本發(fā)明涉及通信領域中直接序列擴頻信號的盲處理，具體涉及一種低信噪比下含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列盲估計方法。

背景技術(shù)：

直接序列碼分多址(directsequence-codedivisionmultipleaccess,ds-cdma)系統(tǒng)是直接序列擴頻(directsequencespreadspectrum,dsss)通信系統(tǒng)之一，ds-cdma信號由于采用了多路偽隨機編碼調(diào)制信息碼，使其頻譜得以展寬，較之常規(guī)的窄帶通信信號具有隱蔽性好、抗干擾、低截獲概率、保密性強等優(yōu)點被廣泛地應用于軍事通信和民用通信。如：通信、雷達、gps全球衛(wèi)星定時定位系統(tǒng)、遙感和遙控等領域。然而，在非協(xié)作的擴頻通信系統(tǒng)中，如：電子作戰(zhàn)、通信對抗等，由于接收方未知曉信號調(diào)制所用的擴頻碼序列，即使截獲到ds-cdma信號，也難以獲取信號中傳輸?shù)挠杏眯畔?。因此，對ds-cdma信號的盲解擴問題成為通信領域研究的重點和熱點。

目前在低信噪比條件下，針對ds-cdma信號偽碼序列的盲估計已提出多種方法，文獻(陸鳳波,黃知濤,姜文利.基于fast-ica的cdma信號擴頻序列盲估計及性能分析[j].通信學報,2011,32(8):136-142.)提出使用fast-ica方法對lc-ds-cdma信號的偽碼序列進行估計，該方法先把接收信號分成若干個重疊的分段，然后估計出每個用戶的偽碼序列片段，最后對估計出的偽碼序列片段進行拼接從而估計出每個用戶完整的偽碼序列。文獻(張?zhí)祢U,趙軍桃,江曉磊.基于多主分量神經(jīng)網(wǎng)絡的同步ds-cdma偽碼盲估計[j].系統(tǒng)工程與電子技術(shù),2016,38(11):2638-2647.)提出使用主分量神經(jīng)網(wǎng)絡的方法對ds-cdma信號的偽碼序列進行估計，該方法將觀測信號送入神經(jīng)網(wǎng)絡對權(quán)值進行更新、訓練直至收斂，最后對權(quán)向量取符號即可完成對ds-cdma信號的偽碼序列盲估計。文獻(趙知勁,李淼,尚俊娜.基于矩陣填充和三階相關的長短碼ds-cdma信號多偽碼盲估計[j].電子與信息學報,2016,38(7):1788-1793.)針對長短碼ds-cdma信號，提出基于矩陣填充和三階相關的ds-cdma信號偽碼序列盲估計方法，該方法首先將長碼建模為含缺失數(shù)據(jù)的短碼直擴信號模型，然后通過盲源分離和三階相關方法實現(xiàn)了對偽碼序列的盲估計，但是該方法只能估計m序列，無法對gold、m序列等其他偽隨機編碼序列進行估計，具有一定的局限性。

以上方法都是建立在理想基帶ds-cdma信號模型下實現(xiàn)了對信號偽碼序列的盲估計。然而，在實際通信中，接收端接收到的ds-cdma信號通常還含有殘余頻偏，這使得對ds-cdma信號偽碼序列的盲估計更為困難，從而進一步影響對信號的盲解擴性能。為此，本發(fā)明提出一種基于特征分解和數(shù)字鎖相環(huán)(digitalphaselockloop,dpll)相結(jié)合的含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列盲估計方法。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，針對當前在低信噪比情況下含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列難以估計的問題，提出一種特征分解和dpll結(jié)合的含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列盲估計方法。該方法在低信噪比條件下，能夠?qū)瑲堄囝l偏的同步ds-cdma信號的偽碼序列進行準確的估計，并且隨著信號數(shù)據(jù)組數(shù)的增加，偽碼序列估計的正確率也不斷增加。而且該方法適用于任何偽碼序列類型的ds-cdma信號。

本發(fā)明解決上述技術(shù)問題的技術(shù)方案是，提出一種特征分解和dpll結(jié)合的含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列盲估計方法。該方法的具體實施步驟如下：在接收端對含殘余頻偏的ds-cdma信號進行同步和離散化，并以單倍偽碼周期對數(shù)據(jù)進行分段并計算信號的自相關矩陣；再對構(gòu)造的自相關矩陣進行特征值分解，使用mdl準則求出信號中的用戶數(shù)，取與用戶數(shù)相等的最大特征值所對應的特征向量以完成各用戶偽碼序列的粗估計；最后將粗估計的偽碼序列送入dpll中進行殘余頻偏的消除，經(jīng)dpll工作穩(wěn)定后會輸出i、q兩路信號，而其中的i路信號即為最終所要估計的偽碼序列。

