專利名稱：使用自適應補償?shù)母咚偻瑫r廣播系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明一般涉及同時廣播系統(tǒng)，更具體地說，涉及一種這樣的同時廣播系統(tǒng)，其中數(shù)據(jù)被發(fā)送給補償由于傳播時間、發(fā)送機的同步、多徑衰落以及影響接收信號的動態(tài)改變信道條件的不同而引起的差錯的接收機。
在同時廣播尋呼或信息系統(tǒng)中，來自尋呼終端的數(shù)據(jù)被分配給多個發(fā)送機向接收裝置發(fā)送，所述接收裝置可以位于系統(tǒng)的相當大的服務區(qū)域內(nèi)的任意處。因為由每個發(fā)送機發(fā)送的信號只覆蓋總服務區(qū)域的一個有限的部分，所以由服務的用戶攜帶的任何接收裝置很可能位于接收來自兩個或多個發(fā)送機的信號的重迭區(qū)域內(nèi)。
常規(guī)的同時廣播系統(tǒng)一般使用兩級頻移鍵控(FSK)來調(diào)制由多個發(fā)送機發(fā)送的數(shù)據(jù)。商用的尋呼/信息同時廣播系統(tǒng)符合下列標準之一(1)Post Office Code Standardization Advisory Group(POC-SAG)的512波特(符號/秒)標準，也叫作CCIR Radiopaging CodeNo.1(RPC1)；(2)600波特Golay標準；(3)1200波特POCSAG標準；或(4)2400波特POCSAG。所有這些系統(tǒng)使用25KHz信道并具有2400/25000＝0.096比特/Sec/Hz的最大效率。
在使用FSK調(diào)制的同時廣播系統(tǒng)中，來自不同發(fā)送機的信號到達位于重迭區(qū)域中的接收裝置的傳播時間的不同可以引起信號的衰落，這將增加誤碼率(BER)，因為來自不同發(fā)送機的信號之和會擾亂接收裝置中的鑒頻器或解調(diào)器。
如果兩個RF信號具有近似相等的功率，這對在重迭區(qū)域中的接收裝置是一個合理的假定，則當發(fā)送的信號從一個頻率變到另一個頻率時，合成的解調(diào)數(shù)據(jù)比特會發(fā)生差錯。一個發(fā)送信號的頻率和來自其它發(fā)送信號的不同的頻率相重迭期間的時間代表引起高于希望的BER的接收信號的隨機噪聲部分，特別是如果在接收裝置中不同的發(fā)送信號的傳播時間的延遲或差別大于1/4波特時。如果在接收裝置的傳輸之間的延遲時間小于1/4波特，則在常規(guī)的同時廣播尋呼系統(tǒng)的操作中會有顯著的改善。從同時廣播系統(tǒng)中兩個相鄰的發(fā)送機發(fā)出的信號到達發(fā)送機的重迭區(qū)域中的接收裝置的一般最大傳播時間差大約為54μS。這發(fā)生在當接收裝置靠兩個發(fā)送機中的一個比另一個近10英里時發(fā)生。
在同時廣播系統(tǒng)中RF信號延遲的另一個原因是由中央尋呼終端發(fā)出的要被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)到達每個發(fā)送機的時間不同。這些時間誤差在發(fā)送機或在尋呼終端可被容易地控制，把來自尋呼終端到達發(fā)送機的信號的時間均衡在大約±10μS以內(nèi)。這樣，對兩個發(fā)送機而言，這一類型的最壞情況延遲為20μS，其中包括來自每個發(fā)送機的10μS的分配時間。在這一典型的例子中，最壞情況下的總的延遲時間，包括由于從兩個相鄰發(fā)送機發(fā)送的信號之間失去同步以及由兩個信號到達位于兩個發(fā)送機之間的重迭區(qū)域的邊沿上的接收裝置的時間差，等于20＋54＝74μS。
如果可接受的延遲限制為1/4波特，則最小波特時長T為4×74＝296μS，并且用于常規(guī)同時廣播系統(tǒng)的最大波特速率為1/T＝1/296μS＝3378波特(符號/秒)。保守地說，同時廣播系統(tǒng)的最大波特速率由于這一要求一般被限制在大約3000波特，以便限制對于從由同時廣播系統(tǒng)中多個發(fā)送機接收到的組合信號的延遲的影響。
可以給同時廣播信號帶來不利影響的衰落的其它根源包括當接收機運動時例如當接收機在運動著的交通工具中時通常發(fā)生的瑞利(Releigh)衰落。接收信號中的錯誤也可能由于一般應向接收機發(fā)送相同信號的同時廣播基站的發(fā)送頻率的微小差別而引起。這些頻率差別引起可以使發(fā)送的RF信號的接收質(zhì)量變差的失真。這些不同的錯誤根源中的每一個都可以使接收信號的“質(zhì)量”變差。此處所用的“接收信號的質(zhì)量”意在強調(diào)由下述引起的衰落(a)影響多個接收信號的不同的延遲；(b)多個發(fā)送機的載波頻率的相對不同；(c)端利衰落率和衰落特性；(d)從多個發(fā)送機接收到的信號之間的信號增益和相位的相對不同；以及(e)噪聲電平或信噪比(SNR)。此處所用的用來表示或定義接收信號的質(zhì)量(除去由噪聲引起的接收信號的衰落)的技術(shù)術(shù)語是“信道脈沖響應”(CIR)。
最近，由European Radio Message System(ERMES)提出了一種改進的同時廣播數(shù)據(jù)速率和調(diào)制標準。這一標準是具有3125波特速率的4級FSK方案，并提供了6250比特/秒的數(shù)據(jù)速率——只比更一般的同時廣播系統(tǒng)的波特速率限制略好一些。由Telocater Com-mitee提出的另一系統(tǒng)也具有6250比特/秒的數(shù)據(jù)速率；是一種ERMES系統(tǒng)的改變。該系統(tǒng)在北美投入商業(yè)應用已大約一年左右。對于6250比特/秒的數(shù)據(jù)速率，其效率限制在0.25比特/秒/Hz。這兩種4級FSK系統(tǒng)，以及現(xiàn)在使用的更普通的兩級FSK系統(tǒng)。屬于稱為恒定包絡調(diào)制的調(diào)制類型。
Fderal Communications Commission(FCC)已申請一種可以提高RF頻譜利用效率的用于通信系統(tǒng)的提案。作為響應，尋呼和信息公司提交了一種先進系統(tǒng)的提案，旨在在當前設計的標準的范圍內(nèi)本質(zhì)上提高通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)速率，所述標準包括上述的那些。所提交的提案中，一個是由Mobile Telecommanications Technologies(MTEL)提交的，包括兩個文件，標準為“PETITION FOR RULE-MAKING”，1991年11月13日，和“REQUEST FOR PIONEER’SPREFERENCE”，1991年11月12日，其中描述了一種具有3000的波特速率的8音調(diào)通斷鍵控調(diào)制(256級方案)。這一方案在50KHz的信道上具有24000比特/秒的數(shù)據(jù)速率；這樣其效率為24000/50000＝0.48比特/秒/Hz，這是現(xiàn)有技術(shù)中具有最高同時廣播系統(tǒng)效率的ERMES標準的兩倍，但仍然相當?shù)汀?br> 因而，很明顯，需要進一步提高同時廣播通信的波特速率。需要一種這樣的同時廣播通信系統(tǒng)，它能克服由在同時廣播發(fā)送的同步和傳播時間中可能發(fā)生的1/4波特延遲所強加的明顯的限制。這種改進應當借助于不是簡單地增加調(diào)制的級數(shù)的技術(shù)來完成。
按照本發(fā)明，用來從多個基站向接收裝置傳輸數(shù)據(jù)的同時廣播通信系統(tǒng)包括位于基站的多個發(fā)送機。每個發(fā)送機具有基本相同的數(shù)據(jù)，供在基本上同一時間向接收裝置發(fā)送，并包括線性調(diào)制裝置，用來線性地調(diào)制要被接收裝置接收的被發(fā)送的信號的相位和幅值，作為要被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。接收裝置包括線性解調(diào)裝置，用來解調(diào)被接收的信號，從而產(chǎn)生作為被接收信號的相位和幅值的函數(shù)的解調(diào)信號。同時，被接收的信號相應于來自至少兩個發(fā)送機的被發(fā)送的信號之和，當被接收裝置接收時，產(chǎn)生在兩個發(fā)送機之間的傳播時間差。此外，接收裝置包括補償裝置，用來補償被接收的信號，從而減輕多徑衰落信道的動態(tài)改變的脈沖響應的影響。所述脈沖響應確定被接收信號的質(zhì)量。補償裝置包括用來補償影響接收信號的幾個失真源中的至少一個。所述失真源包括多徑；傳播衰落；從至少兩個發(fā)送機發(fā)送的信號到達接收裝置的傳播時間差；接收裝置的運動；被發(fā)送信號的頻率差；以及在多個發(fā)送機中發(fā)送被發(fā)送的信號時的不同步。所述補償裝置能夠使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從被接收的信號中恢復，即使當被接收的信號被這些失真源影響時。
在本發(fā)明的一種形式中，最好補償裝置包括自適應均衡器。自適應均衡器包括用來決定被接收信號中的差錯的決定反饋裝置，并根據(jù)所述誤差，自適應地且動態(tài)地校正被接收的信號，使誤差減到最小，以便使發(fā)送的數(shù)據(jù)得以恢復。
一個實施例的自適應均衡器裝置包括處理器裝置，決定裝置和差錯確定裝置。處理器裝置自適應地根據(jù)幾個均衡系數(shù)處理解調(diào)的信號，從而產(chǎn)生被處理的信號。決定裝置和處理器裝置相連，接收被處理的信號，產(chǎn)生已被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號的估算形式。誤差確定裝置和處理器裝置相連，接收被處理的信號，還和決定裝置相連，接收代表數(shù)據(jù)符號的信號，根據(jù)由信號和被處理的信號表示的數(shù)據(jù)符號之間的差確定誤差信號。處理器裝置包括用來根據(jù)誤差信號更新幾個均衡系數(shù)的裝置，從而基本上消除被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號和被處理信號中的數(shù)據(jù)符號之間的差。
在本發(fā)明的另一種形式中，從每個發(fā)送機發(fā)送的信號包括幾個散布有被發(fā)送數(shù)據(jù)的預先定義的參考符號塊。每個參考符號塊包括至少一個參考符號。自適應均衡器包括處理器裝置，用來自適應地處理解調(diào)信號，從而從被接收的數(shù)據(jù)中分離塊，并根據(jù)被接收的參考符號和由幾個發(fā)送機發(fā)送的預先定義的參考符號之間的差自適應地且動態(tài)地補償被接收到的信號中的衰落。
當被發(fā)送的信號包括代表要被發(fā)送的數(shù)據(jù)的多個符號時，接收裝置中的補償裝置包括用來估算信道的CIR的裝置，以及根據(jù)估算的CIR確定被發(fā)送的最近似的符號序的裝置。該用于確定被發(fā)送的最近似的符號的裝置最好包括使用由估算的CIR確定的均衡系數(shù)的決定反饋均衡器。在本發(fā)明的一個最佳形式中，決定反饋均衡器是雙向的，具有假設的(tentative)輸出解調(diào)數(shù)據(jù)符號序列，并包括決定裝置，用來從兩個序列的一個中動態(tài)地選擇被發(fā)送的最近似的符號作為連續(xù)符號。判定裝置包括維特比譯碼器。另外，判定裝置包括簡單的序列估算器，它使用所有可能符號的子集確定序列中的每個最近似的符號。
在本發(fā)明的一種形式中，多個發(fā)送機包括調(diào)制裝置，用來以恒定包絡調(diào)制數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生向接收裝置發(fā)送的信號。
本發(fā)明的另一方面旨在提供一種裝置，用于無線電接收機中處理用來恢復符號的解調(diào)信號，以便恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)。該裝置包括第一級均衡器，它具有和解調(diào)信號相連的輸入端和兩個輸出端，并處理解調(diào)信號，從而產(chǎn)生正反均衡信號。兩個輸出中的一個提供正均衡輸出信號，另一個提供反均衡輸出信號。還包括信道估算器，它具有和解調(diào)信號相連的輸入端和提供根據(jù)包括解調(diào)信號的符號確定的CIR估算的輸出端。還包括第二級均衡器，具有和第一級均衡器的輸出相連以及和信道估算的輸出相連的輸入端，并具有用來提供譯碼數(shù)據(jù)的輸出端。第二級均衡器根據(jù)CIR估算在正反均衡輸出信號中進行選擇，對于每一連續(xù)符號選擇正反均衡信號中的一個，從而產(chǎn)生譯碼數(shù)據(jù)信號。
本發(fā)明的另一個方面在于，在同時廣播通信系統(tǒng)中，規(guī)定一種向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的方法。該方法一般包括一些和以上討論的同時廣播通信系統(tǒng)的元件執(zhí)行的功能相符合的步驟。對于已經(jīng)討論過的通信系統(tǒng)的每一方面都披露了相應的方法。
當結(jié)合附圖參照下面的詳細描述更好地理解本發(fā)明之后，本發(fā)明的上述方面以及所具有的優(yōu)點會更容易理解。其中

圖1A是同時廣播通信系統(tǒng)的示意圖；圖1B是用于同時廣播通信系統(tǒng)中的線性發(fā)送機的方塊圖；圖1C是用于同時廣播通信系統(tǒng)中的恒定包絡調(diào)制發(fā)送機的方塊圖；圖2是用于同時廣播通信系統(tǒng)中的現(xiàn)有的接收機的方塊圖；圖3是表示由接收裝置從單個發(fā)送機收到的頻移鍵控(FSK)信號和合成的非歸零(NRZ)輸出信號之間的關(guān)系的圖，用來說明理想情況；圖4是旨在和圖3進行比較，表示對于由接收裝置接收到的另外的相同信號傳播時間不同的NRZ信號受到的影響；圖5A是按照本發(fā)明用于同時廣播通信系統(tǒng)中的接收裝置的硬件方塊圖；圖5B是包括按照本發(fā)明操作的接收機的同時廣播系統(tǒng)的功能方塊圖；圖6是在本發(fā)明的一個最佳實施例中使用的線性自適應均衡器的數(shù)學模型圖7是在同時廣播通信系統(tǒng)中的多徑信道的數(shù)學模型圖，說明信道脈沖參數(shù)對接收信號的影響；圖8是發(fā)送信號的圖解，表示插入有數(shù)據(jù)符號的基準導頻符號的塊；圖9是流程圖，表示在提供插入有數(shù)據(jù)幀的預定義導頻符號塊時發(fā)送機使用的步驟；圖10是當使用具有數(shù)據(jù)的發(fā)送的基準導頻符號確定CIR時，由接收裝置譯碼數(shù)據(jù)所執(zhí)行的步驟的流程圖；圖11是使用維特比譯碼器和信道估算器確定接收的數(shù)據(jù)符號的均衡器；圖12是在本發(fā)明的一個實施例中使用的維比特譯碼器度量的數(shù)學模型；圖13是在本發(fā)明一個實施例中使用的雙向判定反饋均衡器的方塊圖；圖14是表示由圖13的均衡器處理的數(shù)據(jù)符號的幀格式的符號圖；圖15是在圖13的實施例中使用的信道估算器驅(qū)動的判定反饋均衡器的數(shù)學模型；圖16是時變二進制調(diào)制的格構(gòu)圖；圖17是表示在雙向判定反饋均衡器中使用的邏輯流程圖；圖18是說明用來實現(xiàn)接收信號的正向判定反饋均衡的邏輯步驟的流程圖；圖19是說明用來完成接收信號的反向判定反饋均衡所用的邏輯步驟的流程圖；以及圖20表示在執(zhí)行第二級維特比均衡在正反均衡結(jié)果之間進行選擇時所用的邏輯步驟的流程圖。
