專利名稱:一種改善直接序列擴(kuò)頻ofdm時(shí)域同步干擾的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于改善直接序列擴(kuò)頻OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交頻分復(fù)用)中因時(shí)域不嚴(yán)格同步而造成的不同擴(kuò)頻碼之間相互干擾的方法，屬于移動通信技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
直接序列擴(kuò)頻OFDM是將直接序列擴(kuò)頻調(diào)制方式和OFDM調(diào)制方式相結(jié)合的調(diào)制方式，該調(diào)制方式可以實(shí)現(xiàn)將CDMA和OFDM結(jié)合起來的目的。直接序列擴(kuò)頻OFDM在接收端的信號處理，也可以分為OFDM信號處理和CDMA信號處理兩部分。OFDM信號處理部分包括時(shí)間和頻率同步、確定OFDM窗口位置以及FFT計(jì)算，這部分的OFDM信號處理與一般OFDM系統(tǒng)的信號處理可以完全相同。CDMA信號處理部分包括解擴(kuò)和解碼部分，這部分的CDMA信號處理與一般CDMA系統(tǒng)相應(yīng)的信號處理相同。
圖1為常規(guī)OFDM系統(tǒng)的信號處理流程。在直接序列擴(kuò)頻OFDM中，常規(guī)的處理方法包括有以下步驟1.加循環(huán)前綴常規(guī)OFDM系統(tǒng)通常將一個(gè)OFDM符號的最后一段數(shù)據(jù)復(fù)制到最前面。設(shè)OFDM系統(tǒng)的FFT點(diǎn)數(shù)為N，循環(huán)前綴的長度為L，經(jīng)過IFFT過后的數(shù)據(jù)為Du(d0，d1，d2，…，dN-L+1，dN-L+2，…，dN-1)，則經(jīng)過加循環(huán)前綴處理后的數(shù)據(jù)為Ds(dN-L，dN-L+1，…，dN-1，d0，d1，d2，…，dN-L+1，dN-L+2，…，dN-1)。
2.確定FFT窗口位置設(shè)傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時(shí)延擴(kuò)展為K(以采樣周期為度量單位，該采樣周期與將進(jìn)行FFT變換的接收信號的采樣周期相同)，并且滿足K＜＝L(一般OFDM系統(tǒng)的基本要求)，接收信號中第m個(gè)OFDM符號的第一徑到達(dá)的時(shí)刻為第n個(gè)采樣數(shù)據(jù)的時(shí)刻，則FFT窗口位置的起點(diǎn)q滿足n+K＜＝q＜＝n+L。
采用上述方法的過程中，會不可避免地引入多用戶干擾，從而影響通信的效果。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術(shù)方案的缺陷，提供一種可以改善直接序列擴(kuò)頻OFDM中因時(shí)域不嚴(yán)格同步而造成的不同擴(kuò)頻碼之間相互干擾的方法。
為實(shí)現(xiàn)上述的發(fā)明目的，本發(fā)明采用下述的技術(shù)方案一種改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，在接收信號時(shí)，首先確定信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心，根據(jù)該重心的數(shù)據(jù)對接收信號經(jīng)過快速傅立葉變換過后的數(shù)據(jù)進(jìn)行修正。
較佳的，在接收信號時(shí)，首先利用第一和第二導(dǎo)頻符號進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。
較佳的，所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)通過如下的方法確定首先在發(fā)送端發(fā)送導(dǎo)頻符號，在接收端，對導(dǎo)頻符號進(jìn)行快速傅立葉變換，然后去除調(diào)制數(shù)據(jù)，通過方向快速傅立葉變換，估計(jì)得到的信道時(shí)域沖激響應(yīng)。
較佳的，所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置根據(jù)如下的公式確定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(l|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M為所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置。
