本發(fā)明涉及一種高效頻分復用波形生成方法，特別涉及一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復用波形生成方法，本發(fā)明屬于信息與通信技術領域。

背景技術：

5g時代更高的傳輸速率的需求以滿足機器到機器通信，物聯(lián)網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸，以及融合傳統(tǒng)移動通信等，頻譜資源越顯得稀缺，ofdm(正交頻分復用)以保證子載波間正交的最小間隔部署子載波頻譜資源分割具有較高的頻譜利用率，然而面對未來更加快速的數(shù)據(jù)傳輸速率需求，子載波正交的傳輸方案不再完全適用。滿足相同傳輸速率的情況下，izzatdarwazeh等人提出的非正交的sefdm(高效頻分復用)傳輸方案能夠在ofdm頻譜結(jié)構(gòu)的基礎之上進一步壓縮子載波間隔達到節(jié)省頻譜資源的目的。sefdm作為一種非正交多載波傳輸方案在5g候選波形設計中備受關注。

近來，izzatdarwazeh在無線通信系統(tǒng)和光通信系統(tǒng)用中進行了一些sefdm實驗。在無線通信系統(tǒng)中，ca-sefdm(聯(lián)合載波聚合ca和sefdm)在給定使用帶寬的基礎上進一步提升數(shù)據(jù)傳輸速率，同時對系統(tǒng)差錯性能和頻效性能進行了測試分析，研究表明ca-sefdm具有接近ca-ofdm的差錯性能，但是相較于ca-ofdm，ca-sefdm具有更高的頻譜效率；在光通信中，使用了3.75gbit/s的60ghz毫米波射頻光纖進行測試測試，o-sefdm(光學sefdm)相較于o-ofdm(光學ofdm)帶寬節(jié)省約25％，并且能達到o-ofdm相同的差錯性能，并且在相同譜效的條件下進一步測試表明低階調(diào)制能代替高階調(diào)制能夠達到更好的性能。andreyrashich等人給出了基于fft的sefdm接收機設計方案，提出了一種基于fft和max-log-map的算法以及迭代接收的算法。tongyangxu和izzatdarwazeh進一步提出了一種新的波形設計nyquist-sefdm，該方案利用低于符號速率的子載波間隔壓縮帶寬提升頻譜效率，同時對每個子載波利用根升余弦濾波器進行脈沖成形抑制頻譜漏泄，但是根升余弦濾波器脈沖成型也重新引來了子載波間干擾，而sefdm本身低于符號速率的子載波部署即攜帶了子載波間干擾，因此nyquist-sefdm雙重的子載波間干擾加大了接收機設計復雜度。sergeyv.zavjalov等人對sefdm信號包絡進行優(yōu)化，給出最佳信號包絡設計方法增加各個子載波信號持續(xù)時長達到子帶帶寬壓縮的目的，研究表明相對于ofdm能夠降低32％所占帶寬。

綜上所述，sefdm作為一種高效頻分復用方案利用非正交傳輸體制減小子載波間隔達到壓縮頻譜進一步提升頻譜效率，然而非正交體制無法帶來的子載波間干擾一定程度上惡化了信號發(fā)送的邊帶泄漏，不利于能量集中，另一方面導致了較高的信號峰均比。

技術實現(xiàn)要素：

針對上述問題，本發(fā)明提出一種高譜效、低帶外泄漏和低峰均比的基于零拖尾dft拓展的高效頻分復用波形生成方法。

本發(fā)明的一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復用波形生成方法，包括如下步驟：

步驟一：對發(fā)送端調(diào)制符號的頭尾進行補零，獲取時域發(fā)送符號序列，對時域發(fā)送符號序列進行n點的dft拓展變換，得到頻域信號矢量；

步驟二：在得到的頻域信號矢量的末尾補上(1-α)n/α個零，對補零后的頻域信號矢量進行子載波映射；

步驟三：對子載波映射后的信號矢量進行k點ifft變換，將變換后獲得的頻域信號矢量的后(1-α)n/α個數(shù)據(jù)丟棄，剩余的n個數(shù)據(jù)為具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號矢量，其形成的波形即為生成的高效頻分復用波形；