圖1A說明一種同時廣播通信系統(tǒng)26，在其中可以使用本發(fā)明來減少由發(fā)送信號的多徑傳播而引起的傳輸惡化，從而改善在多個發(fā)送機32和接收機36之間進行數(shù)據(jù)傳輸所用的波特速率。同時廣播系統(tǒng)26包括用射頻鏈路30(或用電話線路)向發(fā)送機32發(fā)送尋呼數(shù)據(jù)的尋呼終端28。發(fā)送機32位于同時廣播通信系統(tǒng)的在地理位置上分散的基站，每個基站至少有一個發(fā)送機。多個發(fā)送機中的每一個使用同一尋呼數(shù)據(jù)調(diào)制覆蓋一個有限度的傳播區(qū)的被發(fā)送的RF信號，有限度的傳播區(qū)在圖1A中用包圍發(fā)送機的圓圈表示。在這種系統(tǒng)中由于發(fā)送機之間傳播時間和同步差而引起的失真而導致的問題或許通過首先討論在無失真的理想情況下的常規(guī)同時廣播通信接收機更容易理解。
圖2中示出了現(xiàn)有技術(shù)的接收裝置40?，F(xiàn)有技術(shù)的接收機中的鑒頻器44響應從天線42接收到的兩級頻移鍵控(FSK)調(diào)制RF信號產(chǎn)生解調(diào)數(shù)據(jù)比特信號46。其中表示出了不歸零(NRZ)的數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)處理器48處理解調(diào)的NRZ數(shù)據(jù)以恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
圖3示出了兩級的FSK信號62以及在理想情況下可以由先有技術(shù)接收機40產(chǎn)生的尋呼機鑒頻器輸出68，其中接收機不受多徑干擾，并只接收一個發(fā)送機的信號。如圖3所示，第一頻率64和第二頻率66被解調(diào)而形成定義二進制的1和零的NRZ信號。以NRZ信號表示的每個比特發(fā)生在時間間隔T的期間。
然而，在同時廣播通信系統(tǒng)中圖3表示的理想情況通常是不存在的。而是如圖4所示，來自第二發(fā)送機的RF信號62’可以比來自第一發(fā)送機的RF信號62延遲一個時間t到達現(xiàn)有技術(shù)接收機40。因而，當由兩個發(fā)送機發(fā)送的頻率改變時，由于第一頻率64’和第二頻率66的重迭使接收機收到的信號之和發(fā)生沖突，從而在接收機鑒頻器輸出68’中產(chǎn)生一失真不確定性間隔70。這重迭可以引起鑒頻器輸出的嚴重劣化，可能防害發(fā)送數(shù)據(jù)的恢復。甚至在接收來自一個發(fā)送機的信號時，如果發(fā)送的信號被建筑物和其它物體這樣反射，使得反射信號相對于直接信號有一延遲，因而使信號受到多徑畸變，也會產(chǎn)生同樣的問題。
同時廣播通信系統(tǒng)26必須涉及圖4所示的相同類型的問題。接收機36當它接收由兩個發(fā)送機32a和32b發(fā)送的信號時位于重迭區(qū)34內(nèi)，它接收的信號一般包括從這兩個發(fā)送機發(fā)送的信號之和、由發(fā)送機和接收機之間的物體的多徑反射和噪聲。在上述接收信號中的信號劣化的這些和其它的根源會把一般現(xiàn)有技術(shù)的同時廣播通信系統(tǒng)的有效數(shù)據(jù)速率限制為大約3000波特。然而，和現(xiàn)有技術(shù)的接收裝置40不同，接收機36使用自適應補償，用來補償傳播發(fā)送信號的動態(tài)信道變化引起的劣化。
通過使用自適應補償和較高效率的線性調(diào)制方案相結(jié)合(而不是在同時廣播通信系統(tǒng)中一般使用的更普通的恒包絡FSK調(diào)制)，本發(fā)明旨在對使用4比特/波特(大于2.56比特/秒/Hz)的正交振幅調(diào)制(6QAM)線性調(diào)制系統(tǒng)在25KHz信道上把有效數(shù)據(jù)速率提高到16000波特以上，或?qū)τ谑褂?比特/波特(大于1.6比特/秒/Hz)的正相相移鍵控(QPSK)調(diào)制的系統(tǒng)提高到大約20,000波特。本發(fā)明在同時廣播通信系統(tǒng)26中實現(xiàn)這些較高的數(shù)據(jù)速率主要是通過它能夠補償(a)多徑衰落；(b)從發(fā)送機32到接收機36發(fā)送信號的傳播時間差；(c)接收機36的任何運動；(d)發(fā)送機32的頻率差；以及(e)多個發(fā)送機之間的不同步。
圖1B和圖1C說明可以結(jié)合本發(fā)明使用的發(fā)送機32的兩種不同的結(jié)構(gòu)，它們尤其適用于安裝在同時廣播通信系統(tǒng)的各個基站中。在圖1B中的發(fā)送機包括線性調(diào)制器52，它提供經(jīng)線路54輸入的輸入數(shù)據(jù)的相位和振幅調(diào)制。經(jīng)相位和幅值調(diào)制的信號經(jīng)線路56送到功率放大器58供從天線60上發(fā)送。這種特定類型的線性調(diào)制最好是16QAM。
此外，圖1C所示的發(fā)送機可用來在本發(fā)明中發(fā)送數(shù)據(jù)。在這類發(fā)送機中，線54’向恒定包絡調(diào)制器52’提供輸入數(shù)據(jù)，它調(diào)制經(jīng)線56’提供給功率放大器58的信號的頻率。然后，被放大的經(jīng)過調(diào)制的信號從天線60’發(fā)送。雖然圖1B所示的線性調(diào)制器52代表在同時廣播通信系統(tǒng)中的調(diào)制器的更好的形式，但應當說明，恒包絡調(diào)制系統(tǒng)可以結(jié)合本發(fā)明使用。
圖5A是表示接收機36的元件的方塊圖，該接收機執(zhí)行下面披露的用來補償接收信號劣化的每一最佳實施例的每功能，從而實現(xiàn)在同時廣播通信系統(tǒng)26中的較高速度的數(shù)據(jù)通信。接收機36包括和無線電接收機/解調(diào)器電路78電耦合的天線76。無線電接收機/解調(diào)器電路78一般是常規(guī)的，并被設計用來接收RF信號，完成對信號進行檢測和解調(diào)的一般操作，以便產(chǎn)生下變頻信號，通過線80送到模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器82。A/D轉(zhuǎn)換器82采樣下變頻的模擬信號，產(chǎn)生通過線84送入數(shù)字信號處理器(DSP)86的數(shù)字化信號。本領域的普通技術(shù)人員會理解，DSP86提供高效率多功能的硬件元件，可以被編程處理各種不同的數(shù)字信號。在接收機36中，DSP86被編程處理采樣的數(shù)字信號，按照本發(fā)明的幾個不同的最佳實施例之一，恢復原始發(fā)送的數(shù)據(jù)。
重要的是，根據(jù)無線電接收機/解調(diào)器78的細節(jié)，在線80上的下變換信號包括簡單的中間頻率(IF)信號或復雜的包括同相或正交分量的基帶信號。如果下變頻信號是復數(shù)的基帶信號，則A/D轉(zhuǎn)換器82就把同相和正交兩個分量數(shù)字化，把其分別提供給DSP86進行處理，從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。因為實現(xiàn)兩種下變換信號所需的無線電接收器/解調(diào)器電路78的設計對本領域的技術(shù)人員是熟知的，所以不必提供電路的細節(jié)，而把下面的說明集中在DSP86中執(zhí)行的用來補償接收信號的信號劣化的裝置的各個實施例上。
圖5B所示為說明本發(fā)明的功能元件的同時廣播通信系統(tǒng)26的方塊圖。單通信信道100包括發(fā)送機32(代表一個或幾個發(fā)送機32a，32b，32c，…)，它調(diào)制在信道104上發(fā)送的輸入數(shù)據(jù)。用來調(diào)制數(shù)據(jù)的方法包括把數(shù)據(jù)編碼成為數(shù)據(jù)符號的步驟，根據(jù)所用的本發(fā)明的最佳實施例，被發(fā)送的信號可以包括插入有數(shù)據(jù)符號的預先規(guī)定的參考或?qū)ьl符號，這從下面的詳細說明中可知。此外，被發(fā)送的信號最好被線性調(diào)制，但也可以為恒包絡調(diào)制，如上所述。
傳播被發(fā)送的信號的信道104經(jīng)受多徑反射，也可以包括來自兩個或多個發(fā)送機的多個信號的疊加。示出了簡單雙射束頻率選擇的瑞利衰落信道106，用來表示被發(fā)送的信號經(jīng)多通路106a和106b傳播。這些通路受到獨立的瑞利平衰落函數(shù)f(t)和g(t)的作用，產(chǎn)生獨立的平衰落信道108a和108b，它們和附加的高斯噪聲項n(t)相組合，如圖5B中求和節(jié)點110所示。在通路106b中的延遲可以代表在單發(fā)送機情況下由于信號被一個或幾個表面反射而引起的較長的傳播時間，或代表在兩個發(fā)送機正在發(fā)送同一標稱信號的情況下，兩通路的傳播時間差。合成的接收到的信號經(jīng)線112送到匹配濾波器114，對其進行濾波從而在線116上產(chǎn)生濾波信號。這濾波信號在節(jié)點118被周期地采樣(用圖5A所示的A/D轉(zhuǎn)換器82)，產(chǎn)生數(shù)字化信號，經(jīng)線120送入均衡器122和信道估算器124。信道估算器124確定送入均衡器122的CIR估算。作為響應，均衡器122的反向濾波參數(shù)被調(diào)節(jié)，從而補償動態(tài)變化的信道條件，使均衡器在線128上產(chǎn)生譯碼數(shù)據(jù)。下面披露的大部分不同的實施例和用來均衡采樣信號的其它技術(shù)以及用來估算的DSP86中執(zhí)行的CIR的不同技術(shù)有關(guān)。
信道估算器124的一個最佳實施例在待審的共同轉(zhuǎn)讓的美國專利申請中披露了，序列號為NO.001，061，申請日為1993年1月6日，名稱為“使用導頻符號補償多徑干擾”。在這一最佳實施例中，信道估算器124進行兩級CIR估算。在第一級中，信道估算器從在由發(fā)送機32發(fā)送的信號周期地嵌入的引導符號中在特定時間獲得CIR估算。然后信道估算器124在第二級中使用內(nèi)插法獲得在引導符號發(fā)生的預定時間的中間的其它時間的CIR估算。在這方法中，引導符號必須以奈奎斯特速率或更高速率插入。這實施例的詳細細節(jié)說明如下。
對信道提供了各種不同的均衡器122的實施例，用來補償接收信號，使用補償多徑衰落信道的動態(tài)改變的脈沖響應。例如，均衡器122的一個最佳實施例是混合方法，在均衡器的第一級使用判定反饋均衡(DFE)，在第二級使用維特比均衡。
多徑信道的數(shù)學模型在同時廣播發(fā)送機環(huán)境中，每個被發(fā)送的信號在接收機36作為被發(fā)送的原始信號的幾個復制品之和被接收，每個乘以增益gn(t)，并延遲一時間tdn。在單發(fā)送機情況下，導致多徑是由于建筑物或其它人造物體以及自然物理物體對無線電波的反射。對于多發(fā)送機的情況，導致多徑是由于多個發(fā)送機之間的延遲以及同步差。這樣，接收到的信號r(t)被定義為r(t)=Σi=1Ngi(t)*s(t-tdi)+n0(t)---(1)]]>在由圖1B的發(fā)送機結(jié)構(gòu)提供的線性調(diào)制的情況下，被發(fā)送的信號s(t)取以下形式s(t)=Σk=-∞∞s(k)*p(t-kT)---(2)]]>其中s(K)是第K個數(shù)據(jù)(復數(shù))符號，p(t)是發(fā)送的脈沖形狀，T是波特時長。作為比較，對于由圖1C的發(fā)送機結(jié)構(gòu)提供的恒包絡調(diào)制，被發(fā)送的信號被定義為s(t)=exp{jΣk=-∞∞s(k)p(t-kT)}---(3)]]>對于同時廣播通信系統(tǒng)26，被接收到的主要分量是由于直徑傳播到重迭區(qū)34產(chǎn)生的。換句話說，在重迭區(qū)內(nèi)，呈現(xiàn)于接收機36的主要信號是來自同時廣播發(fā)送機32a和32b的信號s1(t)和s2(t)。如上所述，在這種系統(tǒng)中典型的最大延遲大約為74μS。如果接收機36可以有效地處理略大一些的例如100μS的延遲，那么它便可以補償接收信號的多徑畸變以及其它的劣化源。
如果所有增益gn(t)和延遲tdn為已知，則可以確定CIR，從而用提供合適的增益和延遲補償?shù)姆葱诺罏V波器對接收的信號r(t)濾波，得以恢復被發(fā)送的信號s(t)。這種類型的濾波被稱為均衡，并由均衡器122執(zhí)行，如圖5B所示。在接收機36、發(fā)送機32以及產(chǎn)生多徑反射的反射物體不運動的靜態(tài)系統(tǒng)中，當發(fā)送機32被完全同步時，增益和延遲為常數(shù)。這時，靜止均衡器將能很好地工作。然而在現(xiàn)實世界中，接收機36可能是運動的，并且發(fā)送機也不完全同步。因而信道不是靜止的，必須使用自適應均衡技術(shù)以便跟蹤動態(tài)改變的CIR。因而，均衡器122最好包括自適應型均衡器并且信道估算器124跟蹤變化的信道條件，從而提供相應的CIR的變化的估算。
如果CIR已知，則影響信號的每一項都為已知，并且可以構(gòu)成可能的發(fā)送波形的全部組合，用估算的CIR濾波，和實際接收的波形進行比較。此時只剩下選擇和接收的波形最接近的波形作為代表發(fā)送的數(shù)據(jù)符號的波形一項簡單的任務。
使用線性調(diào)制器的自適應均衡器雖然均衡器技術(shù)在電話線路調(diào)制解調(diào)器中是熟知的和常用的，但對于同時廣播通信系統(tǒng)，以前從未使用過自適應均衡技術(shù)。電話線路調(diào)制解調(diào)器一般經(jīng)受相對靜止的傳輸信道。在這種系統(tǒng)中，有時在發(fā)送實際數(shù)據(jù)之前發(fā)送預定的參考符號以便開始“訓練”均衡器系數(shù)。在這初始訓周期之后，只發(fā)送數(shù)據(jù)。然而，這一技術(shù)對于同時廣播通信系統(tǒng)中的傳輸信道不能用，因為那里條件是快速變化的。
