專利名稱：自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線通信接收技術(shù)，更確切地說是涉及一種公共陸地移動(dòng)通信系統(tǒng)接收機(jī)中的信道估計(jì)技術(shù)。
在第三代數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中，導(dǎo)頻信道的導(dǎo)頻信息及數(shù)據(jù)信道的數(shù)據(jù)信息是信道估計(jì)的兩個(gè)可用信息，從而形成基于間斷導(dǎo)頻信道的三種信道估計(jì)方式純粹利用導(dǎo)頻信息來估計(jì)信道；純粹利用數(shù)據(jù)信息來估計(jì)信道；聯(lián)合利用導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息來估計(jì)信道。
對(duì)于第一種純粹利用導(dǎo)頻信息來估計(jì)信道的方式，目前已經(jīng)提出的方法包括MMSE(最小均方誤差)算法、LMS(最小均方)算法、RLS(遞歸最小二乘)算法、Wiener濾波法、Kalman濾波法、一階線性濾波法、一階非線性濾波法、高斯插值法、Sigmoid插值法(一種非線性濾波法)及加權(quán)多時(shí)隙濾波法(WMSA)，這些方法都是只利用導(dǎo)頻信息進(jìn)行信道估計(jì)，有計(jì)算速度快的優(yōu)點(diǎn)，但對(duì)有嚴(yán)重衰減的信道很難作出正確的估計(jì)。
對(duì)于第二種純粹利用數(shù)據(jù)信息來估計(jì)信道的方式，由于不利用導(dǎo)頻信息，屬于盲估計(jì)，從目前的研究情況看還有許多缺陷，包括運(yùn)算量大，延遲大，性能得不到保證等，至少目前階段還不能完全得到應(yīng)用。
對(duì)于第三種利用導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息聯(lián)合估計(jì)信道的方式，也是目前研究的主要方向，又可分為兩大類方法一類是直接估計(jì)出數(shù)據(jù)信道；另一類是在估計(jì)信道的同時(shí)還恢復(fù)出碼源(符號(hào))序列，即在信道估計(jì)的同時(shí)實(shí)現(xiàn)均衡。
其中，第一類直接估計(jì)出數(shù)據(jù)信道的方法包括有半盲信道估計(jì)方法、MUSIC.ESPRIT子空間跟蹤信道方法、PASTd算法、Kalman濾波法及簡單的神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法等，這些方法在運(yùn)算速度及性能上還有待作進(jìn)一步的驗(yàn)證，還未達(dá)到實(shí)用化程度。
第二類在信道估計(jì)的同時(shí)實(shí)現(xiàn)均衡的方法，包括采用判決反饋與信道跟蹤的自適應(yīng)信道跟蹤法，該方法的突出缺點(diǎn)是由于采用最近鄰準(zhǔn)則作判決，一旦判決結(jié)果不正確，接下來的信道估計(jì)就會(huì)出現(xiàn)誤差，這樣在判決下一個(gè)符號(hào)時(shí)，容易導(dǎo)致誤差累加。
綜上所述，在信道估計(jì)技術(shù)領(lǐng)域中，純粹的使用導(dǎo)頻信息(符號(hào))對(duì)信道(業(yè)務(wù)信道)的參數(shù)進(jìn)行估計(jì)缺乏即時(shí)性，而信道隨時(shí)空變化，尤其在移動(dòng)臺(tái)高速運(yùn)動(dòng)時(shí)就無法精確估計(jì)信道；純粹的盲估計(jì)是無法應(yīng)用的。總的來說，傳統(tǒng)的線性插值法、低階高斯插值法、Wiener濾波法(見參考文獻(xiàn)[1]J.K.Cavers.“An analysis of pilot symbol assisted modulation for Rayleigh fading channels.＂IEEE Trans.Veh.Technol.，vol.VT-42，pp.689-693，Nov.1991.；[2]F.Ling，“Coherent detection with reference-symbol based estimation for direct sequenceCDMA uplink communications，＂Proc.VTC′93 pp.400-403，New Jersey，USA，May1993.)以及加權(quán)多時(shí)隙均衡(WMSA)插值法(見參考文獻(xiàn)[3]H.Andoh，M.Sawahashi，and F.Adachi，“Channel estimaion filter using time-multiplexed pilotchannel for coherent rake combining in DS-CDMA mobile radio，＂IEICE Trans.Commun.，vol.E81-B，NO.7 July 1998.；[4]Sadayuki ABETA，MamoruSAWAHASHI，and Fumiyuki ADACHI“Performance Comparison Between Time-Multiplesed Pilot Channel and Parallel Pilot Channel for Cohemt Rake Combiningin DS-CDMA Mobile Radio”IEICE TRANS.COMMUN.，VOL.E81-B，NO.7，JULY1998.)等，它們共同的基本特點(diǎn)是可采用簡單的線性處理方法，它們共同的缺點(diǎn)是要求通信系統(tǒng)中移動(dòng)臺(tái)的移動(dòng)速度不能太快，一般應(yīng)小于100公里/小時(shí)，由于信道隨時(shí)空變化，當(dāng)移動(dòng)臺(tái)的移動(dòng)速度太快，如大于200公里/小時(shí)時(shí)，信道將出現(xiàn)深衰減，或者出現(xiàn)非線性變化，就無法精確估計(jì)信道值，因此上述方法是存在較大缺陷的。
