系數(shù)確定器128和信號處理器144通常是一微機，比如微處理器或數(shù)字信號處理器(DSP)。微機可以是MC68332微控制器，DSP可以是MC56156DSP；兩種部件都由摩托羅拉公司制造和銷售。
移動站100優(yōu)選具有兩個天線108和148。第二接收機前端部分150通過第二天線148，接收所需RF信號166、168、和/或170的第二再現(xiàn)208。第二接收機前端部分150為無線電用戶單元100提供空間分集工作。第二接收機前端部分150的工作與第一接收機前端部分120的工作相同。請注意，對相似的元件和信號線用不同的標號，相似的信號標號用上撇號。這樣，用參照圖2描述的第一方法和參照圖3描述的第二方法，確定第二加權(quán)系數(shù)確定器156的第一加權(quán)系數(shù)c′1、c′2、和c′3。第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156定義一合并的系數(shù)確定器210。響應(yīng)于來自兩前端部分120和150的導(dǎo)標信號p1、p2、p3、p′1、p′2、p′3中的至少一個，數(shù)據(jù)信號x1、x2、x3、x′1、x′2、x′3中的至少一個，及第一和第二總接收信號功率Io和I′o中的至少一個，合并的系數(shù)確定器210也能分別確定每一前端部分120和150的加權(quán)系數(shù)c1、c2、c3和c′1、c′2、c′3。
所需RF信號166、168和/或170的第一再現(xiàn)172及所需RF信號166、168和/或170的第二再現(xiàn)208向移動站100提供一樣的信息。然而，因為第一天線108和第二天線148間的空間關(guān)系，相對于在另一天線接收的所需RF信號，在一天線接收的所需RF信號可能被延時和/或衰減。為了改善移動站100的接收，第一接收機前端部分120和第二接收機前端部分150的分集工作利用這些差異。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員已熟知，在移動站100的分集接收機裝置中可安裝有二個以上天線。第一天線108和第二天線148通常包括任何可接收和/或發(fā)射RF信號的天線。在優(yōu)選實施方案中，第一天線108和第二天線148是具有半λ波長的偶極子天線。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員已熟知，在無線電用戶單元102中第一天線108和第二天線148的適當(dāng)位置、空間和方向等。本技術(shù)中已熟知，第二天線148可位于移動站100的折葉部件上。
在優(yōu)選實施方案中，第一天線108被認為是主天線，因為它耦合至第一接收機前端部分120和發(fā)射機部分110。第二天線148被認為是實現(xiàn)分集接收機功能的副(或替代)天線。發(fā)射機部分110不耦合至第二天線148。
無線電系統(tǒng)100通常指任何工作在RF信道上的通信系統(tǒng)。希望包括在本發(fā)明范圍內(nèi)的無線電系統(tǒng)包括，但不限于，蜂窩無線電話通信系統(tǒng)、雙向無線電通信系統(tǒng)、和個人通信系統(tǒng)(PCS)。
在優(yōu)選實施方案中，無線電系統(tǒng)100是蜂窩無線電話通信系統(tǒng)。在優(yōu)選實施方案中，蜂窩無線電話通信系統(tǒng)是直接序列--碼分多址(DS-CDMA)蜂窩無線電話通信系統(tǒng)。該系統(tǒng)的標準公開于1993年7月出版的《(TIA/EIA/IS-95，雙模式寬帶擴頻蜂窩系統(tǒng)的移動站-基站相容標準》(TIA/EIA/IS-95，Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wide Band Spread Spectrum Cellular System)(以下稱為“IS-95標準”)，這里作為參考。
在優(yōu)選實施方案中，移動站100是一DS-CDMA無線電用戶單元，它被設(shè)計為與前述IS-95標準中所描述的DS-CDMA蜂窩無線電話系統(tǒng)相容。移動站100可為本技術(shù)中熟知的多種形式，比如，車載單元、便攜單元、或一移動單元。
在IS-95標準中，給出了用于命名移動站中數(shù)據(jù)單位的命名法。下面的表1描述了在CDMA移動站100中的各個數(shù)據(jù)單位間的時序關(guān)系。