作為均衡器122的一個最佳實施例，在信號發(fā)送之前在確定的間隔在數(shù)據(jù)中插入預定的引導符號作為用來更新接收機36中自適應均衡器的基礎。因為被發(fā)送的預定的引導符號是已知的，并且可以和接收信號中的參考符號進行比較，所以自適應均衡器的可以確定為消除譯碼數(shù)據(jù)中的誤差所需的均衡器分支系數(shù)。使用這一技術(shù)的線性自適應均衡器的細節(jié)如下。
如圖5B中標號118所示，被接收的信號r(t)被周期地采樣，產(chǎn)生被接收采樣的序列…，r(-1)，r(0)，r(1)，…，r(k)，…，其中第k次采樣可以寫成下列形式r(k)=n(k)+Σk=-∞∞s(k-n)h(k,n)---(4)]]>在上述方程中，[H(k)]＝(...，h(k，-1)，h(k，0)，h(k，1)，...，h(k，n)，...)(5)是在時刻K的等效的離散時間CIR，n(k)是噪聲項。不同的n(k)’是獨立的，并且是恒等分布的零均復數(shù)高斯變量(identicallLy dis-tributed，zeromean complex Gaussian variables)。由此方程確定的CIR也是復數(shù)高斯變量，但在時間上以及不同的分支中是相關(guān)的。
具有假定的2L個符號的記憶的離散時間信道的結(jié)構(gòu)如圖7所示。在圖中，從s(k－L)開始直到s(k＋L)的數(shù)字采樣串156在延遲塊158被采樣。在乘法器節(jié)點160，采樣被離散的CRI h(k，-L)到h(k，L)乘，從而產(chǎn)生與由線164表示的噪聲項n(k)在求和節(jié)點162相加的積。所得結(jié)果是由線166表示的第K次采樣r(k)。
線性自適應均衡器的概述在圖6中的方塊圖表示由線性自適應均衡器130執(zhí)行的功能。在時刻k，在延遲塊134采樣的接收信號的一系列數(shù)字值r(k－K)到r(k＋J)經(jīng)線132送到許多均衡器分支乘法器節(jié)點136，在此把采樣乘以均衡器系數(shù)a(k，K)到a(k，J)。總共具有J＋K＋1個均衡器分支。所得之積在求和節(jié)點138相加，產(chǎn)生由下式確定的輸出信號s(k)s(k)＝∑a(k，n)r(k-n)(6)其中n＝-J到K。
信號s(k)表示要被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號s(k)的估算，并沿線140被送入譯碼器方塊144。該信號也被送到判定或參考符號方塊142以及求差節(jié)點146。判定或參考符號方塊142確定被接收的符號應該是什么，即相應的s(k)值。通過比較估算的信號s(k)和表示該符號應該是什么的信號s(k)，便產(chǎn)生的在線148上送到更新算法方塊150的誤差信號e(k)。更新算法方塊150響應該誤差，如果有的話，確定被選擇用來減少誤差信號的新的均衡器分支系數(shù)a(k，n)。用來確定新的均衡器分支系數(shù)的更新算法最好是最小均方確定法，不過，也可以使用其它已知的技術(shù)，例如遞歸最小平方法。借助于通過細調(diào)均衡器分支系數(shù)值使誤差減到最小，使線性自適應均衡器130適應于信道CIR參數(shù)中的變化，可以使譯碼器方塊144在線152上產(chǎn)生相應于向接收機原始發(fā)送的數(shù)據(jù)的輸出數(shù)據(jù)。
判定或參考符號塊142使用被周期地發(fā)送并插入有數(shù)據(jù)符號的預定參考符號確定信號s(k)。這種均衡器結(jié)合了線性自適應均衡器和判定反饋。另外，可以使用單純的判定反饋均衡技術(shù)，其中數(shù)據(jù)符號的連續(xù)流(沒有參考或引導符號)被發(fā)送給接收裝置，并且判定或參考符號塊142確定信號s(k)是什么，從而計算誤差信號e(k)。因為被發(fā)送的符號可以只具有某些值，所以可以從可能的符號中選出最可能的構(gòu)成s(k)信號。在判定反饋均衡器中使用的連續(xù)數(shù)據(jù)流的優(yōu)點在于，沒有象被插入數(shù)據(jù)符號且被周期地發(fā)送預定的引導符號時所發(fā)生的帶寬損失。不過，判定反饋均衡技術(shù)的缺點是可能產(chǎn)生過量的判定誤差，這會使判定反饋均衡器不正確地跟蹤信道。如果發(fā)生足夠的判定誤差，則接收機可能失去同步，從而產(chǎn)生低下的性能。
均衡器130的第三個另外的實施例使用引頻符號和判定反饋更新均衡器的均衡器分支，以便動態(tài)地跟蹤信道。這種技術(shù)是只使用引導符號作為參考的方法和只使用基于連續(xù)數(shù)據(jù)符號的判定反饋技術(shù)之間的一種折衷。將判定反饋和參考引頻符號相結(jié)合的優(yōu)點之一是，和只涉及引導符號的技術(shù)相比，需要的帶寬較小。不過，因為在發(fā)送的數(shù)據(jù)流中存在引導符號，所以比如果簡單地使用單純的判定反饋而可能出現(xiàn)的更不利的條件期間發(fā)送機36能正確地跟蹤。此外，因為判定反饋允許在數(shù)據(jù)符號期間發(fā)生信道的跟蹤，把引導符號和判定反饋相結(jié)合的均衡器比只使用引導符號塊的均衡器更好地跟蹤。唯一的主要缺點是由于引導符號存在而仍然發(fā)生稍微的帶寬損失。
當發(fā)送數(shù)據(jù)的信道遭受小的劣化時也可以只使用判定反饋均衡，而然后對于一定程度上劣化的信道再轉(zhuǎn)換到引導符號和判定反饋均衡相結(jié)合，對于相當少的遭受嚴重劣化的信道只使用引導符號對數(shù)據(jù)譯碼。這樣，如圖6所示，譯碼器方塊144用虛線和判定或參考符號塊142相連，判定或參考符號塊142能夠使譯碼器提供信號，該信號控制由判定或參考符號塊142使用的均衡器的特定類型，從而確定被發(fā)送的符號信號S(k)是什么。這樣，譯碼器方塊144可以確定正在發(fā)送被接收信號的信道是遭受最小的、中等的或是最嚴重的劣化，并根據(jù)確定的結(jié)果，可以控制由判定或參考符號塊142使用的均衡的類型。
引導符號均衡的詳細說明圖8示出了M(總計)個符號的幀170，其中包括(4L＋1)導頻符號174，其范圍從P(-2L)到P(2L)，以及(M－(4L－1))數(shù)據(jù)符號172。每個連續(xù)的幀178(在圖8中只示出了下一相繼幀的一部分)同樣包括(4L＋1)引導符號174的塊，和多個(M－4L－1)數(shù)據(jù)符號172。
M個符號的連續(xù)幀178被發(fā)送的所有波特速率基本恒定。包括引導符號和數(shù)據(jù)符號的被調(diào)制的幀從發(fā)送機中發(fā)出，由于自然的和人造物體的反射，沿著發(fā)送機和接收裝置之間的不同的瑞利衰落信道行進。發(fā)送的信號也可能遭遇不同的瑞利衰落信道，因為從多個發(fā)送機發(fā)送。
被接收到的信號由接收裝置解調(diào)。瑞利衰落信道之間的干擾可以引起本質(zhì)的衰落，給常規(guī)接收機恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號造成困難。然而，接收機36包括均衡器122(圖5B)，它利用被發(fā)送的且插入有數(shù)據(jù)符號的引導符號來恢復受衰落和干涉影響的數(shù)據(jù)符號，從而基本上補償這種不希望的影響。
接收天線76和對信號r(t)進行解調(diào)的無線電接收機/解調(diào)電路78耦合，從而產(chǎn)生解調(diào)信號rk。解調(diào)信號rk經(jīng)線80被輸入到A/D轉(zhuǎn)換器82。在解調(diào)信號被A/D轉(zhuǎn)換器數(shù)字化之后，數(shù)字化的信號經(jīng)線84被送到數(shù)字信號處理器(DSP)86，進行均衡以便恢復在線88上傳送的輸出數(shù)據(jù)。在本實施例中，DSP86把引導符號和數(shù)據(jù)符號分開，并在規(guī)定的時間間隔確定估算的CIR。應用于每幀中的連續(xù)數(shù)據(jù)符號的估算的CIR的插入最好補償快速衰落(快速衰落定義為以超過0.5％的波特速率發(fā)生的衰落)并對同時廣播信號提供大于80μS的均衡，這從面的討論可以看出。
在由DSP86對調(diào)制的數(shù)字信號處理期間，在連續(xù)幀中的數(shù)據(jù)被延遲，使得DSP中的信道估算器可以對當前的2L＋1個引導符號得出CIR估算，所述當前的2L＋1個引導符號將和CIR估算一道用于相繼的以及前一幀中相應的2L＋1個引導符號。對于當前幀的CIR估算被暫時存儲起來，使用K個CIR估算確定插入的CIR估算，包括來自先前幀的K/2個CIR估算和來自當前和相繼幀的K/2個CIR估算。然后，被延遲的數(shù)據(jù)符號用插入的CIR估算進行處理，從而恢復遭受衰落的數(shù)據(jù)符號。
使用相對直通的內(nèi)插運算以便更精確地恢復數(shù)據(jù)符號。在最佳條件下，接收到的信號可能經(jīng)受相當慢的衰落。慢的衰落條件意味著應用于一幀中的每個數(shù)據(jù)符號的CIR估算在一幀期間的基本恒定。然而，高達并超過100Hz的衰落率是十分普通的，從而使在幀的前部所應用于數(shù)據(jù)符號的CIR估算和在幀的后部相比基本上是不同的。為了適應在快速衰落期間快速變化的信道估算并使從接收到的信號恢復的數(shù)據(jù)的誤碼率(BER)減到最小，重要的是在每幀期間對數(shù)據(jù)符號應用CIR估算的內(nèi)插。在最簡單的情況下，對于和被正在進行處理的數(shù)據(jù)符號相鄰的前后幀中的引導符號的CIR估算可以應用于對該幀中的每一數(shù)據(jù)符號進行內(nèi)插CIR估算。不過，通過使用和被正在進行處理的數(shù)據(jù)符號的幀相鄰的前后兩個或三個幀的CIR估算，可以獲得相當?shù)偷腂ER。
預先確定的信道特性可被用于產(chǎn)生合適的內(nèi)插CIR估算，以便供給在正在被處理的幀中的每個數(shù)據(jù)符號。這些預定的信道特性包括信道的多普勒衰落頻率，接收機36處的干擾信號的相對信號強度，可能互相干擾的被接收的信號之間的傳播延遲差，干擾信號之間的頻率偏移(這在同時廣播尋呼系統(tǒng)中更易于發(fā)生，因為每個同時廣播發(fā)送機的頻率可以略微偏移于系統(tǒng)中的其它同時廣播發(fā)送機的頻率)，以及被接收信號的信噪比(SNR)。理想情況下，應當實時地確定和測量這些通道特性中的每一個，使得對于有關(guān)特性的當前值被用于插入。利用當前的技術(shù)，這種實時地確定通道特性是不經(jīng)濟的。不過，如果不涉及費用問題，可以使用比本最佳實施例中實現(xiàn)的更快更貴的DSP實時地進行信道特性的估算。相應地，本最佳實施例對于所應用的這些信道特性中的每一個，使用預定的最壞情況值來確定在正被處理的幀中和每一數(shù)據(jù)符號使用的插入的CIR估算。下面說明插入過程的進一步細節(jié)。
衰落過程極大地依賴于信道特性。因此當確定應用于數(shù)據(jù)符號的插入的CIR估算時，如上所述，本發(fā)明考慮信道特性。下文說明這些信道特性如何進入這一過程。兩個衰落過程f(t)和g(t)的自動校正函數(shù)由以下二式表示R_ff_(t’)＝P_ff J(27πFdt′)exp(j2πF1t′)(7)R_gg_(t’)＝P_gg J(2πFdt′)exp(j2πF2t′) (8)其中P_ff和P_gg是兩個隨機衰落過程的差值(相應于功率)，F(xiàn)d是最大的或最壞情況下多普勒頻率，J(2πFdt’)是零階貝塞爾函數(shù)，F(xiàn)1和F2是兩個被接收信號的頻率偏移(相對于接收機)。
和兩射線衰落方式有關(guān)的標稱化的均方根延遲擴展由下式給出S=ba1+a---(9)]]>其中a是功率分配比，由下式給出a=P_ffP_gg---(10)]]>式(9)中的值b是標稱化的相對傳播延遲，定義為b=dT---(11)]]>其中T是符號間隔(即波特速率的倒數(shù))。
按照對數(shù)字蜂窩系統(tǒng)的TIA規(guī)定，調(diào)制方法應能夠處理至少20mS的均方根延遲擴展。假定這種系統(tǒng)的波特速率大約為25K波特，則由式(9)確定的擴展系數(shù)S應等于0.5。如果在衰落的信道之間有一相等的功率分配(最壞情況下)，那么這種調(diào)制方法應該能夠處理高達兩個符號間隔2T的傳播延遲差(相應于在同時廣播通信系統(tǒng)中提出的要求，其中100μS的延遲是可能的)。
在本最佳實施例中，被接收的信號r(t)由接收機36以和發(fā)送信號相同的波特速率采樣。不過，應當說明，其它的采樣速率(例如發(fā)送波特速率的整數(shù)倍)也可使用。因為在每一信道中發(fā)生頻率選擇衰落，所以被接收的采樣r(k)可以寫成以下形式r(k)＝[S(k)][H(k)]＋n(k)(12)其中＝[s(k＋L)，s(k＋L－1)，....，s(k－L)](13)是第k次數(shù)據(jù)矢量，s(k)是第K次數(shù)據(jù)符號，[H(k)]＝[h(k，-L)，h(k，1－L)，.....，h(k，L)](14)是第k次信道狀態(tài)矢量，n(k)是第K次濾波的噪聲項，L是信道的存儲。
在式(14)中，[h(k，.)]’的值是相關(guān)的零均復數(shù)高斯變量集，其相關(guān)函數(shù)由三個參數(shù)確定，包括如式(7)、(8)所示的信道衰落過程的自動相關(guān)函數(shù)，由發(fā)送機32發(fā)送的脈沖形狀，以及采樣時刻。
圖7表示由式(12)確定的衰落過程的數(shù)學模型。在圖7中，調(diào)制系統(tǒng)的離散時間模型154和對于數(shù)據(jù)符號序列s(k＋L)到s(k－L)的衰落過程以由延遲方塊158所示的采樣時間間隔D被采樣。每個數(shù)據(jù)符號在乘法器160被相應的信道靜態(tài)矢量元素h(k，-L)到h(k，L)相乘，產(chǎn)生值168，在求和節(jié)點162和曲線164代表的噪聲項求和，產(chǎn)生在線166上傳送的被接收的信號r(K)。
發(fā)送預定的引導符號集的目的在于，對引導符號的每個塊，能夠得到信道狀態(tài)或脈沖響應估算。因為發(fā)送機在每幀內(nèi)發(fā)送預定的引導符號集或塊，所以相對于期望的(預定的)引導符號，衰落的效果被接收的引導符號的性質(zhì)清楚地表示出了。