如，Wiener濾波需要知道衰落信道的統(tǒng)計(jì)特性，實(shí)際上很難也無法得到，而且，蜂窩無線通信系統(tǒng)鏈路中有快速功率控制，信道的統(tǒng)計(jì)特性無法保持，所以Wiener濾波無法實(shí)際應(yīng)用。而就另三種插值技術(shù)而言，當(dāng)插值的個(gè)數(shù)較多時(shí)，誤差較大；當(dāng)信噪比較低時(shí)，移動(dòng)臺(tái)高速移動(dòng)引起較大的多普勒頻移時(shí)，就無法準(zhǔn)確估計(jì)，誤碼率較高。
本發(fā)明的目的是設(shè)計(jì)一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，是隸屬于第三種利用導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息聯(lián)合估計(jì)信道的方法，通過采用跟蹤和自適應(yīng)加權(quán)技術(shù)，來跟蹤并適應(yīng)信道的變化，盡量減小誤差，以便更準(zhǔn)確地估計(jì)出信道參數(shù)，使接收機(jī)解調(diào)出的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)更準(zhǔn)確。
本發(fā)明的目的是這樣實(shí)現(xiàn)的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，是對(duì)信道增益進(jìn)行估計(jì)，其特征在于包括A.對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡，獲得正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值；B.對(duì)同一當(dāng)前時(shí)隙作反向均衡，獲得反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值；C.對(duì)正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值和反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值進(jìn)行格型加權(quán)處理，獲得最終的信道增益估計(jì)值。
所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡是使用判決反饋和自適應(yīng)最小均方(LMS)算法，先正向?qū)I(yè)務(wù)信道值進(jìn)行估計(jì)，得到全部L條傳播路徑當(dāng)前時(shí)隙的正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值。
所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡進(jìn)一步包括以下步驟A.將當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻符號(hào)的均值取為初始業(yè)務(wù)信道增益值；B.預(yù)測(cè)初始業(yè)務(wù)信道增益值的下一個(gè)信道增益值，為初始業(yè)務(wù)信道增益值乘預(yù)測(cè)系數(shù)向量；C.用預(yù)測(cè)的信道增益值對(duì)業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)作相干(Rake)合并，得到初步估計(jì)的業(yè)務(wù)信道的數(shù)據(jù)符號(hào)；D.用檢測(cè)到的數(shù)據(jù)符號(hào)重新給出該傳播路徑的業(yè)務(wù)信道估計(jì)；E.校正預(yù)測(cè)系數(shù)向量；F.對(duì)信道估計(jì)值作低通濾波；G.連續(xù)執(zhí)行步驟B至步驟F，直至當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)信道值全部估計(jì)完畢。
所述的重復(fù)執(zhí)行步驟B至步驟F共有ND次，為業(yè)務(wù)信道的符號(hào)個(gè)數(shù)。
所述的估計(jì)業(yè)務(wù)信道的數(shù)據(jù)符號(hào)，包括先對(duì)L條傳播路徑的同一數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行最大比合并，得到當(dāng)前接收信號(hào)的數(shù)據(jù)符號(hào)軟估計(jì)值，再使用最近鄰判決準(zhǔn)則獲得檢測(cè)到的符號(hào)。