表一單位 速率(seconds) 速率(symbols) 解釋碼片 chip1.2288Mchip/s 一發(fā)射位稱為一碼片碼元 symbol 19.2ksym/s 64chips/symbol中態(tài)位稱為碼元比特 bit 9.6kbit/s 2symbols/bit 卷積編碼器是速率1/2PCG 800PCG/s24symbols/PCG 功率控制組幀 frame50Hz192bits/frame 基本數(shù)據(jù)為一比特DS-CDMA是用于擴頻多址數(shù)字通信的技術(shù)，它通過使用特定的碼序列來產(chǎn)生信道。DS-CDMA信號在出現(xiàn)高干擾電平時能且確實被接收。信號接收的實際限制視信道條件而定，但是前述IS-95標準中描述的DS-CDMA接收，能發(fā)生在出現(xiàn)比靜態(tài)信道信號大18dB的干擾中。通常，系統(tǒng)工作于低干擾電平和動態(tài)信道條件下。
在本技術(shù)中已熟知，DS-CDMA蜂窩無線電話通信系統(tǒng)可被分為多個區(qū)或覆蓋區(qū)域。在DS-CDMA系統(tǒng)中，通信頻率在每個小區(qū)的每個區(qū)重復(fù)利用，由移動站100看來在給定頻率上的多數(shù)干擾來自移動站100所在的小區(qū)以外的小區(qū)。
DS-CDMA基站收發(fā)信機用具有基本數(shù)據(jù)速率9600bits/s的信號與移動站100通信。然后該信號被擴展為1.2288Mhz的發(fā)射比特速率，或碼片速率。擴展包括對數(shù)據(jù)位數(shù)字編碼，它提高了數(shù)據(jù)速率，同時增加了DS-CDMA系統(tǒng)的冗余。然后將在該小區(qū)中所有用戶的碼片相加以形成一復(fù)合數(shù)字信號。然后該復(fù)合數(shù)字信號用已被濾波以限制信號帶寬的四相移相鍵控(QPSK)調(diào)制形式發(fā)射。
當(dāng)一發(fā)射信號被移動站100接收時，編碼從所需信號上去除，使它回到9600bit/s的數(shù)據(jù)速率。當(dāng)編碼被用至其它用戶的碼時，不存在解擴；接收信號保持1.2288MHz的帶寬。發(fā)射比特或碼片與數(shù)據(jù)位的比是編碼增益。根據(jù)IS-95標準，DS-CDMA系統(tǒng)的編碼增益是128，或21dB。因為這個21dB的編碼增益，對于靜態(tài)信道，可以容許高于信號電平達18dB(低于編碼增益后信號強度3dB)的干擾。
圖2示出圖1的移動站100中自適應(yīng)調(diào)節(jié)第一組加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3的第一實施方案的流程圖250。
在步驟251，方法開始。
在步驟252，由圖1的第一搜集接收機126和第二搜集接收機154解擴搜集指的所有導(dǎo)標信號。
在步驟253，由圖1的第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156接收導(dǎo)標信號。
在步驟254，由圖1的第一搜集接收機126和第二搜集接收機154解擴搜集指的所有業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)信號。
在步驟255，由圖1的第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156接收解擴的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。
在步驟256，通過分別讀IF濾波器127和153的輸出端的功率，確定總接收信號功率Io和I′o。這分別由功率表137和163執(zhí)行。
在步驟257，由分別位于第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156中的兩個快速哈達瑪變換器(Hadamard transformers)(未示出)，從總接收信號功率(Io和I′o)中確定輻射能量。
在步驟258，由圖1的第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156，從步驟253、255、256、和257接收的信號被在時間上平滑。這一步驟的目的是減小來自無線電信道噪聲、接收機噪聲和信號速率變化的損耗。