其中，α代表頻譜壓縮因子，α＝n/k。

所述具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號矢量為：

x＝[x0,...,xn,...,xn-1]^t；

其中，具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列xk為補零后的頻域信號矢量x中的數(shù)據(jù)。

所述具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列的峰均比為：

其中，e[·]表示期望函數(shù)。

所述具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列的功率譜密度為：

其中，脈沖成形函數(shù)的功率譜其中ts代表符號周期，r(m)代表延時為m自相關函數(shù)，f代表頻率。

上述技術特征可以各種適合的方式組合或由等效的技術特征來替代，只要能夠達到本發(fā)明的目的。

本發(fā)明的有益效果在于，本發(fā)明為一種高譜效、低帶外泄漏和低峰均比的非正交高效頻分復用波形生成方法，采用基于ifft的非正交頻分復用以低于符號速率的子載波間隔部署信號占用帶寬，進而提升頻譜利用率，利用dft拓展方法降低發(fā)送信號的峰均比，進一步采用在發(fā)送數(shù)據(jù)符號頭尾補零的方法構(gòu)造時域發(fā)送信號具有功率趨于零的拖尾降低發(fā)送信號的峰均比，該方法有效地加快邊帶衰減速度。

附圖說明

圖1為具體實施方式中生成基于零拖尾dft拓展的高效頻分復用波形的原理示意圖；

圖2為具體實施方式中生成的單個零拖尾dft拓展高效頻分復用時域信號波形；

圖3為具體實施方式中生成的多個零拖尾dft拓展的高效頻分復用信號時域波形；

圖4a至圖4d分別為壓縮因子為0.5、0.7、0.9和1時生成的sefdm信號功率譜密度的示意圖，其中sefdm表示常規(guī)sefdm信號，dft-sefdm表示采用帶dft變換現(xiàn)有方法生成的sefdm信號，zt-dft-s-sefdm本發(fā)明生成的sefdm信號；

圖5是具體實施方式中壓縮因為子為0.5和0.8時生成的zt-dft-s-sefdm信號峰均比互補累積概率密度函數(shù)的示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

需要說明的是，在不沖突的情況下，本發(fā)明中的實施例及實施例中的特征可以相互組合。

下面結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進一步說明，但不作為本發(fā)明的限定。本實施方式所述的一種基于零拖尾dft拓展的高效頻分復用波形生成方法包括如下步驟：

步驟一：對發(fā)送端調(diào)制符號的頭尾進行補零，獲取時域發(fā)送符號序列，對時域發(fā)送符號序列進行n點的dft拓展變換，得到頻域信號矢量：

本實施實施方式在發(fā)射機實施，如圖1所示，比特信息發(fā)送序列通過調(diào)制器生成調(diào)制符號分組d＝[d0,...,dm,...,dm-1]^t，m為調(diào)制符號分組長度，通過對調(diào)制符號頭尾補零得到其中，nh為頭部補零個數(shù)，nt為尾部補零個數(shù)，補零后的符號矢量s經(jīng)過n點的dft變換得到s＝[s0,...,sk,...sn-1]^t：

s＝fn·s(1)

其中，fn代表歸一化的n點離散傅里葉變換矩陣，其中fn的第n行第k列表示為：

步驟二：在得到的頻域信號矢量的末尾補上(1-α)n/α個零，得到對補零后的頻域信號矢量x進行子載波映射；步驟三：對子載波映射后的信號矢量進行k點ifft變換，ifft輸出信號表示為：其中，代表k的歸一化快速傅里逆變換矩陣，將變換后獲得的頻域信號矢量的后(1-α)n/α個數(shù)據(jù)丟棄，剩余的n個數(shù)據(jù)為具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號矢量：x＝[x0,...,xn,...,xn-1]^t其中，具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列xk為補零后的頻域信號矢量x中的數(shù)據(jù)，α代表頻譜壓縮因子，α＝n/k。本實施方式具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列形成的波形為本實施方式生成的高效頻分復用波形。