所述的用檢測(cè)到的符號(hào)重新給出各傳播路徑的信道估計(jì)，是對(duì)判決結(jié)果采取閥值技術(shù)；當(dāng)判決結(jié)果小于設(shè)定的閥值時(shí)則作修正，修正為當(dāng)前徑接收信號(hào)與相干(Rake)合并預(yù)測(cè)后的信號(hào)值之比；當(dāng)判決結(jié)果大于或等于設(shè)定的閥值時(shí)則不作修正。
所述的校正預(yù)測(cè)系數(shù)向量是采用自適應(yīng)最小均方(LMS)算法進(jìn)行的。
所述的對(duì)信道估計(jì)值作低通濾波是使用低通濾波器對(duì)信道增益的估計(jì)值進(jìn)行平滑處理。
所述的使用低通濾波器對(duì)信道增益的估計(jì)值進(jìn)行平滑處理，是將估計(jì)值左右的若干連續(xù)值求平均后作為當(dāng)前信道增益的估計(jì)值。
所述的對(duì)同一當(dāng)前時(shí)隙作反向均衡，是將當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)接收符號(hào)按時(shí)間順序顛倒排列，并將當(dāng)前時(shí)隙的下一時(shí)隙的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)符號(hào)放置在當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)符號(hào)前面作為當(dāng)前信道增益的初始估計(jì)值，并按所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡的方法獲得反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值。
本發(fā)明的自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，是一種針對(duì)頻率選擇性衰減信道而作出的新穎的信道估計(jì)方法(可簡稱ALWA算法)。該方法的基本思想是對(duì)間斷導(dǎo)頻序列，利用判決反饋方法估計(jì)出導(dǎo)頻信道；對(duì)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)信道，利用相干檢測(cè)和自適應(yīng)最小均方(LMS)算法來跟蹤導(dǎo)頻信道。所以，本發(fā)明的方法是一種合并了判決反饋法、自適應(yīng)線性預(yù)測(cè)法和格型加權(quán)方法的方法。
本發(fā)明的自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，是一種針對(duì)頻率選擇性信道的自適應(yīng)格型加權(quán)估計(jì)方法，與傳統(tǒng)的加權(quán)多時(shí)隙估計(jì)方法(WMSA)的本質(zhì)區(qū)別是還涉及了頻率選擇性信道上的自適應(yīng)信道估計(jì)，且采用的是雙向自適應(yīng)估計(jì)，并對(duì)結(jié)果作加權(quán)處理。試驗(yàn)表明，在移動(dòng)通信環(huán)境很惡劣的情況下，采用本發(fā)明的方法仍然能保證較低的誤碼率，通過仿真，與傳統(tǒng)的加權(quán)多時(shí)隙估計(jì)方法(WMSA)比較，有明顯的技術(shù)效果。
下面結(jié)合實(shí)施例及附圖進(jìn)一步說明本發(fā)明的方法。


圖1是無線通信系統(tǒng)中接收信號(hào)的時(shí)分導(dǎo)頻信道結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是無線通信系統(tǒng)中包括信道估計(jì)模塊的Rake接收機(jī)結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3是本發(fā)明信道增益估計(jì)方法的執(zhí)行示意圖。
圖4是移動(dòng)臺(tái)在各種移動(dòng)速度下，本發(fā)明方法與傳統(tǒng)加權(quán)多時(shí)隙方法的比特誤碼(誤碼率BER)性能比較示意圖。
圖5是在各種信噪比環(huán)境下，本發(fā)明方法與傳統(tǒng)加權(quán)多時(shí)隙方法的比特誤碼(誤碼率BER)性能比較示意圖。
參見圖1，圖中示意出陸地移動(dòng)通信系統(tǒng)Rake接收機(jī)中的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，是接收信號(hào)的時(shí)分導(dǎo)頻信道結(jié)構(gòu)。
幀(Frame)結(jié)構(gòu)是由通信協(xié)議定義的，包括每幀的時(shí)間長和每幀的時(shí)隙(Slot)數(shù)，每個(gè)時(shí)隙包含有導(dǎo)頻符號(hào)(pilot Symbols)信息和數(shù)據(jù)符號(hào)(DataSymbols)，可分別用Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)和Nd個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)來表示，若將每個(gè)符號(hào)的持續(xù)時(shí)間用T表示，則時(shí)隙長Tslot可表示為Tslot＝(Np+Nd)T……公式(1)參見圖2，Rake接收機(jī)接收的是來自L條傳播路徑的多徑信號(hào)(經(jīng)多徑衰落信道)，經(jīng)接收濾波器后，通過多徑時(shí)延模塊1對(duì)準(zhǔn)當(dāng)前傳播路徑的接收信號(hào)，該接收信號(hào)r(t)可表示為 式中L是傳播路徑數(shù)，Q(t)是包括多徑干擾(MAI)在內(nèi)的背景噪聲，噪聲的單邊功率譜為N0，ζ1(t)和τ1分別為第1徑的復(fù)值信道增益和時(shí)延，s(t)是傳送的基帶信號(hào)。