在步驟259，由圖1的第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156，將來自相同基站的平滑的信號平均。這一步驟的目的是進一步減小來自無線電信道噪聲、接收機噪聲和信號速率變化的損耗。在兩個加權(quán)系數(shù)確定器128和156中來自相同基站的數(shù)據(jù)優(yōu)選在這一步驟合并(比如，來自基站106的平滑的導(dǎo)標信號p3和p′3被平均，以產(chǎn)生導(dǎo)標信號的估算值)。
在步驟260，由圖1的第一加權(quán)系數(shù)確定器128和第二加權(quán)系數(shù)確定器156，計算參量Yj和Kj。
在步驟261，用以下方程確定第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3c1=Y104×p1*I0-K104×E[|p1|2];]]>c2=Y104×p2*I0-K104×E[|p2|2];]]>c3=Y106×p3*I0-K106×E[|p3|2];]]>其中，符號(*)表示復(fù)數(shù)共軛運算，E[|pi|2]是pi的功率，
Io是在IF變頻器127后的總接收信號功率，Yj，Kj是與由第i個指解調(diào)的來自基站j的信號的功率分布有關(guān)的常數(shù)。
具體的，因子Yj由下式確定
該值被歸一化為全效率(full rate)業(yè)務(wù)信道功率。
Kj可被預(yù)定，如下所示，或?qū)崟r確定。通過對一組如下所示的相應(yīng)導(dǎo)標和信號采樣的模的平方進行平均，可計算導(dǎo)標pi和業(yè)務(wù)信號xi的導(dǎo)標的功率。理想的，Kj應(yīng)是
因子Kj可以被設(shè)定為該比率的額定值。因為導(dǎo)標功率通常是總功率的20％，K＝5的選擇是可接受的?；蛘?，通過將信號174或212的快速哈達碼變換在最強導(dǎo)標的采樣相位上的輸出相加，并在數(shù)幀上平滑該總和及導(dǎo)標，可估算總發(fā)射功率。然后，Kj等于這兩個值的比值。又一次，來自多個輻射、兩個天線和多個幀的輸入可用于更精確的估算。
通過分別讀在IF濾波器127和153的輸出端的功率，確定總接收信號功率Io和I′o。該信號可在一個或多個幀上取平均。在實際的接收機裝置中，總有自動增益控制(AGC)電路，該電路使總接收機功率在被模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)轉(zhuǎn)換至數(shù)字采樣之前保持恒定電平。結(jié)果，Io是一取決于AGC和ADC的工作點的常數(shù)，本領(lǐng)域技術(shù)人員已知道這些。
在步驟261，第二組加權(quán)系數(shù)c′1、c′2、和c′3以如下所示的與第一組加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3相似的方式計算。c′1=Y104×p′1*I0′-K104×E[|p′1|2];]]>c′2=Y104×p′2*I0′-K104×E[|p′2|2];]]>c′3=Y106×p′3*I0′-K106×E[|p′3|2]]]>請注意，在現(xiàn)有技術(shù)中，Yj總為1，Kj總為0，以得出加權(quán)系數(shù)c1＝p1*/Io、c2＝p2*/Io、和c3＝p3*/Io。第一實施方案通過對實際條件加以考慮來調(diào)節(jié)加權(quán)因子而改善了現(xiàn)有技術(shù)。由不同基站發(fā)射的信號可能不能在導(dǎo)標信號、業(yè)務(wù)信道信號和總信號功率間保持恒定關(guān)系。實際上，網(wǎng)絡(luò)最優(yōu)化常常與按條件需要改變這些關(guān)系相關(guān)。而且，來自不同基站的信號通常在不相等的功率電平接收。現(xiàn)有技術(shù)的不考慮上述條件的加權(quán)趨向于對所有指給出相等的加權(quán)，僅有的變化是導(dǎo)標能量pi，來對合并器138的各個信號加權(quán)。相反，優(yōu)選實施方案確實考慮發(fā)射和信道條件，因此對輸入合并器138的信號給出了更精確的加權(quán)。這能在切換期間引入高達2.0dB的性能改善。
通常，每個端口使用2-4個指，這些指可能分配為具有不平衡的配置(比如，有時，在一端口為4指，在另一端口為2指)。加權(quán)因子ci的分子將瞬時導(dǎo)標信道能量測量值轉(zhuǎn)變?yōu)闃I(yè)務(wù)信道能量測量值(即瞬時業(yè)務(wù)信道能量＝Y(jié)jE[|pi|2])?；?04或106不是從接收信號中計算Yj的值，而是可以發(fā)送一包含Yj正確值的信息至移動站100。