不失一般性，假定偽碼周期，信息碼速率已知。設接收機端中頻ds-cdma信號經(jīng)過采樣后，可表示為：

其中，

式(1)、式(2)、式(3)中，ak、dk、pk分別表示ds-cdma信號中第k個用戶的幅度、信息碼序列、偽碼序列；δf表示下變頻后的殘余頻偏、θ∈[0,2π]表示隨機初始相位；τk表示第k個用戶信息符號起始時刻相對于第一個用戶的延遲，當τ1＝τ2＝…＝τk＝0時即為同步ds-cdma信號；v(n)表示均值為零、方差為的復高斯白噪聲；d(j)∈{±1}、p(i)∈{±1}且ts表示信息序列的周期，tc表示偽碼碼片寬度，因為擴頻信號采用短碼的擴頻方式，則ts＝ntc，這里的n表示偽碼序列的長度；q(n)和h(n)表示矩形脈沖函數(shù)。

將接收信號以偽碼碼片寬度進行采樣，并以單倍的偽碼周期進行分段，則分段后的觀測數(shù)據(jù)矩陣為：

y＝[y1,y2,…,yk]^h(4)

其中，ym表示第m組分段數(shù)據(jù)，m＝0,1,…,m，[·]^h表示取復共軛轉(zhuǎn)置。

下面對y的自相關矩陣ry進行特征分解，由式(4)可得信號自相關矩陣ry的估計值為：

其中，λ＝diag(λ1,λ2,…,λk)表示ds-cdma信號中k個用戶特征值所組成的對角矩陣；us＝[u1,u2,…,uk]表示ry的特征值所對應的特征向量矩陣；c＝[c1,c2,…,ck]且ck(n)＝e^{j(2πδfn+θ)},n＝1,2,…,n；且n＝1,2,…,n。將k個最大特征值所對應的特征向量分別送入dpll中進行殘余頻偏的消除，待dpll工作穩(wěn)定后(即完成了相位的跟蹤)輸出的i路信號即為ds-cdma信號偽碼序列的估計值。

本發(fā)明首先對構(gòu)造的數(shù)據(jù)自相關矩陣進行特征分解并使用mdl準則估計用戶數(shù)，以實現(xiàn)含殘余頻偏的同步ds-cdma信號偽碼序列的粗估計；在此基礎上，進一步通過dpll消除粗估計偽碼序列中的殘余頻偏以完成對各用戶偽碼序列的精確估計。通過仿真實驗，驗證了該方法的有效性，并在不同用戶數(shù)、不同數(shù)據(jù)長度、不同頻偏和不同偽碼長度的條件下，對該方法的估計性能進行了分析。綜上所述，本發(fā)明在實際應用中操作簡單、易于實現(xiàn)，具有重要的應用價值。

附圖說明

圖1為同步ds-cdma信號通信系統(tǒng)的原理圖。

圖2為dpll工作的原理圖。

圖3(a)～(f)為4用戶ds-cdma信號偽碼序列真實值和估計值的樣本圖。

圖4為同步ds-cdma信號在不同用戶數(shù)下采用mdl準則估計信號用戶數(shù)的性能曲線圖。

圖5為5用戶ds-cdma信號在不同數(shù)據(jù)長度下對偽碼序列估計的性能曲線圖。

圖6為ds-cdma信號在不同用戶數(shù)下對偽碼序列估計的性能曲線圖。

圖7為5用戶ds-cdma信號在不同殘余頻偏下對偽碼序列估計的性能曲線圖。

圖8為5用戶ds-cdma信號在不同偽碼序列長度下對偽碼序列估計的性能曲線圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖和具體實例，對本發(fā)明的實施作進一步的描述。

圖1表示同步ds-cdma通信系統(tǒng)的原理圖。該圖中存在k個用戶，且每個用戶都是采用短碼擴頻的方式，其中，dk(t)、pk(t)、sk(t)分別表示第k個用戶的信息序列、偽碼序列和擴頻信號，δf表示殘余頻偏、θ∈[0,2π]表示隨機初始相位。將k個用戶的信號疊加在一起構(gòu)成了本文含殘余頻偏的同步ds-cdma信號。

圖2表示dpll的工作原理圖。dpll由正弦/余弦信號發(fā)生器、相位旋轉(zhuǎn)變換器、鑒相器和環(huán)路濾波器構(gòu)成，將第k個用戶粗估計偽碼序列的實部和虛部送入dpll中可得：