如果假定信道衰落足夠慢，使得在連續(xù)的時間間隔(-LT，LT)內(nèi)信道狀態(tài)矢量[H(k)]基本上恒定，并且如果噪聲項n(k)可以忽略，則顯然可以通過在采樣時間間隔內(nèi)由相應數(shù)據(jù)矢量[S(k)]的逆乘以被接收的采樣的矩陣而獲得信道狀態(tài)矢量的估算。然而，因為確定矢量[S(k)]的被接收的數(shù)據(jù)采樣對于這一時間間隔是未知的，所以需要依靠已知的預定的引導符號。在本最佳實施例中，對于共有M個符號的每一幀，發(fā)送總共4L＋1引導符號。對于具有相當慢的衰落的信道，值M可能相當大。作為粗略的估算，M應當小于1/(2FdT)。已經(jīng)由經(jīng)驗確定，對于(FdT)的值等于0.01，M值的合理選擇大約35。然而，以此衰落率，在一幀的時間間隔內(nèi)，信道響應嚴重改變，即我們不再涉及緩慢的衰落。因此，在一幀開始的數(shù)據(jù)符號比幀末尾的可能受到完全不同的CIR。因此，必須使用從K個包圍引導符號塊中獲得的CIR估算的內(nèi)插來獲得被用于在每幀內(nèi)的不同時刻的連續(xù)數(shù)據(jù)符號的精確的內(nèi)插CIR估算。其解釋如下。
雖然認為緩慢衰落情況不代表一般的現(xiàn)實領域的衰落條件，但首先考慮衰落中的問題仍然是有幫助的。對于慢衰落，顯然引導符號矩陣[P]被確定如下[P]=P(O)p(-1)···P(-2L)P(1)P(0)···P(-2L-1)············P(2L)P(2L-1)···P(0)---(15)]]>在整個信道存儲2L內(nèi)。[P]的逆如下[Q]＝[P]-1(16)因而，對于慢衰落，在時間間隔(-L，L)內(nèi)，CIR估算由下式確定[V]＝[Q][r] (17)其中[r]＝[r(-L)，r(1－L)，…，r(L)]’，r(K)是第K次被接收的采樣。
直觀上，在每幀期間發(fā)送的預定引導符號序列應當以這樣的方式選擇，即使CIR估算誤差為最小。在表1中，對于信道存儲長度2L等于2，4和6，示出了兩類線性調(diào)制的引導符號序列。對于在下表中所示的示例性的引導符號序列的兩類線性調(diào)制包括π/4正交相移鍵控(QPSK)和16QAM。
表1
在上述的表1中，根據(jù)假定在同一塊內(nèi)所有引導符號具有相同相角列出了最好的引導符號序列。為避免頻譜尖峰，引導符號的相角應當以偽隨機的形式逐幀地改變。
在確定表1所示的引導符號序列時，不考慮大于6的信道存儲，這是因為接收機36的容許能力的限制。在多普勤頻率為信號速率的百分之0.5時，最大的幀接近100個符號(M)。當2L等于6時，在每幀中需要的引導符號數(shù)等于13，從而產(chǎn)生大約為容量的87％的最大容許能力。雖然在理想情況下信道的存儲2L應該至少象在無線電系統(tǒng)中使用的截斷的奈奎斯特脈沖的持續(xù)時間那樣大，但這數(shù)太大，不降低總的效率不能使用。因而，在這應現(xiàn)有的引導符號技術(shù)時，實際上2L應該被限制為6個或更少的符號。因為引導符號的最佳數(shù)未被使用，所以引起了使用這一技術(shù)補償衰落時有些不理想，正比例地減少了無線電系統(tǒng)的SNR。
因為大部分無線電系統(tǒng)尤其是同時廣播系統(tǒng)受到接近甚至超過100Hz的快速衰落速率，所以本技術(shù)使用內(nèi)插法確定應用于一幀內(nèi)的每個數(shù)據(jù)符號的插入的CIR估算。更重要的是，如上所述，在進行內(nèi)插時，內(nèi)插器考慮預定的最壞情況信道特性，借以產(chǎn)生應用于正被處理的幀內(nèi)每一數(shù)據(jù)符號的實質(zhì)上比現(xiàn)有技術(shù)改進的內(nèi)插CIR估算。這些最壞情況通道特性借助于模擬信道確定。
假定離散多徑傳播模型，[H(k)]的協(xié)方差矩陣定義如下RHH(k,k)=12[H(k)][H(k)]‾---(18)]]>其中等式(18)中的一橫表示統(tǒng)計平均，[H(k)]’是[H(k)]的共軛移項。協(xié)方差距陣RHH(k，k)是4個信道參數(shù)的函數(shù)，其中包括最大多普勒頻率(也叫作衰落速率)，對不同傳播路徑(多徑傳播的被接收信號的強度，對各傳播路徑的傳播延遲差，以及在同時廣播信號的情況下，由不同發(fā)送機32發(fā)送的信號之間頻率偏移。此外，由式(18)確定的函數(shù)也依賴于無線電系統(tǒng)中使用的脈沖形狀。在不同時刻信號狀態(tài)矢量是相關(guān)的，例如，[H(k)]和[H(m)]之間的相關(guān)通過用[H(m)]的共軛移項代替[H(k)]的共軛移項獲得。
從接收的引導信號的每幀中，影響一幀內(nèi)的引導符號塊的信道狀態(tài)矢量的估算被導出。在一幀內(nèi)任意給定數(shù)據(jù)符號的信道狀態(tài)矢量借助于內(nèi)插K個(或2N)CIR估算獲得，這些估算從來自包圍著正被處理的幀的幀中接收的引導符號塊中導出。對在一幀內(nèi)的給定數(shù)據(jù)符號位置以及給定的一組信道參數(shù)，存在一個最佳的插入的CIR估算，它按下述確定。
給定上述的條件，其中每幀有M個符號，其中4L＋1個是引導符號，并假定對于第k塊的第一引導符號在時刻kM一2L開始，從第k次引導符號塊導出的CIR估算[V(kM)]由下式確定[V(kM)]=[E(kM)]+Σi=02L[M(i)][H(kM-L+i)]---(19)]]>其中矩陣[M(i)]，i＝0，1…2L是式(16)中的[Q]和由用零代替[P]中的每一行，除第i行之外，所得矩陣之積。此外，矩陣[E(k)]是估算的噪聲分量。兩個CIR估算[V(k)]和[V(m)]之間的相關(guān)確定如下RVV((k-m)M)=[R(ee)]δ(k-m)+Σi=02LΣj=02L[M(i)]RHH(i-j+(k-m)M)[M(j)]′---(20)]]>其中δ(k－m)當k＝m時為單位1，[R(ee)]對噪聲矢量[E]是協(xié)方差矩陣，RHH是兩個信道狀態(tài)矢量之間的相關(guān)。假定RHH只是k和m之間的時間差的函數(shù)而不是k和m的函數(shù)。
如果[U]被定義等于[H(n)]，其中[H(n)]是在時刻n的信道狀態(tài)矢量，則[U]和[V(K)]之間的相關(guān)由下式確定Rvu(kM,n)=12[V(kM)][H(n)]′‾=Σi=02L[M(i)]RHH(kM-n+i-L)---(21)]]>并且[U]和信道狀態(tài)矢量[V]=V((k-N)M)···V((k+N)M)]]>之間的關(guān)系由下式給定[R(vu)]=12[V][U]′‾=Rvu((k-N)M-n)Rvu((k-N+1)M-n)···Rvu((k+N)M-n)---(22)]]>[V]的協(xié)方差矩陣由下式確定[R(vv)]=12[V][V]′‾=Rvv(0)Rvv(M)···Rvv((K-1)M)Rvv(M)Rvv(0)···Rvv((K-2)M)············Rvv((K-1)M)Rvv((K-2)M)···Rvv(0)---(23)]]>相關(guān)矩陣[R(vu)]和協(xié)方差矩陣[R(vv)]唯一地確定用來確定插入的CIR估算的最佳的內(nèi)插器[F(opt)]如下式所示[F(opt)]＝[R(uv)][R(vv)]-1(24)在式(24)中[R(uv)]是[R(vu)]的共軛移項，[R(vu)]-1是[R(vv)]的反。此最佳內(nèi)插器的大小是L＋1行和K(L＋1)列。此外，最佳內(nèi)插器矩陣的每行是在信道狀態(tài)矢量中對各個分量插入的值。此外，最佳內(nèi)插器尤其取決于數(shù)據(jù)符號位置n，因為[R(uv)]是n的函數(shù)。
對于一幀的數(shù)據(jù)部分的CIR以矩陣相乘的形式獲得[W]＝[F(opt)][V] (25)其中[F(opt)]是由式(24)得到的最佳內(nèi)插器，[V]是信道狀態(tài)矢量。對于每一數(shù)據(jù)符號有一個這種運算，并且如果1.[W(i)]是第i個數(shù)據(jù)符號的信道估算2.r(i)是第i個數(shù)據(jù)符號的被接收信號；以及3.[S(i)]＝[s(i＋L)，…s(i－L)]是由式(8)確定的數(shù)據(jù)矢量，那么，最佳譯碼器將選擇數(shù)據(jù)矢量[S]＝[s(2L＋1)，…s(M－2L－1)]，它把該式縮小為D([S])=Σi=1M-L-1|r(i)-[S(i)][W(i)]|2---(26)]]>其中r(i)是第i個被接收的數(shù)據(jù)符號，[W(i)]是對第i個接收的數(shù)據(jù)符號插入的CIR，M是每幀內(nèi)數(shù)據(jù)符號和引導符號的總數(shù)，2L＋1是被接收信號的CIR持續(xù)時間。執(zhí)行這一功能的最佳譯碼器最好是維特比譯碼器，但在本最佳實施例中使用了簡單的順序估算器，例如執(zhí)行M算法(如下所述)的那一種，為了減少處理費用。
根據(jù)上述理論，雖然在兩個不同時間的信道狀態(tài)矢量之間的相關(guān)RHH(k，m)取決于多普勒頻率或衰落連率，兩個衰落處理中的每個的功率(或SNR)，被接收信號之間的標稱化的傳播延遲差，以及兩個傳播路徑之間的任何的頻率偏移(在同時廣播通信應用中)。因為式(24)中的最佳內(nèi)插器[F(opt)]依賴于相關(guān)RHH(k，m)，所以顯然，在本發(fā)明的本實施例中使用的最佳內(nèi)插器也依賴于這些預定的信道參數(shù)。
總之，在本發(fā)明中為了內(nèi)插應用于正在處理的幀內(nèi)的數(shù)據(jù)符號的CIR而使用的最佳內(nèi)插器借助于考慮信道特性被確定，其確定涉及6個步驟(1)確定離散時間信道2L的存儲(1到6的值)。根據(jù)在多經(jīng)信道中的發(fā)送/接收脈沖形狀以及期望的最大延遲差(限于考慮處理效率和時間)作出上述確定；(2)根據(jù)選擇的L值，例如使用表1中所示的一個序列，決定最佳引導符號序列；(3)使用被選擇的引導符號序列，按上述確定矩陣[P]，[Q]，[R(ee)]和[M(i)]；(4)根據(jù)L的值，在傳輸中使用的脈沖形狀，在無線電信道中信號傳播所期望的(或最壞情況)通路數(shù)，以及期望的(或最壞情況)傳播延遲差，確定信道狀態(tài)矢量的每個分量的顯式表示；(5)根據(jù)期望的(或最壞情況)的多普勒頻率，在到達接收機的不同射線當中的期望的(或最壞情況)的信號強度分布以及由前一步驟所得結(jié)果，按上述的式(18)確定任何兩個信道狀態(tài)矢量之間的相關(guān)；以及(6)使用前一步驟中計算的相關(guān)矩陣以及在第三步中計算的矩陣對給定的數(shù)據(jù)符號確定最佳的內(nèi)插器。
為了確定在確定最佳內(nèi)插器的上述步驟中使用的信道特性，對于預定條件可以對信道進行模擬，或根據(jù)已知的信號傳播系數(shù)確定最壞情況條件。一旦用于確定最佳插入器的限制或預定信道參數(shù)被確定之后，這些限制就被存儲在DSP86的存儲器中，用于內(nèi)插運算從而根據(jù)這些CIR估算以及引導符號的前后塊確定應用于每一連續(xù)數(shù)據(jù)符號的合適的插入的CIR估算。
除在式(20)中確定的最佳插入器之外，多項式插入器也可以用于信道估算。這些多項式內(nèi)插器的階數(shù)就是在初始信道估算過程中使用的引導符號塊K的數(shù)。因為K依賴于衰落頻譜的模擬，并依賴于最大多普勒頻率fd，所以多項式插入器也是信道特性的函數(shù)。當多項式插入器被使用時，CIR的不同的分量被獨立地插入。
譯碼器塊144(圖6)通過確定用于表示上述式(21)中確定的表達式D([S])的最大值從一組數(shù)據(jù)矢量的可能值[S]中選擇用于每個符號的數(shù)據(jù)矢量。為了求得用于D([S])表達式的最大值，一般使用常規(guī)的維特比譯碼器算法。維特比譯碼器可能是非常復雜的。例如，在上述表達式中，如果S(i)是4射線(即對QPSK調(diào)制)并如果信道存儲是6個符號(L＝6)，則在維特比譯存器中的狀態(tài)數(shù)是4,096(46)，要求維特比譯碼器對每個數(shù)據(jù)符號進行16384(4×46)次平方距離計算，在20,000波特的數(shù)據(jù)速率下，需要每秒進行327百萬次平方距離計算。顯然，實時地計算如此多的參數(shù)是不容易的。然而，已經(jīng)提出了幾種算法，用來減少維特比算法的復雜性，從而提供另外的減少的復雜性的序列估算器。M算法就是一種減少復雜性的算法；這一算法只保留使表達式最小的[S]集中的M個狀態(tài)。如果保留128個狀態(tài)，則要求QPSK對每個數(shù)據(jù)符號進行最大為512(4×128)次的平方距離計算。20,000個波特的數(shù)據(jù)速率需要每秒進行最多為10.24百萬次的平方距離計算，對于當前可得到的處理器這是更實際的能獲得的處理負荷。減少保留的狀態(tài)數(shù)可進一步減少需要的計算次數(shù)，這樣，使這算法的處理要求可以適合處理器的能力。
在理論上維特比算法的最佳之處在于，它總是以最小的平方誤差選擇集[S]。相反，M算法是次佳的，它不總是以最小平方誤差選擇集[S]，然而，M算法的性能接近于維特比算法的性能，它的處理能力相當小。由于這些理由，本最佳實施例使用減少復雜性的M算法實現(xiàn)譯碼器。
由發(fā)送機和接收機執(zhí)行的引導符號處理邏輯發(fā)送機執(zhí)行的對發(fā)送的信號用多個引導符號在連續(xù)的幀中進行編碼的邏輯步驟示于圖9的流程圖中。流程圖190在開始塊192開始，然后執(zhí)行塊194，其中數(shù)據(jù)的附加塊從輸入信號中獲得。在塊196中，一組引導符號被附加于數(shù)據(jù)符號上從而形成幀。在塊198所述幀被發(fā)送機32調(diào)制。判定塊200確定是否有更多的數(shù)據(jù)，即是否輸入信號一直存在供采樣和調(diào)制，如果是，就轉(zhuǎn)向塊194進行附加數(shù)據(jù)的輸入。如果否，則進行停止塊202。
在圖10中，流程圖210說明由接收機36處理收到的信號時進行的步驟，所述信號可能受到簡單衰落以及由于多徑干擾和/或同時廣播干擾的衰落。從塊212開始，邏輯進行塊214，在其中收到的信號被解調(diào)。此后，塊216使每幀中的收到的引導符號和數(shù)據(jù)符號分離，產(chǎn)生相應的引導信號和數(shù)據(jù)信號。
在塊218，數(shù)據(jù)符號被延遲K/2幀。然后在塊220處理引導符號以確定CIR估算。塊222緩沖CIR估算，提供暫時存儲，從而能夠使用來自正被處理的數(shù)據(jù)符號的當前幀的前后幀的引導符號插入引導信號。
然后塊224按上述插入CIR估算，從而確定加于正被處理的幀中的每個數(shù)據(jù)符號的合適的CIR估算。在塊226中，借助于使用適用于該幀中的每一相繼數(shù)據(jù)的被插入的CIR估算處理延遲的數(shù)據(jù)信號對數(shù)據(jù)進行譯碼。判定塊228確定是否有更多的數(shù)據(jù)更被處理，如果沒有，則進行塊236，在其中停止處理。否則，邏輯進行塊230，用數(shù)據(jù)符號的下一幀更新延遲的數(shù)據(jù)信號。然后塊232更新用于該幀的CIR估算，塊234從收到的信號中獲得新的幀用于從塊216開始處理。