較佳的，根據(jù)如下的公式對接收信號的數(shù)據(jù)進(jìn)行修正，Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，…，N-1，w＝2π/N；其中S(n)是對接收信號經(jīng)過快速傅立葉變換過后的數(shù)據(jù)，Sm(n)是修正后的數(shù)據(jù)。
較佳的，在進(jìn)行進(jìn)行時(shí)間和頻率同步時(shí)，快速傅立葉變換窗口位置的起點(diǎn)q滿足n+K＜＝q＜＝n+L，其中傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時(shí)延擴(kuò)展為K，并且滿足K＜＝L，接收信號中第m個(gè)OFDM符號的第一徑到達(dá)的時(shí)刻為第n個(gè)采樣數(shù)據(jù)的時(shí)刻。
本發(fā)明所提供的方法可以改善直接序列擴(kuò)頻OFDM中因時(shí)域不嚴(yán)格同步而造成的不同擴(kuò)頻碼之間相互干擾，從而改善采用此調(diào)制方式的移動通信系統(tǒng)的通話效果。
圖1為常規(guī)OFDM系統(tǒng)的信號處理流程。
圖2為本發(fā)明的信號處理流程。
圖3為常規(guī)OFDM同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關(guān)系；圖4為本發(fā)明的同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關(guān)系。
具體實(shí)施方式下面結(jié)合圖2～圖4具體說明本發(fā)明的技術(shù)方案。在對本發(fā)明所述的方法予以詳細(xì)的解說之前，首先簡單介紹一下對直接序列擴(kuò)頻OFDM中，因時(shí)域不嚴(yán)格同步而造成的不同擴(kuò)頻碼之間相互干擾的原因及解決思路。
為了問題分析的簡便性，下面不考慮噪聲的影響。
設(shè)發(fā)射端的一個(gè)擴(kuò)頻碼為C＝(c0，c1，c2，…，cN-1)，ci∈(1，-1)，并且OFDM系統(tǒng)的FFT點(diǎn)N，將擴(kuò)頻碼的第k個(gè)碼片映射到OFDM系統(tǒng)的第k個(gè)子載波上，則發(fā)送端的信號為T＝(t0，t1，t2，…，tN-1，t0，t1，t2，…，tL-1)其中tn＝(1/sqrt(N))∑N-10ckejwnk，w＝2π/N。
在接收端，如果時(shí)間同步的結(jié)果是同步到一個(gè)OFDM符號的第m個(gè)數(shù)據(jù)上，即進(jìn)行FFT計(jì)算的數(shù)據(jù)為R＝(tm，tm+1，tm+2，…，tN-1，t0，t1，t2，…，tm-1)。
經(jīng)過IFFT計(jì)算得到的數(shù)據(jù)為X＝(x0，x1，x2，…，xN-1)其中xn＝(1/sqrt(N))∑N-10tke-jwnk，w＝2π/N。
將tk的表達(dá)式帶入xn，得到xn＝cnejwnm由上式可見，在OFDM系統(tǒng)中，如果接收端與發(fā)射端不是嚴(yán)格同步，將會在接收端經(jīng)過IFFT處理后的數(shù)據(jù)中引入相位旋轉(zhuǎn)，類似于時(shí)域信號存在頻偏。在常規(guī)OFDM系統(tǒng)中，這種差異可以通過信道估計(jì)和均衡消除，因此不需要嚴(yán)格的同步。
但在將擴(kuò)頻碼用于OFDM系統(tǒng)的情況下，在頻域子載波進(jìn)行直接序列擴(kuò)頻，如果發(fā)射端和接收端不是嚴(yán)格的時(shí)間同步，則擴(kuò)頻碼的不同碼片存在不同的相位旋轉(zhuǎn)，這將會造成不同用戶之間的干擾。
本發(fā)明的解決思路是在白噪聲信道下，通過求時(shí)域信道沖激響應(yīng)的重心，并對IFFT處理后的信號進(jìn)行反向相位旋轉(zhuǎn)，可以完全消除由于不完全同步造成的相位旋轉(zhuǎn)影響。
在多徑信道下，不可能對每一徑都做到完全同步，通過求時(shí)域信道沖激響應(yīng)的重心，最大限度消除相位旋轉(zhuǎn)，可以最小化用戶干擾。
以下將通過示例詳細(xì)說明本發(fā)明所提出的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾方法的具體步驟。