在步驟262，通過第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3，用第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130，對由第一搜集接收機126產(chǎn)生的第一組業(yè)務(wù)信道x1、x2、和x3加權(quán)。進一步，通過第二組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c′1、c′2、和c′3，用第二加權(quán)網(wǎng)絡(luò)158，對由第二搜集接收機154產(chǎn)生的第二組業(yè)務(wù)信道x′1、x′2、和x′3加權(quán)。
在步驟263，用圖1的合并器138，將由第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130和第二加權(quán)網(wǎng)絡(luò)158產(chǎn)生的加權(quán)的信號合并，在線200產(chǎn)生合并的信號。
在步驟268，合并的信號200存儲在圖1的去交織器140中的去交織器緩沖器中。
在步驟269，判定去交織器緩沖器是否被填入。如果緩沖器被填入，流程繼續(xù)至步驟264。如果去交織器緩沖器未被填入，流程返回步驟251。
在步驟264，用圖1的去交織器140對合并的信號200去交織，以在線202產(chǎn)生去交織的信號。
在步驟265，用圖1的解碼器142對去交織的信號解碼，以在線204產(chǎn)生解碼的信號。
在步驟266，處理在線204的解碼的信號，以在線206為揚聲器146產(chǎn)生聲音信號。
在步驟267，該方法結(jié)束。
圖3示出圖1的移動站100中自適應(yīng)調(diào)節(jié)第一組加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3的第二實施方案的流程圖300。
現(xiàn)有技術(shù)的加權(quán)系數(shù)確定的問題是有時當(dāng)把每一個都具有各自的最大信噪比(SNR)的同相的和加權(quán)的信號相加時，合起來卻不能使信噪比最大。當(dāng)出現(xiàn)干擾時，更有利的是消除干擾信號，而不是使各個信號的SNR最大。通常，最好的決定可能是不旋轉(zhuǎn)得足以完全消除干擾，而是只足以使在線200的合并的信號的SNR最大。
在步驟301，該方法開始。
在步驟302，由圖1的搜集指132、134、136、160、162和164解擴導(dǎo)標信號的所有指。
在步驟303，由圖1的加權(quán)系數(shù)確定器128和156接收解擴的導(dǎo)標信號。
在步驟306，由圖1的搜集指132、134、136、160、162、和164解擴業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的所有指。
在步驟307，由圖1的加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130和138接收解擴的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。
為了解釋如何根據(jù)最小均方誤差準則(MSE)在合并器輸出端優(yōu)化合并兩個天線的指，令xi(k)和pi(k)分別表示接收第k個碼元的信號的第i個指的解擴的數(shù)據(jù)和導(dǎo)標輸出。第一、第二、和第三指連接至第一天線，第四至第六指連接至第二天線。這樣，在時間n的二相移相鍵控(BPSK)數(shù)據(jù)碼元的估算值由下式的實部給出Σici(n)×xi(n),]]>其中，ci(n)為合并系數(shù)。如果我們解碼QPSK信號，應(yīng)使用上式的實部和虛部。優(yōu)化信道系數(shù)應(yīng)在合并器輸出端最小化均方誤差。為實現(xiàn)該目的，信道系數(shù)應(yīng)最小化下式的均方值A(chǔ)-Re[Σici(n)pi(n)],]]>其中A是任意常數(shù)。
在步驟305，解出系數(shù)ci的簡單方法是用如下的最小均方(LMS)算法。如果在實施中使用最小均方(LMS)算法，應(yīng)用下面的方程(1)和(2)來計算系數(shù)矢量C(n)。它按下式遞推計算C(n)＝C(n-1)+Δe(n)p*(n) (1)其中C(n)是系數(shù)矢量，定義為C(n)＝[c1(n)，…cM(n)]t，p(n)是導(dǎo)標信號矢量，定義為p(n)＝[p1(n)，p2(n)，…，p6(n)]t，e(n)是在步驟304確定的自適應(yīng)(adaptation)誤差，定義為e(n)=1-Σi[ci(n)×pi(n)].---(2)]]>在這些方程中，“t”和“*”分別代表轉(zhuǎn)置和復(fù)數(shù)共軛運算。