式(7)經(jīng)過相位旋轉(zhuǎn)變換器后變?yōu)閕、q兩路信號，即：

在dpll中鑒相器的表達式e(n)為：

當dpll工作穩(wěn)定后，即[(2πδfn+θ)-θ′(n)]→0時，有：

式(10)中的即為去除殘余頻偏后的第k個用戶的偽碼序列的估計值。

圖3(a)為自相關矩陣特征值分解的特征值譜圖，圖3(b)～圖3(f)為4用戶ds-cdma信號偽碼序列真實值和估計值的樣本圖。圖3中ds-cdma信號的用戶數(shù)為k＝4，偽碼長度n＝255bit，數(shù)據(jù)組數(shù)m＝1000組，信噪比snr＝-5db，歸一化殘余頻偏δf＝0.02，初始相位θ∈[0,2π]，每一個偽碼碼片的上采樣值sa＝4bit/chip，使用本發(fā)明的方法進行仿真實驗。其中圖3(b)為用戶偽碼序列的真實值；從圖3(a)中的特征值譜圖可以看出，存在4個最大的特征值，且最大特征值的個數(shù)與用戶數(shù)的個數(shù)相等，所以這4個最大特征值所對應的特征向量即為用戶的偽碼序列的粗估計；從圖3(c)、圖3(d)中可以看出，粗估計的偽碼序列的實部和虛部都含有殘余頻偏，這將影響后續(xù)的盲解擴性能；從圖3(e)、圖3(f)為經(jīng)過dpll消除殘余頻偏后的i、q路信號，且圖3(e)即為ds-cdma信號各用戶的偽碼序列的精確估計值、圖3(f)為q路信號，其幅值近似為零，這與式(10)的理論分析相一致。

圖4為同步多用戶ds-cdma信號在不同用戶數(shù)下使用mdl準則估計用戶數(shù)的性能曲線。圖4中ds-cdma信號的偽碼序列長度n＝255bit，數(shù)據(jù)組數(shù)m＝1000，歸一化頻偏δf＝0.02，初始化相位θ∈[0,2π]，每一個碼片的上采樣值sa＝4bit/chip，信噪比snr＝-21～-5db，在用戶數(shù)k＝4、k＝5、k＝7、k＝10下分別進行200次蒙特卡羅仿真實驗。從圖4的仿真結(jié)果可以看出，用戶數(shù)估計的正確率隨著信噪比的不斷減小而減小，且隨著用戶數(shù)的增加估計的正確率也隨之減小，當用戶數(shù)k＝10、信噪比snr＝-10db時，用戶數(shù)的估計正確率可達到100％。

圖5～圖8為ds-cdma信號在不同數(shù)據(jù)分組、不同用戶數(shù)、不同歸一化頻偏和不同偽碼長度下對偽碼序列估計的性能曲線圖。其中，圖5中ds-cdma信號的用戶數(shù)k＝5，偽碼序列長度n＝255bit，歸一化頻偏δf＝0.02，初始化相位θ∈[0,2π]，每一個碼片的上采樣值sa＝4bit/chip，信噪比snr＝-20～0db，在數(shù)據(jù)組數(shù)m＝500、m＝1000、m＝1500、m＝2000下分別進行200次蒙特卡羅仿真實驗。從圖5的仿真結(jié)果可以看出，偽碼序列估計的錯誤率隨著信噪比的不斷降低而增加，且隨著數(shù)據(jù)組數(shù)的不斷增加，偽碼序列估計的錯誤率也隨著降低。圖6中的數(shù)據(jù)組數(shù)m＝1000，偽碼序列長度n＝255bit，其它參數(shù)與圖5中的參數(shù)設置相一致，在不同用戶數(shù)k＝4、k＝5、k＝7、k＝10下進行仿真實驗。從圖6中可以看出，偽碼序列估計的錯誤率在同一信噪比下隨著用戶數(shù)的增加也隨之增加，當用戶數(shù)為k＝10、信噪比為snr＝-10db時，偽碼序列估計的錯誤率在0.1以下。圖7中的數(shù)據(jù)組數(shù)m＝1000，n＝255，用戶數(shù)k＝5，其它參數(shù)與圖5中的參數(shù)設置相一致，在不同歸一化頻偏δf＝0、δf＝0.02、δf＝0.04下進行仿真實驗。從圖7中可以看出，偽碼序列估計的錯誤率隨著δf的增加而不斷增加，說明殘余頻偏會對偽碼序列的估計產(chǎn)生影響，從而進一步影響信號的盲解擴性能，這與前面的理論分析相一致。且當信噪比snr＝-10db，通過dpll對殘余頻偏進行消除后可達到與無殘余頻偏幾乎一致的偽碼序列估計錯誤率。圖8中的數(shù)據(jù)組數(shù)m＝1000，用戶數(shù)k＝5，其它參數(shù)與圖5中的參數(shù)設置相一致，在不同偽碼序列長度n＝127bit、n＝255bit、n＝512bit、n＝1023bit下進行仿真實驗。從圖8中可以看出，偽碼序列估計的錯誤率隨著信噪比的增加而不斷降低，當偽碼序列長度n＝1023bit、信噪比為snr＝-19db時，偽碼序列估計的錯誤率可達到0.1以下。