由于不同傳播路徑對(duì)應(yīng)有不同的延時(shí)，應(yīng)由L個(gè)延時(shí)器分別對(duì)L徑信號(hào)進(jìn)行延時(shí)。該傳播路徑對(duì)準(zhǔn)后的接收信號(hào)通過解擴(kuò)器2進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，rl(l,m,n)=1T∫mT+nTsslot+τl(m+1)T+nTslot+τlrl(t)g(t-τl)dt]]>在第1徑、第n時(shí)隙、第m個(gè)符號(hào)位置上的接收信號(hào)r(l，m，n)可表示為式中的w(l，m，n)為噪聲。 由于時(shí)分導(dǎo)頻信道包括了導(dǎo)頻符號(hào)和業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)符號(hào)，需由信號(hào)分離模塊3對(duì)信號(hào)進(jìn)行分離，分離出的導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)入信道估計(jì)模塊4，分離出的業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)入相干解調(diào)模塊5進(jìn)行相位補(bǔ)償。
在信道估計(jì)模塊4中，對(duì)輸入的導(dǎo)頻信號(hào)和經(jīng)解調(diào)反饋的導(dǎo)頻信號(hào)，采用本發(fā)明的雙向格型加權(quán)自適應(yīng)方法得到信道估計(jì)值，并提供給相干解調(diào)模塊5進(jìn)行相位補(bǔ)償。
結(jié)合參見圖3，通過三大步驟詳細(xì)說明本發(fā)明的方法，即信道估計(jì)模塊4的信道增益估計(jì)過程。
第一大步驟首先使用判決反饋和自適應(yīng)最小均方(LMS)算法，前(正)向?qū)I(yè)務(wù)信道值進(jìn)行估計(jì)，如圖3中的“前向均衡”所示，包括第一步，將初始業(yè)務(wù)信道增益取為當(dāng)前時(shí)隙(i)導(dǎo)頻符號(hào)“訓(xùn)練(i)”的平均值；第二步，預(yù)測(cè)下一個(gè)信道增益值，為初始業(yè)務(wù)信道增益值乘上預(yù)測(cè)系數(shù)向量，用公式表示為 式中， 為預(yù)測(cè)系數(shù)向量， 為初始業(yè)務(wù)信道增益值(當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻符號(hào)的均值)；
第三步，估計(jì)業(yè)務(wù)信道的數(shù)據(jù)符號(hào)，先對(duì)L傳播路徑的同一數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行最大比合并(MRC)，得到當(dāng)前接收的數(shù)據(jù)符號(hào)軟估計(jì)值，表示為x^k=ΣlLykc^kH]]>式中yk是當(dāng)前路徑的第k個(gè)接收信號(hào)，然后再使用最近鄰判決準(zhǔn)則，檢測(cè)出第k個(gè)接收信號(hào)的符號(hào)，表示為 式中，D是調(diào)制復(fù)值低通信號(hào)發(fā)射時(shí)的取值集合；第四步，用檢測(cè)到的符號(hào)xk，重新給出各傳播路徑的業(yè)務(wù)信道估計(jì)yk/xk，對(duì)判決的結(jié)果采取閥值技術(shù)若|c^k-yk/x-k|<β]]>，則c~k=yk/x-k]]>若|c^k-yk/x-k|≥β]]>，則c~k=c^k;]]>第五步，采用常規(guī)的自適應(yīng)LMS算法校正預(yù)測(cè)系數(shù)向量 ，表示為 第六步，對(duì)信道增益的估計(jì)值進(jìn)行低通濾波，由于信道前后的相關(guān)性，以及抑制噪聲的必要性，還用階為2K+1(K為整數(shù)，2K+1為平滑的符號(hào)個(gè)數(shù))的低通濾波器進(jìn)行信號(hào)平滑，即對(duì)信道增益估計(jì)值左右的若干連續(xù)值求平均，作為當(dāng)前的信道增益估計(jì)值，平滑后的信道增益的估計(jì)可表示為c-k=Σi=-kkhic~k-i]]>式中，hi是低通濾波器的2K+1個(gè)抽頭系數(shù)；第七步，返回第二步執(zhí)行，直至該當(dāng)前時(shí)隙業(yè)務(wù)信道的信道值(全部符號(hào))估計(jì)完畢，得到該徑該時(shí)隙的正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值，記為c^f(l,m,n)]]>。
第二大步驟然后將該當(dāng)前時(shí)隙(i)的業(yè)務(wù)信道接收符號(hào)按時(shí)間順序顛倒排列，并將該當(dāng)前時(shí)隙的下一時(shí)隙(i+1)的導(dǎo)頻信道符號(hào)“訓(xùn)練(i+1)”放置在經(jīng)顛倒排列后的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)符號(hào)前面作為當(dāng)前時(shí)隙(i)的導(dǎo)頻(即當(dāng)前初始信道增益估計(jì)值)，重復(fù)第一大步驟中的各步，如圖3中的“反向均衡”所示，得到該當(dāng)前時(shí)隙(i)反向均衡獲得的信道增益值，記為c^b(l,m,n)]]>。