圖2和圖3給出了本實施方式形成的零拖尾dft拓展高效頻分復用信號時域波形。其中，圖2為單個零拖尾dft拓展高效頻分復用時域信號波形，圖3為多個零拖尾dft拓展高效頻分復用時域信號波形。從圖3中可以看出每個符號都攜帶一個功率趨近于零的拖尾，相較于常規(guī)sefdm信號波形，本實施方式具備更好的接收機同步特征，同時，相較于ofdm的cp設計，本實施方式可通過調(diào)整零拖尾的長度自適應設置為大于無線信道的多徑時延，進而對抗多徑信道衰落。其中計算零拖尾時域信號表示為：

其中，

qdft代表n×m的dft拓展子載波映射矩陣，qifft代表k×n的ifft矩陣。因此，零拖尾時域信號的功率計算表示為：

假設發(fā)送調(diào)制符號的能量歸一，矩陣ph中第m個元素表示為：

由式(4)可以看出，0≤m≤nh-1,m/n≤n≤(n-1)/n，因此，0≤m/k≤α(nh-1)/n，其中m/k≠n,所以ph(m),m＝0,...,nh-1會得到趨近于零較小功率分布。

本實施方式生成的具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列的功率譜密度為：

其中，具有零拖尾特征的時域發(fā)送符號序列的功率譜

脈沖成形函數(shù)的功率譜其中ts代表符號周期，r(m)代表延時為m自相關函數(shù)，f代表頻率。

本實施方式以矩形脈沖為例；

為了方便對比說明，采用sefdm表示常規(guī)sefdm信號，dft-sefdm表示采用帶dft變換現(xiàn)有方法生成的sefdm信號，zt-dft-s-sefdm本發(fā)明生成的sefdm信號；。

圖4a至圖4d分別表示壓縮因子為0.5、0.7、0.9和1時zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm、sefdm的功率譜密度對比情況，圖4給出的四張不同壓縮因子下zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm，sefdm信號功率譜密度，對比表明，本實施方式的零拖尾dft拓展sefdm波形生成方法具有較好好的帶外抑制效果。其中，dft-sefdm表示nh＝0，nt＝0時zt-dft-s-sefdm的特殊情況。其中仿真設置如下，sefdm子載波個數(shù)為512，調(diào)制方式為qpsk，zt-dft-s-sefdm的補零設計為nh＝5，nt＝7。

本實施方式中zt-dft-s-sefdm的峰均比為：

其中，e[·]表示期望函數(shù)；

峰均比的互補累積概率密度函數(shù)計算表示為：

paprccdf＝pr(λ>papr)(8)

其中，pr(·)代表概率統(tǒng)計算子。

圖5給出了本實施方式的zt-dft-s-sefdm信號峰均比互補累積概率密度函數(shù)，圖5中給出了兩組曲線，分別代表壓縮因為子為0.5和0.8時本實施方式的zt-dft-s-sefdm與dft-sefdm、sefdm峰均比的互補累積概率密度函數(shù)。在壓縮因子相同的情況下，每組曲線中的三條曲線對比表明zt-dft-s-sefdm具有低于sefdm的信號峰均比，基于dft正交變換的峰均比抑制方法是比較常見且行之有效的方法，而zt-dft-s-sefdm具有接近dft-sefdm的信號峰均比。仿真參數(shù)設置同上。

本實施方式為新型的零拖尾dft拓展高效頻分復用波形生成方法，該方法利用非正交子載波分配信號占用帶寬，在符號速率給定的情況下，相較于正交多載波調(diào)制方案具有更高的頻譜效率。同時，本實施方式在發(fā)射機采用零拖尾dft拓展的方法，該方法能夠有效抑制信號波形的帶外泄漏，同時保證了信號以較低的峰均比傳輸，節(jié)省了硬件放大器設計。

雖然在本文中參照了特定的實施方式來描述本發(fā)明，但是應該理解的是，這些實施例僅僅是本發(fā)明的原理和應用的示例。因此應該理解的是，可以對示例性的實施例進行許多修改，并且可以設計出其他的布置，只要不偏離所附權利要求所限定的本發(fā)明的精神和范圍。應該理解的是，可以通過不同于原始權利要求所描述的方式來結(jié)合不同的從屬權利要求和本文中所述的特征。還可以理解的是，結(jié)合單獨實施例所描述的特征可以使用在其他所述實施例中。