維特比譯碼器均衡現(xiàn)在參見圖11，那里示出了均衡器240作為用于對通過多徑信道發(fā)送的數(shù)據(jù)進行譯碼的另一實施例。均衡器240使用維特比均衡器242并包括信道估算器244，它確定輸入到維特比均衡器242和信道估算器244的多徑接收信號r(k)的各個增益系數(shù)和延遲系數(shù)，以及信道估算器244。維特比均衡器244對于包含最后收到的預定數(shù)量的符號的窗口估算所有可能的輸入符號的組合，并選擇用于序列s(n)的最合適的符號。信道估算器最好使用在線248上提供的參考符號以便確定并更新CIR估算。此外，如虛線246所示，信道估算器244使用由維特比均衡器決定的最合適的符號s(n)作為更新CIR估算的輸入。
在理想情況下，維特比算法應當被維特比均衡器242使用，然而，維特比算法的復雜性使其成為相當高的具有密集星座信號的方案。例如，使用16QAM方法和只有5個符號的信道存儲器，對于每個符號必須被維特比242估算的可能的組合數(shù)超過1百萬。由進行這完整的維特比算法估算所導致的處理費用使得把容許能力降低到一個可接受的水平。因而圖11所示的均衡器的最佳實施例只使用最合適的路徑子集，借以降低處理時間。借助于使用這減少復雜性的均衡器估算器所獲得的結(jié)果非常接近使用全維特比可獲得的結(jié)果。在最佳實施便中，使用減少復雜性的M算法。
圖12示出了用于提供發(fā)送的最可能的符號的減小復雜性的估算而使用的維持比譯碼器矩陣的方塊圖。在s(k＋L)和s(k－L)之間延伸的多個S(k1)值262代表可能數(shù)據(jù)序列的第k段。維特比均衡器242(即減小復雜性的序列估算器)對每一指數(shù)確定實際接收的信號r(K)和重建信號r(k，[S(k)])之間的平方距離，對于不同段的平方距離之和，然后提供該和作為序列[S]＝(…，s(-1)，s(0)，s(1)，…)的似然。乘法節(jié)點264把當前CIR估算乘以K段中每個的次數(shù)，求和節(jié)點268加所得之積，產(chǎn)生重建信號，由線274表示。求差節(jié)點270確定重建信號和由線272表示的接收的信號r(k)之間的差，提供平方運算塊276的輸入。最后，求和塊278估算該平方和，從而確定序列的似然性。
集[S]的每個元素s(k)可以取被使用的調(diào)制星座的所有可能的值，即對16QAM的16個值。維持比均衡器(或其減少復雜性的對應物)選擇使平方距離最小的集[S]，因為這集此時表示被發(fā)送的最可能的集。應用維持比算法或應用減小復雜性的序列估算器，只要信道估算[F]精確地反應實際的CIR，便可以有效地減小多徑信道的劣化。
雙向判定反饋均衡器圖13示出了使用維特比均衡器307的雙向判定反饋均衡器300(BDFE)，以混合方法譯碼數(shù)據(jù)。BDFE300包括含有正向DFE302和反向DFE304的第一級均衡，兩者都與輸入接收信號r(K)的線306耦合。此外，收到的信號被輸入給維特比均衡器307和信道估算器308。由信道估算器308產(chǎn)生的CIR估算被耦合到維持比均衡的和在本實施例的形式中的正向反向DFE。
BDFE通過適應同時廣播通信系統(tǒng)，其中發(fā)生嚴重的非最小相位例如高達時間的50％的程度，改善上述實施例中披露的均衡器的誤差性能。通過進行反向均衡以及更一般的正向均衡BDFE300可以把所有非最小相位信道轉(zhuǎn)換為最小相位信道。這一方法的唯一的代價是增加譯碼延遲，幸運的是，在許多應用中這不是重要的。正向DFE302和反向DFE304產(chǎn)生關(guān)于發(fā)送的數(shù)據(jù)序列的假定判定；這些假定序列估算經(jīng)線310和312分別被送入維特比均衡器307。代表帶二級的維特比均衡器307在兩個臨時序列估算中選擇，并處理被選擇的估算，從而產(chǎn)生在線316上輸出的譯碼數(shù)據(jù)。由維特比均衡器307執(zhí)行的維特比算法是一種在兩個可能的臨時判定序列之間轉(zhuǎn)換的最佳策略。
信道估算器驅(qū)動的DFE的數(shù)字模型如圖15所示，用標號330表示。圖中有4個支路332，用于前饋濾波器，每個支路被加于乘法器節(jié)點336，用由標號340代表的前饋濾波系數(shù)a(k，0)到a(k，3)乘之。類似的，對于后饋濾波有三個支路342，被加于乘法節(jié)點344，被由標號346代表的后饋濾波系數(shù)b(k，1)到b(k，3)乘之。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，這組合和支路數(shù)(4，3)提供在復雜性和誤差性能之間最好的折衷。因而，下面的討論限于這一結(jié)構(gòu)上。
對于加在圖15所示的信號估算器驅(qū)動的DFE的反饋分支334的每個上的r(k)′，確定一個加于求和節(jié)點348上的乘積，從而按下式確定y(k)的值y(k)=(Σn=03a(k,n)r(k+n))+(Σm=13b(k,m)u(k-m))---(27)]]>其中[A(k)]＝(a(k，0)，a(k，1)，....，a(k，3))(28)是在時刻k對于DFE的前饋濾波器的系數(shù)，以及[B(k)]＝(b(k，1)，b(k，2)，b(k，3)) (29)是后饋濾波器系數(shù)，判定塊352產(chǎn)生后饋入后饋分支334的輸出u(k)。當u(k)＝s(k)時，則沒有譯碼錯誤。
根據(jù)y(k)的值，在接收裝置中的譯碼器作出關(guān)于s(k)的判定。這判定的可靠性取決于s(k)和其估算y(k)之間的均方差。為導出最佳的DFE(在均方差的意義上說)，使用下述假設(1)所有最后的判定都是正確的，即u(k－1)＝s(k－1)，u(k－2)＝s(k－2)，以及u(k－3)＝s(k－3)；以及(2)信道估算[F(K)]等于實際的信道響應[H(k)]，可以表示為b(k,1)b(k,2)b(k,3)=f(k,1)f(k+1,2)f(k+2,3)f(k,2)f(k+1,3)0f(k,3)00a(k,0)a(k,1)a(k,2)---(30)]]>以及[A(k)]＝[C(k)]([G(k)][G(k)]′＋[I])-1(31)其中[C(k)]＝[f*(k，0)，f*(k＋1，1)，f*(k＋2，2)，f*(k＋3，3)](32)是4長度行矢量，[I]是4×4單位矩陣，[G(k)]由以下4×7矩陣確定[G(k)]=f(k,0)f(k,-1)f(k,-2)f(k,-3)000f(k+1,1)f(k+1,0)f(k+1,-1)f(k+1,-2)f(k+1,-3)00f(k+2,2)f(k+2,1)f(k+2,0)f(k+2,-1)f(k+2,-2)f(k+2,-3)0f(k+3,3)f(k+3,2)f(k+3,1)f(k+3,0)f(k+3,-1)f(k+3,-2)f(k+3,-3)---(33)]]>比較前兩式，顯然矢量[C(k)]就是[G(k)]的第一列的Hermi-tian轉(zhuǎn)置。按照數(shù)字變換，用符號()*表示數(shù)的共軛復數(shù)，用[]′表示矩陣的Hermitian移項。
對于反向DFE，用于譯碼符號s(k)的反向DFE304的輸出可以寫為y(k)=(Σn=03a(k,n)r(k+1-n))+(Σm=13b(k,m)u(k+m))---(34)]]>其中b(k,1)b(k,2)b(k,3)=f(k+1,0)f(k,0)f(k-1,0)f(k+1,-1)f(k,-1)0f(k+1,-2)00a(k,0)a(k,1)a(k,2)---(35)]]>[A(k)]＝[a(k，0)，...，a(k，3)]＝[C(k)]([G(k)][G(k)]′＋[I])-1(36)[C(k)]＝[f*(k＋1，1)，f*(k，0)，f*(k－1，-1)，f*(k－2，-2)] (37)[G(k)]=f(k+1,1)f(k+1,2)f(k+1,3)0000f(k,0)f(k,1)f(k,2)f(k,3)000f(k-1,-1)f(k-1,0)f(k-1,1)f(k-1,2)f(k-1,3)00f(k-2,-2)f(k-2,-1)f(k-2,0)f(k-2,1)f(k-2,2)f(k-2,3)0---(38)]]>正向DFE302和反向DFE304分別產(chǎn)生檢測符號序列由下式表示[U]＝(u(1)，u(2)，...，u(N)(39)[V]＝(v(1)，v(2)，...，v(N)(40)其中u(k)是s(k)的正向DFE估算，v(k)是s(k)的反向DFE估算，對于圖14所示的每幀中的N個數(shù)據(jù)符號而言。N個數(shù)據(jù)符號位于前置碼塊324的后面的塊322中，其后面是后置碼塊326。田正向DFE產(chǎn)生的序列從前置碼塊324向后置碼塊326，而反向DFE則沿相反方向。
根據(jù)這兩個序列，維特比均衡器306可以采用下面的策略作出關(guān)于使用兩個序列中的哪一個的判定。首先，確定以下的矩陣M(U)=Σk=-2N+3||r(k)-Σn=-33u(k-n)f(k,n)||2---(41)]]>M(V)=Σk=-2N+3||r(k)-Σn=-33v(k-n)f(k,n)||2---(42)]]>注意對于小于1的任何時間標記(k－n)，等于v(k－n)的符號u(k－n)可用前置碼塊中相應的符號代替。類似的，對于大于N的任何(k－n)，u(k－n)可用后置碼塊326中的合適的符號代替。如果M(U)小于M(V)，維特比均衡器306則選擇正向DFE序列作為最合適發(fā)送的序列。此外，如果反向為真，則從反向DFE304輸出的輸出序列被選擇。
遺憾的是，用于正反DFE序列之間作出判定的行進策略不是最佳的。至多它可以使單個DFE的正確幀的可能性增加1倍。然而，因為單個正確幀可能性開始時相當小，如已經(jīng)通過實際模擬所證實的，所以這策略只對系統(tǒng)的BER稍有改善。而最佳策略如下(1)構(gòu)造所有可能的N長度序列(由[U]和[V])，其中有2N個這種可能性；(2)對于上步得到的每一序列[W]＝[w(1)，…，w(N)]計算以下矩陣M(W)=Σk=-2N+3||r(k)-Σn=-33w(k-n)f(k,n)||2---(43)]]>以及(3)選擇具有最小矩陣的序列作為最適合發(fā)送的一個。注意如果與w(i)有關(guān)的時間標記小于1或大于N，則它可以用合適的前置碼或后置碼簡單地代替。上述的用于在借助于M(U)和M(V)表示的序列之間進行判定的次最佳判定相應于這種情況，即在圖16的格構(gòu)中只考慮頂上和底下兩個通路。
應當說明，前式中的計算可以通過64狀態(tài)的維特比算法進行。該式和常規(guī)的維特比方程算法的唯一差別在于，該式根據(jù)如圖16中格構(gòu)360所示的時變二進制信號星座，而常規(guī)的維特比方程根據(jù)固定的星座。由上式提供的確定借助于第一定位猝發(fā)誤差可以更迅速地產(chǎn)生，然后只對這些猝發(fā)誤差進行序列估算。在這種情況下，如果并只有當所有下列條件滿足(f)u(k)≠v(k))；(2)u(k＋m)≠v(k＋m)；(3)u(n)＝v(n)，對n＝k－1，…，k－6以及n＝k＋m＋1，…，k＋m＋6；以及(4)在間隔[k，k＋m]內(nèi)，[u(n)，v(n)]對于多于5個連續(xù)的n是不同的，才認為在時間間隔[k，k＋m]內(nèi)已經(jīng)發(fā)生猝發(fā)誤差。按照這一技術(shù)的序列最佳選擇，提供了一種導致改進和減少BER的不同形式的結(jié)果。
現(xiàn)在參見圖13，應當說明，由信道估算器308產(chǎn)生的CIR估算僅僅是維持比均衡器306要求的，而對正向和反向DFE302和304并不必提供。因而，圖13的實施例可被這樣修正，使得信道估算器308不被耦合來提供DFE的CIR估算，雖然這一修正會趨于使雙向均衡器在處理信道的動態(tài)變化方面受些損失，但通過維特均衡器306使用信道估算可以在某種程度上進行補償。不過，如果能得到CIR估算，確實沒有合理的理由不在DFE中使用它們。
雙向判定反饋均衡器中使用的邏輯步驟如圖17所示，流程圖370說明了在雙向判定反饋均衡器300中執(zhí)行的邏輯步驟。由塊372開始，邏輯執(zhí)行塊374，得到接收的數(shù)據(jù)采樣(在被接收的信號被解調(diào)并被數(shù)字化之后)。然后，塊376進行前向判定反饋均衡，從而確定前向中的臨時輸出序列U。在塊378中，被前面DFE302產(chǎn)生的臨時輸出序列U被存儲在臨時緩沖器中，同時在塊380中DSP86(圖5A所示)完成反向DFE。由反向DFE304確定的臨時輸出序列也被存儲在緩沖器中，如塊382所示。DSP86應用維持比算法，從兩個輸出序列U和V中選擇最合適的判定組合，從而確定s(k)。
在塊376中由前向DFE進行的處理的細節(jié)如圖18中的流程圖所示。從塊392開始處理執(zhí)行塊394，DSP86獲得具有增加的時間標數(shù)的新的信道估算。然后，在塊396，獲得其有增加的時間標數(shù)的新的接收信號采樣，即在時間上比前一采樣落后。塊398使用通過信道估算器確定的CIR估算提供前向DFE濾波支路的更新(如果使用；如上所述，正向和反向DFE可以不動態(tài)地修正分支系數(shù)來實現(xiàn)，雖然這一技術(shù)不是最佳的)。
方塊400表示DSP根據(jù)被均衡的信號作出臨時判定。然后在塊402把關(guān)于數(shù)據(jù)符號U的序列的臨時判定移入緩沖器。塊404使新的信道估算和新的接收信號采樣移入臨時緩沖器中存儲。
在判定塊406，進行檢查從而確定當前信號采樣是否代表數(shù)據(jù)幀的結(jié)束，如果不是，則返回塊394，對當前幀獲得新的信道估算。不過，如果已經(jīng)達到幀的末尾，則進入塊408，在“A”使后向判定反饋均衡初始化。
參見圖19，圖中所示為從“A”開始執(zhí)行的反向DFE的流程圖410。在塊412中，對于減少的時間標數(shù)即對于超前的時刻獲得新的信道估算。在塊414，退回一個周期的新接收的信號采樣從存儲它的暫時緩沖器中獲得。在塊416，更新反向DFE濾波支路的系數(shù)(假定信道估算器也向反向DFE提供CIR值)。塊418根據(jù)反向均衡信號作出暫時判定V，然后在塊420將其移入暫時存儲器中。在塊422，新的信道估算被移到DSP中的緩沖器的暫時存儲器中，然后判定塊424估算處理的狀態(tài)，從而確定是否已經(jīng)達到幀的末尾。如果不是，則返回412，如果是，則進行塊426，從而在“B”進行第二級均衡處理中的最后的維特比譯碼。
圖20示出了由“B”繼續(xù)執(zhí)行的流程圖。在塊432得到來自暫時緩沖器的由正向DFE輸出的臨時判定序列U。同樣地，在塊434，DSP調(diào)用由反向DFE得到的臨時判定的暫進緩沖器序列V。在塊436，DSP從其存儲緩沖器中獲得接收的采樣信號的序列和信道估逄序列，使得在塊438中，可以應用維特比算法在序列U和V之間進行選擇從而確定譯碼的數(shù)據(jù)。判定塊440確定是否還有新的幀要被處理，如果有，則返回塊432，否則處理在塊442停止。