第三大步驟最后，對(duì)正向自適應(yīng)獲得的信道估計(jì)增益值與反向自適應(yīng)獲得的信道估計(jì)增益值按常規(guī)格型加權(quán)方法進(jìn)行處理，得到最終的信道增益估計(jì)值，表示為 繼續(xù)參見圖2，信道估計(jì)模塊4輸出的信號(hào)在相干解調(diào)模塊5中對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)作相位補(bǔ)償，再提供給RAKE多徑合并模塊6與其它徑信號(hào)作多徑合并(即RAKE接收機(jī)中有L組分別針對(duì)L徑的模塊1至5)，合并后的信號(hào)表示為 判決模塊7對(duì)能量合并后的多徑(L徑)信號(hào)進(jìn)行判決，判決結(jié)果提供給反交織與信道譯碼模塊8(按前述公式6，由去交織器、軟判決Viterbi解碼器完成)，進(jìn)行反交織和信道譯碼，恢復(fù)出原始發(fā)射信號(hào)。
本發(fā)明涉及的是頻率選擇性信道上的自適應(yīng)格型加權(quán)方法，與傳統(tǒng)方法的本質(zhì)區(qū)別是實(shí)現(xiàn)了頻率選擇性信道上的自適應(yīng)信道估計(jì)，且采用的是雙向自適應(yīng)估計(jì)，并將對(duì)應(yīng)的結(jié)果作加權(quán)處理，實(shí)驗(yàn)表明，本發(fā)明方法的效果是明顯的。
采用本發(fā)明方法的突出特點(diǎn)是在移動(dòng)通信環(huán)境很惡劣的情況下仍然能保持較低的誤碼率(BER)。
參見圖4，橫軸表示移動(dòng)臺(tái)的移動(dòng)速度(公里/小時(shí))，縱軸表示誤碼率(BER)。在相同信噪比(擴(kuò)頻后SNR＝6dB，若擴(kuò)頻因子為256，相當(dāng)于擴(kuò)頻到-18dB)的條件下，當(dāng)移動(dòng)臺(tái)高速移動(dòng)時(shí)(100公里/小時(shí)以上)采用傳統(tǒng)的加權(quán)多時(shí)隙均衡方法WMSA測(cè)得的誤碼率曲線(圖中用虛線表示)，與采用本發(fā)明方法ALWA測(cè)得的誤碼率曲線(圖中用實(shí)線表示)相比較，前者的誤碼率隨速度提高急劇上升，而后者的誤碼率則變化較緩慢。
參見圖5，橫軸表示信噪比(SNR)，縱軸表示誤碼率(BER)。移動(dòng)臺(tái)在相同的移動(dòng)速度(300公里/小時(shí))下，滿足各種信噪比(移動(dòng)環(huán)境中SNR一般為1-8dB)時(shí)，采用傳統(tǒng)的加權(quán)多時(shí)隙均衡方法WMSA測(cè)得的誤碼率曲線(圖中用虛線表示)，與采用本發(fā)明方法ALWA測(cè)得的誤碼率曲線(圖中用實(shí)線表示)相比較，前者的誤碼率大大高于后者的誤碼率。
因此，本發(fā)明的方法更適用于通信環(huán)境比較惡劣的移動(dòng)通信系統(tǒng)中，如車載移動(dòng)臺(tái)環(huán)境下。若在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用，可有利于提高系統(tǒng)接收信號(hào)的性能，從而改善通信質(zhì)量。
權(quán)利要求
1.一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，是對(duì)信道增益進(jìn)行估計(jì)，其特征在于包括A.對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡，獲得正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值；B.對(duì)同一當(dāng)前時(shí)隙作反向均衡，獲得反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值；C.對(duì)正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值和反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值進(jìn)行格型加權(quán)處理，獲得最終的信道增益估計(jì)值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡是使用判決反饋和自適應(yīng)最小均方(LMS)算法，先正向?qū)I(yè)務(wù)信道值進(jìn)行估計(jì)，得到全部L條傳播路徑當(dāng)前時(shí)隙的正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡進(jìn)一步包括以下步驟A.將當(dāng)前時(shí)隙導(dǎo)頻符號(hào)的均值取為初始業(yè)務(wù)信道增益值；B.預(yù)測(cè)初始業(yè)務(wù)信道增益值的下一個(gè)信道增益值，為初始業(yè)務(wù)信道增益值乘預(yù)測(cè)系數(shù)向量；C.