作為一個(gè)示例，首先確定相關(guān)參數(shù)如下FFT點(diǎn)數(shù)N＝64；可用子載波48；擴(kuò)頻碼C0＝(1-1111-1-1-1111-111-11)C1＝(1-111-1111111-1-1-11-1)C2＝(1-1-1-11-11111-11111-1)C3＝(1-1-1-1-11-1-11-1-1-1-11-1-1)循環(huán)前綴長度16；調(diào)制方式BPSK；幀結(jié)構(gòu)每幀250個(gè)OFDM符號，第一個(gè)、第二個(gè)和第三個(gè)OFDM符號為同步符號，用于AGC調(diào)整、信號檢測、頻率同步和時(shí)間同步，其余OFDM符號為業(yè)務(wù)符號，用于數(shù)據(jù)傳輸；第一導(dǎo)頻數(shù)據(jù)P1＝(111-1-11-1111-1-1)；第二導(dǎo)頻數(shù)據(jù)P2＝(-11-11-1-111-11-1-1-1-111-1-11-111-11111-1111-11-111-1-11-1-11-11-1-1-11)；傳輸信道白噪聲信道。
在產(chǎn)生發(fā)射信號時(shí)，要進(jìn)行如下的處理1.產(chǎn)生第一導(dǎo)頻符號第一導(dǎo)頻符號形式為Xp1＝(xp1，xp1，xp1，xp1，xp1)，其中xp1根據(jù)下式計(jì)算xp1(n)＝1/4*∑150(D(k)*ejnkw)，w＝π/8，n＝0，1，2，…，15D＝(0，P1(0)，P1(1)，…，P1(5)，0，0，0，P1(6)，P1(7)，…，P1(11))2.產(chǎn)生第二和第三導(dǎo)頻符號第二導(dǎo)頻符號形式為Xp2＝(cpp2，xp2)，第三導(dǎo)頻符號形式為
Xp3＝(xp2，cpp3)，其中xp2根據(jù)下式計(jì)算xp2(n)＝1/8*∑630(D(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63D＝(0，P2(0)，P2(1)，…，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，P2(25)，…，P2(47))cpp2＝(xp2(48)，xp2(49)，…，xp2(63))cpp3＝(xp2(0)，xp2(1)，…，xp2(15))3.產(chǎn)生業(yè)務(wù)符號假設(shè)第m個(gè)業(yè)務(wù)符號的調(diào)制數(shù)據(jù)為d＝(d00，d01，d02，d03，d10，d11，d12，d13，d20，d21，d22，d23，)，其中dij∈(1，-1)。
(1)擴(kuò)頻擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)為KP＝(kp0，kp1，kp2)，其中kpi按下式計(jì)算kpi＝di0*C0+di1*C1+di2*C2+di3*C3，I＝0，1，2(2)子載波映射擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)與子載波的映射關(guān)系如下DM＝(0，kp0(0)，kp0(1)，…，kp0(15)，kp1(0)，kp1(1)，…，kp1(7)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，kp1(8)，kp1(9)，…，kp1(15)，kp2(0)，kp2(1)，…，kp2(15))，其中DM(i)對應(yīng)于第i個(gè)子載波。
(3)IFFTxdm(n)＝1/8*∑630(DM(k)*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63(4)加循環(huán)前綴加循環(huán)前綴后的發(fā)射信號為Xdm＝(cpdm，xdm)，其中cpdm＝(xdm(48)，xdm(49)，…，xdm(63))。
在接收信號時(shí)，進(jìn)行如下的處理1.利用第一和第二導(dǎo)頻符號采用一般OFDM系統(tǒng)常用的時(shí)間和頻率同步方法進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。
設(shè)傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時(shí)延擴(kuò)展為K(以采樣周期為度量單位，該采樣周期與將進(jìn)行FFT變換的接收信號的采樣周期相同)，并且滿足K＜＝L(一般OFDM系統(tǒng)的基本要求)。設(shè)接收信號中第m個(gè)OFDM符號的第一徑到達(dá)的時(shí)刻為第n個(gè)采樣數(shù)據(jù)的時(shí)刻，則FFT窗口位置的起點(diǎn)q滿足n+K＜＝q＜＝n+L。