恒包絡調(diào)制均衡實際上當前的同時廣播通信系統(tǒng)都使用恒包絡調(diào)制方案；然而，這些系統(tǒng)沒有一個使用自適應均衡以減少多徑信道衰落的影響。因而對于常規(guī)的恒包絡調(diào)制同時廣播通信系統(tǒng)，波特速率限制大約為3000波特。在線性調(diào)制系統(tǒng)中用于自適應均衡的同類技術(shù)也可以用于均衡在恒包絡調(diào)制系統(tǒng)中的接收的RF信號，其中輸入數(shù)據(jù)由圖1C所示的結(jié)構(gòu)的發(fā)送機調(diào)制。
使用恒包絡調(diào)制的主要好處在于，當前同時廣播通信系統(tǒng)已經(jīng)使用采用這類調(diào)制的發(fā)送機。這類RF設備的基礎結(jié)構(gòu)只需要小的修改便可以從本發(fā)明的自適應均衡中得到利益?；旧现挥杏糜诤惆j調(diào)制的接收裝置需要修改就能通過對接收到的信號采用自適應均衡從而實現(xiàn)較高的數(shù)據(jù)速率而得到好處。相反，雖然用線性調(diào)制方法可以實現(xiàn)相當高的通過速率，但它需要替換在已有的同時廣播通信系統(tǒng)中使用的全部發(fā)送機和接收機才能得到這種好處。顯然，恒包絡調(diào)制方案可以只用改變?yōu)榭焖倬€性調(diào)制方案的一部分費用來實現(xiàn)。
雖然本發(fā)明的若干實施例已經(jīng)進行了說明和描述，但應當理解，不脫離本發(fā)明的構(gòu)思，可以作出各種變化和改型。因而，在任何方面都不因所披露的實施例而限制權(quán)利要求的范圍，而保護范圍完全由下面的權(quán)利要求確定。
權(quán)利要求書按照條約第19條的修改1.用于接收由多個被彼此遠距離設置的發(fā)射機發(fā)射的同時廣播信號的接收設備，每個發(fā)射機發(fā)射基本相同的數(shù)據(jù)和彼此是基本同步的，該由每個發(fā)射機發(fā)射的基本相同的數(shù)據(jù)包括多個順序發(fā)送的由將其收集起來代表基本相同的數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)符號序列分散開來的預定參考符號塊，多個預定參考符號塊的每一塊包括至少一個參考符號，所述接收設備包括(a)用于解調(diào)一個接收的信號產(chǎn)生一個解調(diào)信號的解調(diào)裝置，所述接收的信號時時對應于所述多個發(fā)射機的至少兩個發(fā)射機發(fā)射的信號之和，所述信號的所述之和在所述至少兩個發(fā)射機和所述接收設備之間經(jīng)受不同的傳播時間；和(b)用于接收所述解調(diào)的信號而連接的自適應均衡器，所述自適應均衡器包括處理器裝置，用于按照多個均勻衡系數(shù)自適應地處理解調(diào)的信號，產(chǎn)生一個包括曾被多個發(fā)射機發(fā)射的數(shù)據(jù)的已處理的信號，所述處理器裝置包括用于周期地更新所述多個均衡系數(shù)以補償多個接收信號惡化源中至少一個的裝置，該接收信號惡化源包括(i)多徑衰落；(ii)來自至少兩個發(fā)射機的發(fā)射信號到每個所述接收設備的傳播時間的不同；(iii)接收設備的移動；(iv)發(fā)射信號的頻率的不同；和
(v)多個發(fā)射機之間缺乏同步；所述用于周期地更新所述多個均衡系數(shù)的裝置響應于至少一個參考符號的所述塊的所述參考符號和完全根據(jù)一個或多個所述參考符號，提供所述多個均衡系數(shù)的每個更新組。
2.權(quán)利要求1的接收設備，其中所述處理裝置包括用于為每個預定參考符號的所述塊的至少一個參考符號提供一個估算的信道脈沖響應的裝置和其中所述更新所述多個均衡系數(shù)的裝置響應于每個至少一個參考符號的所述塊提供所述多個均衡系數(shù)的至少一個更新組；所述用于更新所述多個均衡系數(shù)的裝置在至少一個參考符號的兩個連續(xù)塊之間的每個時間周期期間提供更新的均衡系數(shù)的至少一個附加組，提供在所述至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊之間的每組所述更新的均衡系數(shù)是由在限定至少一個參考符號的所述兩個連續(xù)的塊之間的所述時間周期的至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊的每一個的至少一個估算的信道響應內(nèi)插確定的。
3.權(quán)利要求2的接收設備，其中在至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊之間的時間周期期間由于建立估算系數(shù)的內(nèi)插是根據(jù)下列信道特征的至少一個多普勒衰落頻率，從所述至少兩個發(fā)射機的接收信號的相對信號強度，從所述至少兩個發(fā)射機的接收信號之間的傳播延遲差，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的頻率偏移和從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號的信噪比。
4.權(quán)利要求3的接收設備，其中用于在所述至少一個參考符號的連續(xù)塊之間建立估算系數(shù)的內(nèi)插是相對于在至少一個參考符號的所述兩個連續(xù)塊之間的所述時間周期中每個數(shù)據(jù)符號執(zhí)行的。
5.權(quán)利要求1的接收設備，其中由所述多個發(fā)射機的每個發(fā)射的所述同時廣播信號是利用所述基本相同的數(shù)據(jù)線性調(diào)制的和所述接收設備的所述解調(diào)裝置包括用于解調(diào)線性調(diào)制信號的裝置。
6.權(quán)利要求5的接收設備，其中所述處理器裝置包括用于為每個預定參考符號的所述塊的至少一個參考符號提供一個估算的信道脈沖響應的裝置和其中所述更新所述多個均衡系數(shù)的裝置響應于至少一個參考符號的每個所述塊提供所述多個均衡系數(shù)的至少一個更新組；所述用于更新所述多個均衡系數(shù)的裝置在至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊之間的每個時間周期期間提供更新的均衡系數(shù)的至少一個附加組，提供在所述至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊之間的每組所述更新的均衡系數(shù)是由在限定至少一個參考符號的所述兩個連續(xù)的塊之間的所述時間周期的至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊的每一個的至少一個信道估算的信道響應內(nèi)插確定的。
7.權(quán)利要求2的接收設備，其中在至少一個參考符號的兩個連續(xù)的塊之間的時間周期期間用于建立估算系數(shù)的內(nèi)插是根據(jù)止列信道特征的至少一個多普勒衰落頻率，從所述至少兩個發(fā)射機的接收信號的相對信號強度，從所述至少兩個發(fā)射機的接收信號之間的傳播延遲差，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的頻率偏移和從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號的信噪比。
8.權(quán)利要求3的接收設備，其中用于在所述至少一個參考符號的連續(xù)塊之間建立估算系數(shù)的內(nèi)插是相對于在至少一個參考符號的所述兩個連續(xù)塊之間的所述時間周期中每個數(shù)據(jù)符號執(zhí)行的。
9.權(quán)利要求1的接收設備還包括模數(shù)轉(zhuǎn)換裝置，用于將所述解調(diào)的信號轉(zhuǎn)換為一個周期地采樣信號序列r(-j)、……r(-1)、r(o)、r(1)、……，r(k)，其中第k次采樣值可以在數(shù)學上表示為r(k)=n(k)+Σk=-∞∞s(k-n)h(k,n)]]>其中{H(k)}＝…，h(k，-1)，h(k，0)，h(k，1)，h(k，n)，……表示在所述采樣信號序列的第k個信號的時間上接收信號的離散時間信道脈沖響應，s(k-n)表示對應于所述采磁信號序列第k個信號的時間上的發(fā)射信號，n(k)表示所述接收信號的噪聲分置；并且其中所述處理器裝置用于自適應地處理所述解調(diào)的信號，提供一個信號S‾(k)=Σn-jka(k,n)r(k,n)]]>作為包括由多個發(fā)射機發(fā)射的數(shù)據(jù)的所述已處理的信號的一個估算值，其中求和極限(-j、k)定義了被用于每個估算值S(k)的確定的所述采樣信號序列中信號的數(shù)目，a(k，n)代表了所述多個均衡系數(shù)。
10.權(quán)利要求9的接收設備，其中所述自適應均衡器的處理器裝置包括用于分離所述采樣的信號序列信號的裝置，該序列代表來自所述代表數(shù)據(jù)符號序列采樣信號序列的所述多個預定參考符號塊；并且其中所述代表多個預定參考符號塊的信號被所述處理器裝置用于所述各均衡系數(shù)的所述周期性地更新。
11.權(quán)利要求10的接收設備，其中所述自適應均衡器的所述處理器為每個代表所述各參考信號塊之一的所述采樣信號序列確定估算的信道脈沖響應，當所述采樣信號序列的第k個信號對應于所述數(shù)據(jù)符號序列之一的數(shù)據(jù)符號時，一個或多個所述估算的信道脈沖響應被所述處理器裝置所用于周期性地更新決定所述信號S(k)的所述均衡系數(shù)。
12.權(quán)利要求11的接收設備，其中當所述采樣信號序列的第k個信號對應于所述數(shù)據(jù)符號序列之一的數(shù)據(jù)符號時，多個所述估算的信道脈沖響應被用于周期地更新所述均衡系數(shù)以便所述信號S(k)的確定，所述多個估算的信道脈沖響應的一部分是用于所述第k個信號之前的所述接收參考符號塊的信道脈沖響應，并且所述估算的信道脈沖響應的一部分是所述第k個信號之后的所述接收參考符號塊的信道脈沖響應。
13.權(quán)利要求12的接收設備，其中所述自適應均衡器的處理器裝置確定各更新的估算系數(shù)，以便通過多個所述估算的信道脈沖響應的內(nèi)插值確定所述信號S(k)。
14.權(quán)利要求13的接收設備，其中當所述采樣信號序列的第k個信號對應于一個數(shù)據(jù)符號時，確定更新的估算系數(shù)的內(nèi)插值是根據(jù)下列信道特性的至少一個決定的多普勒衰減頻率，從所述至少兩個發(fā)射機發(fā)收的信號的相對信號強度，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的傳播延遲差，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的頻率偏移和從至少兩個發(fā)射機接收的信號的信噪比。
15.權(quán)利要求14的接收設備，其中用于確定更新的估算系數(shù)的內(nèi)插值是相對于對應一個數(shù)據(jù)符號的所述信號序列的每個第k個信號計算的。
16.權(quán)利要求11的接收設備，其中由所述多個發(fā)射機的每個發(fā)射的同時廣播信號是利用所述基本相同的數(shù)據(jù)線性調(diào)制的并且所述接收設備的解調(diào)裝置包括用于解調(diào)線性調(diào)制信號的裝置。
17.權(quán)利要求16的接收設備，其中當所述采樣信號序列的第k個信號對應于所述數(shù)據(jù)符號序列之一的數(shù)據(jù)符號時，多個所述估算的信道脈沖響應被用于周期性地更新所述均衡系數(shù)以便所述信號S(k)的確定，所述多個估算的信道脈沖響應的一部分是用于所述第k個信號之前的所述接收參考符號塊的信道脈沖響應并且所述估算的信道脈沖響應的一部分是所述第k個信號之后的所述接收參考符號塊的信道脈沖響應。
18.權(quán)利要求17的接收設備，其中所述自適應均衡器的處理器裝置確定各更新的估算系數(shù)，以便通過所述多個估算的信道脈沖響應的內(nèi)插值確定所述信號S(k)。
19.權(quán)利要求18的接收設備，其中當所述采樣信號序列的第k個信號對應于一個數(shù)據(jù)符號時，確定更新的估算系數(shù)的內(nèi)插值是根據(jù)下列信道特性的至少一個決定的；多普勒衰減頻率，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號的相對信號強度，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的傳播延遲差，從所述至少兩個發(fā)射機接收的信號之間的頻率偏移和從至少兩個發(fā)射機接收的信號的信噪比。
20.權(quán)利要求19的接收設備，其中用于確定更新的估算系數(shù)的內(nèi)插值是相對于對應一個數(shù)據(jù)符號的所述信號序列的每個第k個信號計算的。
21.用于在無線接收機中處理解調(diào)的信號使發(fā)送數(shù)據(jù)恢復的設備，所述設備包括第一和第二判定反饋均衡器，每個所述第一和第二判定反饋均衡器被連接用于接收解調(diào)的信號，所述第一判定反饋均衡器響應于第一組估算系數(shù)，所述第一判定反饋均衡器順序地處理在相對于信號接收的時間的正向的所述解調(diào)的信號，提供第一已均衡的輸出信號；所述第二判定反饋均衡器響應于第二組估算系數(shù)，所述第二判定反饋均衡器順序地處理在相對于信號接收時間的反向的所述解調(diào)信號，提供第二已均衡的輸出信號；并且用于按照所述設備的輸出選擇最近似于發(fā)射數(shù)據(jù)的所述第一和第二已均衡的輸出信號之一的裝置，所述用于選擇第一和第二已均衡的輸出信號之一的裝置包括用于選擇最近似于對應由多個同時廣播發(fā)射機發(fā)射到所述無線接收機的數(shù)據(jù)的所述第一和第二輸出信號之一的裝置。
22.權(quán)利要求21的設備，其中所述用于選擇所述第一和第二已均衡輸出信號之一作為所述設備的輸出的裝置是維持比解碼器。
23.權(quán)利要求21的設備，其中所述用于選擇所述第一和第二已均衡的輸出信號之一的裝置響應于第三組估算系數(shù)，并且其中所述設備還包括具有一個輸入耦合用于接收所述解調(diào)的信號的信道估算器，所述信道估算器處理所述解調(diào)的信號提供一個信道脈沖響應的估算；所述信道估算器周期性地提供由所述信道脈沖響應確定的更新的各組所述第三估算系數(shù)到所述的裝備，用于選擇一個或選擇所述第一和第二已均衡的輸出信號作為所述設備的輸出。
24.權(quán)利要求23的設備，其中所述信道估算器還提供更新的各組所述第一和第二估算系數(shù)到所述第一和第二判定反饋均衡器。