或者，在步驟305，當(dāng)信道條件快速改變，比如，用在汽車上，希望該自適應(yīng)算法能跟蹤快速信道變化。在這種情況下，可用更復(fù)雜的算法，比如加權(quán)的最小平方算法，來確定最優(yōu)化合并系數(shù)以產(chǎn)生一更好的性能。這樣的算法是最小平方(LS)算法。LS算法示于計算系數(shù)矢量C(n)的方程(3)、(4)、和(5)中。
通過解如下的矩陣方程，來計算加權(quán)系數(shù)矢量C(n)C(n)＝R-1(n-1)r(n)，(3)其中，R(n)=Σk=0L-1w(k)p*(n-k)pt(n-k),---(4)]]>和r(n)=AΣk=0L-1w(k)p*(n-k),---(5)]]>其中，A是任意常數(shù)，且L是積分時間。
在這些方程中，w(k)是一加權(quán)函數(shù)，應(yīng)根據(jù)信道的衰落特性來選擇它。在大多數(shù)情況下，我們可簡單的令w(k)＝1，在性能中沒有明顯損失。這樣的窗函數(shù)習(xí)慣上稱為矩陣窗。窗的另一常用形式是所謂指數(shù)窗，w(k)＝bk，其中0＜b≤1。又一次，第n個BPSK數(shù)據(jù)碼元按如上所述根據(jù)下式計算Σici(n)×xi(n),]]>如果我們解碼QPSK信號，應(yīng)用上式的實部和虛部。
熟悉該技術(shù)狀況的人已熟知，當(dāng)使用指數(shù)或矩陣窗時，系數(shù)矢量C(n)可以被遞推計算，而不需要解矩陣方程。
在步驟308，通過第一組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c1、c2、和c3，用第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130，對由第一搜集接收機126產(chǎn)生的第一組業(yè)務(wù)信道x1、x2、和x3加權(quán)。進一步，通過第二組復(fù)數(shù)加權(quán)系數(shù)c′1、c′2、和c′3，用第二加權(quán)網(wǎng)絡(luò)158，對由第二搜集接收機154產(chǎn)生的第二組業(yè)務(wù)信道x′1、x′2、和x′3加權(quán)。
在步驟309，用圖1的合并器138，將第一加權(quán)網(wǎng)絡(luò)130和第二加權(quán)網(wǎng)絡(luò)158產(chǎn)生的加權(quán)的信號合并，在線200產(chǎn)生合并的信號。
在步驟314，合并的信號200存儲在圖1的去交織器140中的去交織器緩沖器中。
在步驟315，判定去交織器緩沖器是否被填入。如果緩沖器被填入，流程繼續(xù)至步驟310。如果去交織器緩沖器未被填入，流程返回步驟301。
在步驟310，用圖1的去交織器140對合并的信號200去交織，以在線202產(chǎn)生去交織的信號。
在步驟311，用圖1的解碼器142對去交織的信號解碼，以在線204產(chǎn)生解碼的信號。
在步驟312，處理在線204的解碼的信號，以在線206為揚聲器146產(chǎn)生處理的信號。
在步驟313，該方法結(jié)束。
雖然第一和第二實施方案是參照CDMA移動站描述的，它們也能在基站中實施。第一和第二實施方案特別適合于這樣的基站中如IS-95標準所規(guī)定的，其反向信道具有與正向信道相似的結(jié)構(gòu)，或者當(dāng)反向信道具有較少干擾時。
權(quán)利要求
1.一種自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，包括下列步驟接收所需RF信號的第一再現(xiàn)；響應(yīng)所述所需RF信號的第一再現(xiàn)，產(chǎn)生第一組導(dǎo)標信號；和響應(yīng)多于一個所述第一組導(dǎo)標信號，確定第一組加權(quán)系數(shù)中的每個。
2.如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，還包括下列步驟接收所需RF信號的第二再現(xiàn)；響應(yīng)所述所需RF信號的第二再現(xiàn)，產(chǎn)生第二組導(dǎo)標信號；和響應(yīng)多于一個所述第二組導(dǎo)標信號，確定第二組加權(quán)系數(shù)中的每個。