2.時(shí)域信道估計(jì)有很多方法可以用來估計(jì)信道時(shí)域沖激響應(yīng)。以下給出一個(gè)非常典型的常用的估計(jì)信道時(shí)域沖激響應(yīng)的方法。
A.在發(fā)送端發(fā)送導(dǎo)頻OFDM符號，并且導(dǎo)頻符號所調(diào)制的數(shù)據(jù)在發(fā)射端和接收端都是公知的。設(shè)FFT的點(diǎn)數(shù)為N，CP長度為L，導(dǎo)頻符號所調(diào)制的數(shù)據(jù)為P＝(p0，p1，p2，…，pN-1)，且pi≠0，則發(fā)送的導(dǎo)頻符號為Sd＝(dN-L，dN-L+2，…，dN-1，d0，d1，d2，…，dN-1)，其中di＝(1/sqrt(N))∑N-10pkejwik，w＝2π/N。
B.在接收端，對導(dǎo)頻符號進(jìn)行FFT計(jì)算頻偏校正、導(dǎo)頻符號的位置和FFT窗口位置等處理由接收端同步功能模塊完成。
設(shè)同步后，接收端的導(dǎo)頻符號為R＝(r0，r1，r2，…，rN-1)經(jīng)過FFT變換后的數(shù)據(jù)為R1＝(r10，r11，r12，…，1rN-1)其中r1i＝(1/sqrt(N))∑N-10rke-jwik，w＝2π/N。
具體到本實(shí)施例中，根據(jù)時(shí)間同步的結(jié)果，取第二導(dǎo)頻信號Rp2＝(rn，rn+1，…，rn+63)。
則r1(n)＝1/8*∑630(rk*ejnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63C.去除調(diào)制數(shù)據(jù)。
R2＝(r20，r21，r22，…，r2N-1)＝(r10/p0，r11/p1，r12/p2，…，r2N-1/pN)如果導(dǎo)頻調(diào)制數(shù)據(jù)pi∈(-1，0，1)，上式可以改用下式實(shí)現(xiàn)R2＝(r20，r21，r22，…，r2N-1)＝(r10·p0，r11·p1，r12·p2，…，r2N-1·pN)具體到本實(shí)施例中，r2(n)＝r1(n)*D(n)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，63其中D＝(0，P2(0)，…，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，…，P2(47))D.IFFT變換。最后估計(jì)得到的信道時(shí)域沖激響應(yīng)為H(n)＝(1/sqrt(N))∑N-10r2kejwnk，w＝2π/N。
具體到本實(shí)施例中，
h(n)＝1/8*∑630(r2(k)*e-jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，…，633.計(jì)算信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置根據(jù)下式計(jì)算信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置ME＝∑N-10|h(1)|2；L＝∑N-10(l|h(1)|2/E)；M＝round L)。
其中，round()的功能是四舍五入，函數(shù)round()也可以換成向下取整函數(shù)floor()或者向上取整函數(shù)ceil()。
4.修正接收信號經(jīng)過FFT變換過后的數(shù)據(jù)。
設(shè)接收信號經(jīng)過FFT變換過后的數(shù)據(jù)為S(n)，n＝0，1，…，N-1，修正過后的數(shù)據(jù)為Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，…，63，w＝π/32。
圖3為常規(guī)OFDM同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關(guān)系。圖4顯示了本發(fā)明的同步方法中同步位置偏離理想同步位置與誤碼率的關(guān)系。仿真條件為白噪聲信道，比特能量噪聲比(Eb/N0)為8B，采用1/2碼率的卷積編碼(同WCDMA標(biāo)準(zhǔn)中的卷積編碼，解碼采用維特比阮判決譯碼，調(diào)制方式為16QAM。發(fā)射端和接收端的其它處理相同。由此可以清楚地看到，采用本發(fā)明同步方法的系統(tǒng)的誤碼率比采用常規(guī)方法的系統(tǒng)的誤碼率顯著降低。