25.權(quán)利要求23的設備，其中所述用于選擇所述第一和第二已均衡的信號之一作為所述設備的輸出的裝置是維持比解碼器。
26.權(quán)利要求25的設備，其中所述信道估算器提供更新的各組所述第一和第二估算系數(shù)到所述第一和第二判定反饋均衡器。
27.權(quán)利要求23的設備，其中解調(diào)的信號是包括多個數(shù)據(jù)幀的發(fā)送數(shù)據(jù)的代表，每個數(shù)據(jù)幀包括N個數(shù)據(jù)符號，并且其中(a)所述第一判定反饋均衡器提供的對應于〔U〕＝{u(1)、u(2)、……u(N)}的信號序列形式的所述第一已均衡的輸出信號；(b)所述第二判決反饋均衡器提供的對應于〔V〕＝{v(1)、v(2)、……v(N)}的信號序列形式的所述第二已均衡在輸出信號；(c)所述用于選擇最近似地對應于發(fā)送數(shù)據(jù)的所述第一和第二已均衡的輸出信號之一到所述接收機的裝置包括用于選擇使解調(diào)的接收信號p＝……，p(-1)、p(0)、r(1)，……與第一和第二已均衡的信號之間的均方差為最小的所述信號序列〔U〕和〔V〕之一的裝置，所述第一已均衡的輸出信號由下式定義Σn=-mmu(k-n)f(k,n)]]>和所述第二已均衡的輸出信號由下定義Σn=-mmv(k-n)f(k,n)]]>其中m是一個預定的整數(shù)，f(k，n)是所述解調(diào)的接收信號的第k個信號元素的估算信道脈沖響應，最小均方差的所述信號序列〔U〕和〔V〕之一是按照最近似地對應于發(fā)送到所述接收機的數(shù)據(jù)來選擇的。
28.權(quán)利要求27的設備，其中所述信道估算器還提供更新的各組所述第一和第二估算系數(shù)到所述第一和第二判定反饋均衡器。
29.權(quán)利要求23的設備，其中解調(diào)的信號是包括多個數(shù)據(jù)幀，每個數(shù)據(jù)幀包括N個數(shù)據(jù)符號的發(fā)射的數(shù)據(jù)的表示，并且其中(a)所述第一判定反饋均衡器提供以對應于〔U〕＝{u(1)、u(2)、……u(N)}的信號序列形式的所述第一已均衡的輸出信號；(b)所述第二判定反饋均衡器提供以對應于〔V〕＝{v(1)、(2)、……v(N〕}的信號序列形式的所述第二已均衡的輸出信號；(c)所述用于選擇最近似地對應于發(fā)射的數(shù)據(jù)的所述第一和第二已均衡的輸出信號之一到所述接收機的裝置包括用于對所述信號序列〔U〕和〔V〕確定所有可能的N長度序列和用于提供最近似地對應發(fā)射到所述接收機的數(shù)據(jù)的裝置，最低值的N長度序列M(w)表示為M(W)=ΣK-aN+b||r(k)-Σn=-mmw(k-n)f(k,n)||2]]>其中a、b和m是預定整數(shù)，r(k)表示代表所述解調(diào)的接收信號的周期性信號序列的第k個信號元素，f(k、n)是所述周期性信號序列的所述第k個信號元素的估算的信道脈沖響應。
30.權(quán)利要求27的設備，其中所述信道估算器還提供更新的各組第一和第二估算系數(shù)到所述第一和第二判定反饋均衡器。
31.一種用于恢復同時廣播信號數(shù)據(jù)的信號處理方法，該同時廣播信號是由多個發(fā)射機發(fā)射到接收機的，每個發(fā)射機同步地發(fā)射信息已編碼為多個信號幀的方式的已調(diào)制信號，每個信號幀包括一個前置塊、一個包括N個數(shù)據(jù)位的數(shù)據(jù)塊和一個后置塊，所述方法在包括數(shù)據(jù)信號處理器及相連的存儲器的接收機中是可執(zhí)行的，所述方法包括利用所述接收機解調(diào)接收的同時廣播信號；周期地采樣所述解調(diào)的信號，提供一個所述解調(diào)的接收信號的信號序列表示；處理所述解調(diào)的接收信號的信號序列表示，提供一個近似地對應于同時廣播信號的N個數(shù)據(jù)位序列的第一信號序列到所述接收機，所述解調(diào)的接收信號的信號序列表示的處理包括在相對于信號接收時間的正向的判定反饋均衡處理；處理所述解調(diào)的接收信號的信號序列表示，提供一個近似地對應于同時廣播信號的N個數(shù)據(jù)位序列的第二信號序列到所述接收機，所述解調(diào)的接收信號的信號序列表示的處理包括在相對于信號接收時間的反向的判定反饋均衡處理；通過確定所述第一和第二信號序列的哪一個最近似地對應于所述N個數(shù)據(jù)位，選擇近似地對應所述發(fā)射信號的N個數(shù)據(jù)位的所述第一或第二序列之一。
32.權(quán)利要求31的信號處理，其中所述選擇所述信號之一的步驟包括按照維特比算法的第一和第二序列的第一和第二處理。
33.一種用于接收由多個發(fā)散設置的基地臺發(fā)射的同時廣播信號的信號處理方法，由每個基地臺發(fā)射的同時廣播信號是由多個數(shù)據(jù)符號序列調(diào)制的，這些數(shù)據(jù)符號序列是被從所述各基地臺向一個或多個同時接收多于一個廣播信號的接收機傳送的信息代表，該數(shù)據(jù)符號序列被導頻符號塊分散開，所述信號處理方法是由用于恢復從所述各基地臺向所述接收機傳送信息的一個或多個接收機執(zhí)行的，包括以下步驟(a)解調(diào)從所述一個或多個基地臺接收的信號；(b)處理由所述解調(diào)的步驟提供的信號，從所述分散的數(shù)據(jù)符號序列中分離每個所述導頻符號塊；(c)處理所述導頻符號塊，提供估算的信道脈沖響應，每個所述估算的信道脈沖響應是單獨地根據(jù)所述各導頻符號塊的不同的一個決定的；并且(d)利用具有完全根據(jù)所述信道脈沖響應確定的信號轉(zhuǎn)換特性的自適應均衡器處理所述數(shù)據(jù)符號的所述分散的序列。
34.權(quán)利要求33的信號處理方法，其中所述為被接收的信號提供估算的信道脈沖響應的步驟包括在一個存儲器中存儲對應于多個順序接收導頻符號塊的多個信道脈沖響應的步驟；而且其中所述處理所述數(shù)據(jù)符號的序列的步驟包括通過內(nèi)插值存儲在存儲器中的所述多個信道脈沖響應建立所述自適應均衡器的所述信號轉(zhuǎn)換特性的步驟。
35.權(quán)利要求34的信號處理方法，其中所述多個信道脈沖響應等于至少為2的整數(shù)k，具有對應于在所述處理數(shù)據(jù)符號的步驟中正在接收的要被處理的數(shù)據(jù)符號塊之前接收的所述導頻符號塊的所述存儲信道脈沖響應的k/2和對應于在所述處理數(shù)據(jù)符號的步驟中要被處理的數(shù)據(jù)符號塊之后接收的導頻符號的所述信道脈沖響應的k/2；以及其中建立所述自適應均衡器的信號轉(zhuǎn)換特性包括所述k個信道脈沖響應的內(nèi)插值。
36.在同時廣播系統(tǒng)中用于從多個基地臺傳送數(shù)據(jù)到一個接收設備的方法，所述方法包括以下步驟
(a)從每個所述基地臺發(fā)送利用多個導頻符號塊分散的多個數(shù)據(jù)符號序列調(diào)制的信號，每個所述數(shù)據(jù)符號的序列是所述被傳送到所述接收設備的所述數(shù)據(jù)的一部分的代表，每個所述導頻符號塊包括至少一個預定導頻符號；(b)解調(diào)在該接收設備的接收信號產(chǎn)生一個解調(diào)的信號，所述接收的信號時時對應于由至少兩個所述基地臺發(fā)送的信號之和；(c)處理所述解調(diào)的信號，從所述數(shù)據(jù)符號序列之前的導頻符號塊和從所述數(shù)據(jù)符號序列之后的導頻符號塊中分離數(shù)據(jù)符號的每個序列；(d)用至少等于k的時間間隔延遲一個正在被處理的所述數(shù)據(jù)符號序列，其中k是連續(xù)的各導頻符號塊之間的時間周期的正整數(shù)倍并且至少為2；(e)處理每個所述導頻符號塊，提供對于在接收所述延遲的數(shù)據(jù)符號序列之前接收的k/2導頻符號塊的連續(xù)塊的在接收所述延遲的數(shù)據(jù)符號序列之后接收的k/2導頻符號塊的連續(xù)塊的估算的信道脈沖響應；(f)處理k個估算的信道脈沖響應提供一個信道脈沖響應的內(nèi)插值；另外(g)利用所述信道脈沖響應的內(nèi)插值處理延遲的數(shù)據(jù)符號序列。
37.權(quán)利要求36的方法還包括周期地采樣所述解調(diào)的信號，提供一個采樣的信號序列r(-i)、……，r(-1)、r(0)、r(1)、……r(k)并且其中所述處理所述數(shù)據(jù)符號的延遲的序列的每個數(shù)據(jù)符號的步驟包括
(a)確定正在被傳送數(shù)據(jù)的一部分的估算S(k)，所述估算S(k)由下式表示S‾(k)=Σn=-jka(k,n)r(k,n)]]>其中，a(k、n)是對于所述采樣信號序列的第k個的一組(J＋K＋1)均衡系數(shù)；(b)處理所述估算S(k)提供近似地對應于由多個基地臺發(fā)射數(shù)據(jù)的一個信號S(k)；(c)確定所述信號S(k)與S(k)之間的差；以及(d)更新所述一組均衡系數(shù)，使所述信號S(k)與S(k)之間所述的差最小。
權(quán)利要求
1.一種用于從多個基站向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的同時廣播通信系統(tǒng)，包括(a)位于每個基站的多個發(fā)送機，每個發(fā)送機被提供以基本相同的向接收裝置發(fā)送的數(shù)據(jù)，所述多個發(fā)送機在基本相同的時間向所述接收裝置發(fā)送所述數(shù)據(jù)，多個發(fā)送機中的每個包括線性調(diào)制裝置，用來根據(jù)要被發(fā)送的數(shù)據(jù)線性地調(diào)制直接向接收裝置發(fā)送的信號的相位和幅值；(b)所述接收裝置包括線性解調(diào)裝置，用來解調(diào)接收到的信號從而產(chǎn)生調(diào)制信號，同時，相應于來自至少兩個發(fā)送機的發(fā)送信號之和的所述被接收信號，當被接收裝置接收時，在所述至少兩個發(fā)送機之間具有傳播時間差；(c)所述接收裝置還包括補償裝置，用來補償所述接收信號，使得減小多徑衰落信道的動態(tài)改變的脈沖響應的影響，所述脈沖響應決定接收信號的質(zhì)量；(d)所述補償裝置包括用來補償多個影響接收信號的劣化源中至少一個的裝置，包括(i)多徑衰落；(ii)從至少兩個發(fā)送機發(fā)送的信號到達接收裝置時發(fā)生的傳播時間差；(iii)接收裝置的運動；(iv)被發(fā)送信號的頻率差；以及(v)多個發(fā)送機在發(fā)送被發(fā)送的信號時之間的不同步，所述裝置用來補償，借以使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收到的信號中恢復。
2.如權(quán)利要求1的同時廣播通信系統(tǒng)，其中補償裝置包括自適應均衡器。
3.如權(quán)利要求2的同時廣播通信系統(tǒng)，其中自適應均衡器包括判定反饋裝置，用來確定接收信號中的誤差，并根據(jù)此誤差動態(tài)地自適應地糾正接收到的信號從而減小誤差以便使發(fā)送的數(shù)據(jù)恢復。
4.如權(quán)利要求2的同時廣播通信系統(tǒng)，其中自適應的均衡器包括(a)處理器裝置，用來根據(jù)多個均衡系數(shù)自適應地處理解調(diào)的信號，從而產(chǎn)生包括從多個發(fā)送機發(fā)送的數(shù)據(jù)符號的處理信號；(b)判定裝置，和處理的裝置耦合，接收處理信號，用來產(chǎn)生代表處理信號中的數(shù)據(jù)符號的信號；(c)誤差確定裝置，和處理器裝置耦合，接收處理信號，并和判定裝置耦合，接收所述代表數(shù)據(jù)符號的信號，用來借助于根據(jù)所述信號和處理信號代表的數(shù)據(jù)符號之間的差，確定誤差信號；(d)所述處理器裝置包括用來根據(jù)誤差信號更新多個均衡系數(shù)，從而基本上消除被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號和處理信號中的數(shù)據(jù)符號之間的差；以及(e)譯碼器裝置，和處理器裝置耦合，接收處理信號，用來譯碼處理信號從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
5.如權(quán)利要求1的同時廣播通信系統(tǒng)，其中從多個發(fā)送機的每個中發(fā)送的信號包括預定參考符號的多個塊，每個塊包括至少一個參考符號，所述多個塊插入有被發(fā)送的數(shù)據(jù)，并且其中在接收裝置中的補償裝置包括處理裝置，用來處理解調(diào)信號從而從被接收的數(shù)據(jù)中分離出塊，并根據(jù)被接收的參考符號和被多個發(fā)送機中的每個發(fā)送的預定的參考符號之間的差，自適應地動態(tài)地補償接收信號中的劣化，從而從接收的數(shù)據(jù)中恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)。
6.如權(quán)利要求1的同時廣播通信系統(tǒng)，其中被發(fā)送的信號包括代表要被發(fā)送的數(shù)據(jù)的多個符號，并且其中在接收裝置中的補償裝置包括用于估算接收信號的信道脈沖響應的裝置，以及用來根據(jù)估算的信道脈沖響應確定發(fā)送的最合適的符號序列，從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)的裝置。
7.如權(quán)利要求6的同時廣播通信系統(tǒng)，其中用來確定發(fā)送的最近似的符號序列的裝置包括使用由估算的信道脈沖響應確定的均衡器系數(shù)的判定反饋均衡器。
8.如權(quán)利要求7的同時廣播通信系統(tǒng)，其中的判定反饋均衡器是雙向的，具有兩個信道，并且包括用來選擇判定反饋均衡器的一個信道的判定裝置。
9.如權(quán)利要求8的同時廣播通信系統(tǒng)，其中判定裝置包括維特比譯碼器。
10.如權(quán)利要求6的同時廣播通信系統(tǒng)，其中用于確定發(fā)送的最合適的符號序列的裝置包括維特比譯碼器。
11.如權(quán)利要求6的同時廣播通信系統(tǒng)，其中用于確定最合適的符號序列的裝置包括減少的復雜性的序列估算器。