3.如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，還包括下列步驟平滑所述第一組導(dǎo)標信號中的每個。
4.如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，其中，所述第一組加權(quán)系數(shù)中的每個由最小均方算法確定。
5.如權(quán)利要求4所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，其中，最小均方算法確定所述第一組加權(quán)系數(shù)如下C(n)＝C(n-1)+Δe(n)p*(n)，其中，C(n)是一加權(quán)系數(shù)矢量，定義為C(n)＝[c1(n)，…cM(n)]t，其中，p(n)是一導(dǎo)標信號矢量，定義為p(n)＝[p1(n)，p2(n)，…，p6(n)]t，其中，e(n)是一自適應(yīng)誤差，定義為e(n)=1-Σi[ci(n)×pi(n)],]]>其中，“t”和“*”分別表示轉(zhuǎn)置和復(fù)數(shù)共軛運算。
6.如權(quán)利要求1所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，其中，所述第一組加權(quán)系數(shù)中的每個由最小平方算法確定。
7.如權(quán)利要求6所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，其中，最小平方算法確定所述第一組加權(quán)系數(shù)如下C(n)＝R-1(n-1)r(n)，其中，C(n)是一加權(quán)系數(shù)矢量，定義為C(n)＝[c1(n)，…cM(n)]t，其中，R(n)是p(n)的自相關(guān)矩陣，定義為R(n)=Σk=0L-1w(k)p*(n-k)pt(n-k),]]>其中，r(n)是p(n)的平均，定義為r(n)=AΣk=0L-1w(k)p*(n-k),]]>其中，p(n)是一導(dǎo)標信號矢量，定義為p(n)＝[p1(n)，p2(n)，…，p6(n)]t，其中，A是一任意常數(shù)，其中，L是一積分時間，其中，w(k)是一表明無線電信道特性的加權(quán)函數(shù)，和其中，“t”和“*”分別表示轉(zhuǎn)置和復(fù)數(shù)共軛運算。
8.一種自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，包括下列步驟接收所需RF信號的第一和第二再現(xiàn)；分別響應(yīng)所述所需RF信號的第一和第二再現(xiàn)，產(chǎn)生第一和第二組導(dǎo)標信號；和響應(yīng)多于一個所述第一和第二組導(dǎo)標信號，確定第一組加權(quán)系數(shù)中的每個。
9.如權(quán)利要求8所述的自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法，還包括下列步驟平滑所述第一和第二組導(dǎo)標信號中的每個。
10.一種運行碼分多址(CDMA)無線電接收機的方法，包括下列步驟接收所需RF信號的第一再現(xiàn)；響應(yīng)所述所需RF信號的第一再現(xiàn)，產(chǎn)生第一組數(shù)據(jù)信號；響應(yīng)所述所需RF信號的第一再現(xiàn)，產(chǎn)生第一組導(dǎo)標信號；響應(yīng)多于一個所述第一組導(dǎo)標信號，確定第一組加權(quán)系數(shù)中的每個；響應(yīng)所述第一組加權(quán)系數(shù)，加權(quán)所述第一組數(shù)據(jù)信號，以產(chǎn)生第一組加權(quán)的接收信號；合并所述第一組加權(quán)的接收信號，以生成一合并的信號；去交織所述合并的信號，以生成一去交織的信號；解碼所述去交織的信號，以生成一解碼的信號；和處理所述解碼的信號，以生成一還原信號。
全文摘要
一種自適應(yīng)調(diào)節(jié)碼分多址(CDMA)無線電接收機中加權(quán)系數(shù)的方法。接收一所需RF信號的再現(xiàn)。響應(yīng)所需RF信號的該再現(xiàn)，產(chǎn)生一組導(dǎo)標信號。響應(yīng)這組導(dǎo)標信號中的多于一個，確定一組加權(quán)系數(shù)中的每個。
文檔編號H04J13/06GK1164783SQ97103319
公開日1997年11月12日 申請日期1997年3月17日 優(yōu)先權(quán)日1996年3月18日
發(fā)明者歐格內(nèi)·J·布魯克特, 凌福韻(音譯) 申請人:摩托羅拉公司