用預(yù)測(cè)的信道增益值對(duì)業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)作相干(Rake)合并，得到初步估計(jì)的業(yè)務(wù)信道的數(shù)據(jù)符號(hào)；D.用檢測(cè)到的數(shù)據(jù)符號(hào)重新給出該傳播路徑的業(yè)務(wù)信道估計(jì)；E.校正預(yù)測(cè)系數(shù)向量；F.對(duì)信道估計(jì)值作低通濾波；G.連續(xù)執(zhí)行步驟B至步驟F，直至當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)信道值全部估計(jì)完畢。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的重復(fù)執(zhí)行步驟B至步驟F共有ND次，為業(yè)務(wù)信道的符號(hào)個(gè)數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于；所述的估計(jì)業(yè)務(wù)信道的數(shù)據(jù)符號(hào)，包括先對(duì)L條傳播路徑的同一數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行最大比合并，得到當(dāng)前接收信號(hào)的數(shù)據(jù)符號(hào)軟估計(jì)值，再使用最近鄰判決準(zhǔn)則獲得檢測(cè)到的符號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的用檢測(cè)到的符號(hào)重新給出各傳播路徑的信道估計(jì)，是對(duì)判決結(jié)果采取閥值技術(shù)；當(dāng)判決結(jié)果小于設(shè)定的閥值時(shí)則作修正，修正為當(dāng)前徑接收信號(hào)與相干(Rake)合并預(yù)測(cè)后的信號(hào)值之比；當(dāng)判決結(jié)果大于或等于設(shè)定的閥值時(shí)則不作修正。
7.根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的校正預(yù)測(cè)系數(shù)向量是采用自適應(yīng)最小均方(LMS)算法進(jìn)行的。
8.根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的對(duì)信道估計(jì)值作低通濾波是使用低通濾波器對(duì)信道增益的估計(jì)值進(jìn)行平滑處理。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的使用低通濾波器對(duì)信道增益的估計(jì)值進(jìn)行平滑處理，是將估計(jì)值左右的若干連續(xù)值求平均后作為當(dāng)前信道增益的估計(jì)值。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法，其特征在于所述的對(duì)同一當(dāng)前時(shí)隙作反向均衡，是將當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)接收符號(hào)按時(shí)間順序顛倒排列，并將當(dāng)前時(shí)隙的下一時(shí)隙的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)符號(hào)放置在當(dāng)前時(shí)隙的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)符號(hào)前面作為當(dāng)前信道增益的初始估計(jì)值，并按所述的對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡的方法獲得反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種自適應(yīng)格型加權(quán)信道估計(jì)方法,對(duì)陸地?zé)o線傳輸信道增益進(jìn)行估計(jì)。包括:對(duì)當(dāng)前時(shí)隙作前向均衡,獲得正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值;對(duì)同一當(dāng)前時(shí)隙作反向均衡,獲得反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值;對(duì)正向的自適應(yīng)信道估計(jì)值和反向的自適應(yīng)信道估計(jì)值進(jìn)行格型加權(quán)處理,獲得最終的信道增益估計(jì)值。本方法利用判決反饋法估計(jì)出導(dǎo)頻信道,再對(duì)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)信道利用相干檢測(cè)和自適應(yīng)算法跟蹤,是一種合并判決反饋、自適應(yīng)線性預(yù)測(cè)、格型加權(quán)法的方案。
文檔編號(hào)H04L25/02GK1339924SQ00123549
公開日2002年3月13日 申請(qǐng)日期2000年8月21日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月21日
發(fā)明者周小波, 王小華 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司