12.一種用于從幾個基站向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的同時廣播系統(tǒng)，包括(a)位于每個基站的多個發(fā)送機，每個發(fā)送機被提供給相同的數(shù)據(jù)向接收裝置發(fā)送，所述多個發(fā)送機在同一時間向所述接收裝置發(fā)送所述數(shù)據(jù)，多個發(fā)送機中的每一個包括線性調(diào)制裝置，用來以恒包絡調(diào)制數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生旨在由接收裝置接收的發(fā)送信號；(b)所述接收裝置包括解調(diào)裝置，用來解調(diào)被接收的信號從而產(chǎn)生解調(diào)信號，通常相應于來自至少兩個發(fā)送機的發(fā)送信號之和的所述接收信號當被接收裝置接收時，經(jīng)受在所述至少兩個發(fā)送機之間的傳播時間差；(c)所述接收裝置還包括補償裝置，用來補償所述接收信號，從而減小由多徑衰落信號的動態(tài)改變的脈沖響應對接收信號的影響，所述脈沖響應代表多徑信道中的畸變程度；(d)所述補償裝置包括用來補償影響接收信號的多個劣化源中至少一個的裝置，其中包括(i)多徑衰落；(ii)從至少兩個發(fā)送機發(fā)送的信號到達接收裝置的傳播時間差；(iii)接收裝置的運動；(iv)發(fā)送信號的頻率差；以及(v)多個發(fā)送機之間在發(fā)送被發(fā)送的信號時的不同步，所述裝置用來補償，借以使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收到的信號中恢復。
13.如權(quán)利要求12的同時廣播通信系統(tǒng)，其中所述補償裝置包括自適應均衡器裝置，用來確定接收信號中的誤差，并根據(jù)這一誤差自適應地且動態(tài)地校正接收信號使誤差減到最小，從而使發(fā)送的數(shù)據(jù)恢復。
14.如權(quán)利要求13的同時廣播通信系統(tǒng)，其中發(fā)送的信號包括代表被發(fā)送的數(shù)據(jù)的多個符號，并且其中在接收裝置中的補償裝置包括用來為接收信號估算信道脈沖響應的裝置，以及用來確定被發(fā)送的最合適的符號序列以便恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)的裝置。
15.一種用于同時廣播系統(tǒng)中從多個基站向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的方法，包括下列步驟(a)從多個不同的地點在相同的時間向接收裝置線性地調(diào)制和發(fā)送相同的數(shù)據(jù)；(b)解調(diào)接收裝置收到的數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生解調(diào)信號，所述接收信號時常對應于從至少兩個地點的發(fā)送的信號之和，當被接收裝置接收時，經(jīng)受由發(fā)送信號在所述至少兩個地點和接收裝置之間傳送引起的傳播時間差；以及(c)對供被發(fā)送信號從多個地點傳播的多徑衰落信道的信道脈沖響應中的變化進行動態(tài)補償，所述信道脈沖響應決定接收信號的質(zhì)量，所述補償步驟包括用來補償接收信號中多個劣化源中至少一個的步驟，包括(i)多徑衰落(ii)被發(fā)送信號從至少兩個地點到達接收裝置的傳播時間差；(iii)接收裝置的運動；(iv)發(fā)送信號的頻率差；以及(v)多個地點之間在發(fā)送被發(fā)送的信號時不同步；所述補償步驟能使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收信號中恢復。
16.如權(quán)利要求15的方法，其中補償步驟包括確定接收信號中的誤差的步驟，并根據(jù)該誤差自適應地動態(tài)地校正接收信號以便使誤差減到最小，借以使被發(fā)送的數(shù)據(jù)得以恢復。
17.如權(quán)利要求15的方法，其中動態(tài)補償步驟包括下述步驟(a)根據(jù)多個均衡系數(shù)，自適應地處理解調(diào)信號，從而產(chǎn)生包括被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號的處理信號；(b)產(chǎn)生代表處理信號中的數(shù)據(jù)符號的信號；(c)根據(jù)由所述信號表示的數(shù)據(jù)符號和所述處理信號表示的數(shù)據(jù)符號之間的差確定誤差信號；(d)根據(jù)誤差信號更新多個均衡系數(shù)，從而消除被發(fā)送的數(shù)據(jù)符號和處理信號中的數(shù)據(jù)符號之間的差；以及(e)譯碼處理信號從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
18.如權(quán)利要求15的方法，還包括下列步驟(a)發(fā)送多個預定參考符號的塊，每個塊包括至少一個參考符號；以及(b)在所述多個參考符號的塊中插入被發(fā)送的數(shù)據(jù)。
19.如權(quán)利要求18的方法，其中補償步驟包括下列步驟(a)處理被調(diào)制過的信號從而使預定參考符號塊和所述數(shù)據(jù)分離；以及(b)根據(jù)被接收的參考符號和從多個地點發(fā)送的預定的參考符號之間的差自適應地且動態(tài)地補償接收信號中的劣化，從而恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)。
20.如權(quán)利要求15的方法，其中被發(fā)送的信號包括代表數(shù)據(jù)的多個符號，并且其中處理步驟包括以下步驟(a)估算對于接收信號的信道脈沖響應；(b)確定被發(fā)送的最合適的符號序列從而恢復數(shù)據(jù)。
21.如權(quán)利要求20的方法，其中確定序列的步驟包括提供具有由估算的信道脈沖響應確定的均衡器系數(shù)的判定反饋均衡器的步驟。
22.如權(quán)利要求21的方法，其中判定反饋均衡器是雙向的，還包括選擇判定反饋均衡器的信道的步驟。
23.如權(quán)利要求22的方法，其中選擇信道的步驟包括提供維特比譯碼器從而選擇信道的步驟。
24.如權(quán)利要求20的方法，其中確定序列的步驟包括用維持比譯碼器處理解調(diào)信號從而恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)的步驟。
25.如權(quán)利要求20的方法，其中確定序列的步驟包括用被減小的復雜性的序列估算器處理調(diào)制信號從而恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)的步驟。
26.一種用于同時廣播通信系統(tǒng)中從多個基站向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的方法，包括下列步驟(a)使用恒包絡調(diào)制，從多個不同的地點同時向接收裝置調(diào)制和發(fā)送相同的數(shù)據(jù)，每個地點位于不同的基站內(nèi)；(b)在接收裝置中解調(diào)被接收到的信號，從而產(chǎn)生解調(diào)信號，所述被接收到的信號通常相應于從至少兩個地點發(fā)送的信號之和，當被接收裝置接收時，經(jīng)受在所述至少兩個地點和接收裝置之間的傳播時間差；以及(c)補償從多個地點傳播被發(fā)送的信號的多徑衰落信道中的信道脈沖響應的動態(tài)變化，所述信道脈沖響應決定接收信號的畸變程度，所述補償步驟包括用來補償接收信號中多個誤差源中的至少一個的步驟，誤差源包括(i)多徑衰落；(ii)從至少兩個地點發(fā)送的信號到達接收裝置的傳播時間差；(iii)接收裝置的運動；(iv)發(fā)送信號的頻率差；以及(v)多個地點之間在發(fā)送被發(fā)送信號時的不同步；借以使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收信號中恢復。
27.如權(quán)利要求26的方法，其中補償步驟包括確定解調(diào)信號中的誤差的步驟，并根據(jù)所述誤差自適應地動態(tài)地校正接收信號，從而使誤差最小，借以使被發(fā)送的數(shù)據(jù)恢復。
28.如權(quán)利要求26的方法，其中被發(fā)送的信號包括代表要被發(fā)送的數(shù)據(jù)的多個符號，并且其中補償步驟包括下列步驟(a)對于接收信號估算信道脈沖響應；(b)確定被發(fā)送的最合適的符號序列，從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
29.一種用于無線電接收機中的用于處理解調(diào)信號從而恢復被發(fā)送的數(shù)據(jù)的裝置，包括(a)第一級均衡器，具有耦合于解調(diào)信號的輸入和兩個輸出，所述第一級均衡器處理解調(diào)信號，從而產(chǎn)生正反均衡輸出信號，兩個輸出之一提供正向均衡輸出信號，所述輸出中的另一個提供反向均衡輸出信號；(b)信道估算器，具有被耦合用來接收調(diào)制信號的輸入，以及提供根據(jù)包括解調(diào)信號的符號而確定的信道脈沖響應估算的輸出；(c)第二級均衡器，具有耦連于第一級均衡器的輸出和信道估算器輸出的輸入，以及用來提供譯碼數(shù)據(jù)的輸出，所述第二級均衡器根據(jù)信道脈沖響應估算在正向和反向均衡輸出信號之間進行選擇，并對所選擇的所述正向反向均衡信號之一進行譯碼，從而產(chǎn)生譯碼數(shù)據(jù)信號。
30.如權(quán)利要求29的裝置，其中第一級均衡器包括雙向判定反饋均衡器。
31.如權(quán)利要求29的裝置，其中第二級均衡器包括維特比譯碼器。
32.如權(quán)利要求29的裝置，其中第二級均衡器包括被減小了復雜性的序列估算器；
33.如權(quán)利要求29的裝置，其中第一級均衡器包括信道估算輸入并且其中的信道估算器的輸出耦合于第一級均衡器的信道估算輸入，所述第一級均衡器使用信道估算確定正反向均衡的輸出信號。
34.一種處理解調(diào)信號從而從解調(diào)信號中恢復數(shù)據(jù)的方法，包括下列步驟(a)處理解調(diào)信號從而產(chǎn)生正向和反向均衡輸出信號；(b)根據(jù)包括解調(diào)信號的符號提供信道脈沖響應估算；(c)根據(jù)信道脈沖響應估算在正向和反向均衡輸出信號之間進行選擇；以及(d)對所選擇的正向和反向均衡信號中的一個進行譯碼，從而產(chǎn)生譯碼數(shù)據(jù)信號。
35.如權(quán)利要求34的方法，其中在正向反向均衡輸出信號之間選擇的步驟包括對正反向均衡信號進行維特比譯碼從而產(chǎn)生譯碼數(shù)據(jù)信號的步驟。
36.如權(quán)利要求34的方法，其中提供信道脈沖響應的步驟包括在特定時刻確定信道脈沖響應并在特定時刻之間進行內(nèi)插從而確定信道脈沖響應輸出估算的步驟。
37.如權(quán)利要求34的方法，其中處理被調(diào)制過的信號的步驟包括使用信道脈沖響應估算從而產(chǎn)生正反均衡輸出信號的步驟。
38.一種用于從多個基站中向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的同時廣播通信系統(tǒng)，包括(a)位于多個基站的多個發(fā)送機，每個發(fā)送機被供給相同的數(shù)據(jù)向接收裝置發(fā)送，所述多個發(fā)送機同時向所述接收裝置發(fā)送所述數(shù)據(jù)，多個發(fā)送機中的每個包括線性調(diào)制裝置，用來根據(jù)要被傳送的數(shù)據(jù)線性地調(diào)制被發(fā)送信號的相位和幅值；(b)所述接收裝置包括線性解調(diào)裝置，用來解調(diào)接收的信號從而產(chǎn)生解調(diào)信號，所述接收信號時常相應于從至少兩個發(fā)送機發(fā)送的信號之和，當被接收裝置接收時，經(jīng)受在所述至少兩個發(fā)送機之間的傳播時間差；(c)所述接收裝置還包括補償裝置，用來補償接收的信號，從而減小多徑衰落信道的動態(tài)變化對脈沖響應的影響，所述脈沖響應決定著接收信號的質(zhì)量，并至少部分地受所述至少兩個發(fā)送機之間的傳播時間差的影響，借以使所述用于補償?shù)难b置能夠使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收信號中恢復。
39.一種用于向接收裝置傳送數(shù)據(jù)的通信系統(tǒng)，包括(a)至少一個發(fā)送機，它被供以向接收裝置發(fā)送的數(shù)據(jù)，并且包括用來調(diào)制數(shù)據(jù)從而產(chǎn)生發(fā)送信號的線性調(diào)制裝置；(b)接收裝置，它包括數(shù)字信號處理器，它被耦合以便接收發(fā)送的信號作為接收信號，所述數(shù)字信號處理器包括用來解調(diào)接收的信號從而產(chǎn)生解調(diào)信號的裝置，所述接收信號經(jīng)受多徑劣化；(c)所述數(shù)字信號處理器還包括補償裝置，用來如此補償接收信號，使得把多徑衰落信道的動態(tài)改變的脈沖響應對接收信號的影響減到最小，所述脈沖響應決定著多徑信道中的畸變程度。
40.如權(quán)利要求39的通信系統(tǒng)，其中所述補償裝置包括用來補償影響接收信號的多個劣化源中至少一個的裝置，所述多個劣化源包括(a)衰落；(b)從多個發(fā)送機發(fā)送的信號到達接收裝置的傳播時間差；(c)接收裝置的運動；(d)發(fā)送信號的頻率差；以及(e)多個發(fā)送機之間在發(fā)送被發(fā)送的信號時的不同步，借以使所述用于補償?shù)难b置能夠使被發(fā)送的數(shù)據(jù)從接收信號中恢復。
全文摘要
披露了在同時廣播通信系統(tǒng)(26)中的一種方法和裝置，用來補償傳播時間差，發(fā)送機的不同步以及多徑衰落，從而恢復向接收裝置發(fā)送的數(shù)據(jù)。同時廣播系統(tǒng)(26)包括多個發(fā)送機(32a，32b，32c)，接收機(36)包括數(shù)字信號處理器(DSP)(86)，用來處理解調(diào)的接收信號，使得自適應地補償從發(fā)送機向接收機傳播多徑信號的信道中的變化。在一個實施例中，DSP包括判定反饋均衡器(300)。借助于均衡器通過估算的符號和被發(fā)送的最近似的符號進行比較，產(chǎn)生誤差信號，用于更新在處理接收信號的過程中被均衡器使用的濾波系數(shù)。另一個實施例執(zhí)行維特比算法，響應信道脈沖響應的估算作出最近似的數(shù)據(jù)符號的判定。通過使用這些實施例中的任何一個，即使被接收的信號已經(jīng)受到由多徑衰落信道中的傳播而引起的劣化，線性調(diào)制的信號也可以被譯碼，從而恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)。
文檔編號H04H20/67GK1131490SQ94193450
公開日1996年9月18日 申請日期1994年9月19日 優(yōu)先權(quán)日1993年9月20日
發(fā)明者羅伯特·F·馬凱托, 托德·A·斯圖爾特, K-M·P·霍 申請人:格萊納瑞電子公司