以上對本發(fā)明的具體實(shí)施方式
進(jìn)行了詳細(xì)的解說。對于本技術(shù)領(lǐng)域：
的一般技術(shù)人員來說，在不背離本發(fā)明所述方法的精神和權(quán)利要求
范圍的情況下對它進(jìn)行的各種顯而易見的改變都在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于在接收信號時(shí)，首先確定信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心，根據(jù)該重心的數(shù)據(jù)對接收信號經(jīng)過快速傅立葉變換過后的數(shù)據(jù)進(jìn)行修正。
2.如權(quán)利要求
1所述的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于在接收信號時(shí)，首先利用第一和第二導(dǎo)頻符號進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。
3.如權(quán)利要求
1所述的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)通過如下的方法確定首先在發(fā)送端發(fā)送導(dǎo)頻符號，在接收端，對導(dǎo)頻符號進(jìn)行快速傅立葉變換，然后去除調(diào)制數(shù)據(jù)，通過方向快速傅立葉變換，估計(jì)得到的信道時(shí)域沖激響應(yīng)。
4.如權(quán)利要求
1所述的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置根據(jù)如下的公式確定E＝∑L-10|h(1)|2；L＝∑L-10(1|h(1)|2/E)；M＝round(L)，其中，M為所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心位置。
5.如權(quán)利要求
1所述的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于根據(jù)如下的公式對接收信號的數(shù)據(jù)進(jìn)行修正，Sm(n)＝S(n)*e-jnMw，n＝0，1，....，N-1，w＝2π/N；其中S(n)是對接收信號經(jīng)過快速傅立葉變換過后的數(shù)據(jù)，Sm(n)是修正后的數(shù)據(jù)。
6.如權(quán)利要求
1所述的改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法，其特征在于在進(jìn)行進(jìn)行時(shí)間和頻率同步時(shí)，快速傅立葉變換窗口位置的起點(diǎn)q滿足n+K<＝q<＝n+L，其中傳輸OFDM信號的通信信道的多徑最大時(shí)延擴(kuò)展為K，并且滿足K<＝L，接收信號中第m個(gè)OFDM符號的第一徑到達(dá)的時(shí)刻為第n個(gè)采樣數(shù)據(jù)的時(shí)刻。
專利摘要
本發(fā)明涉及一種改善直接序列擴(kuò)頻OFDM時(shí)域同步干擾的方法。在接收信號時(shí)，首先確定信道時(shí)域沖激響應(yīng)的重心，根據(jù)該重心的數(shù)據(jù)對接收信號經(jīng)過快速傅立葉變換過后的數(shù)據(jù)進(jìn)行修正。在接收信號時(shí)，首先利用第一和第二導(dǎo)頻符號進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。所述信道時(shí)域沖激響應(yīng)通過如下的方法確定首先在發(fā)送端發(fā)送導(dǎo)頻符號，在接收端，對導(dǎo)頻符號進(jìn)行快速傅立葉變換，然后去除調(diào)制數(shù)據(jù)，通過方向快速傅立葉變換，估計(jì)得到的信道時(shí)域沖激響應(yīng)。本發(fā)明可以改善直接序列擴(kuò)頻OFDM中因時(shí)域不嚴(yán)格同步而造成的不同擴(kuò)頻碼之間相互干擾。
文檔編號H04J13/02GK1996983SQ200510137223
公開日2007年7月11日 申請日期2005年12月31日
發(fā)明者康良川 申請人:方正通信技術(shù)有限公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan