本發(fā)明涉及基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法及裝置。

背景技術(shù)：

在航空信道下，飛機飛行速度最高達到1000km/h。對于航空寬帶系統(tǒng)來說，會產(chǎn)生很大的多普勒頻移，而正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)調(diào)制的性能恰恰對多普勒頻偏很敏感。同時，OFDM系統(tǒng)具有寬帶特性，而寬帶系統(tǒng)更易引入窄帶干擾。

高速運動環(huán)境下，準(zhǔn)確的時間同步和頻偏估計即時頻同步是基于OFDM的航空寬帶系統(tǒng)克服多普勒頻移并進行正常通信的前提。

因此，在高速運動狀態(tài)下，抗干擾的時頻同步方案是基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)亟待解決的問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明實施例的目的在于提供一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法及裝置，以在高速運動狀態(tài)下，進行抗干擾的時頻同步。具體技術(shù)方案如下：

一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法，包括：

獲得輸入的長度為2個同步符號的接收數(shù)據(jù)y，其中，每個同步符號的長度為N點；

對所述y前的第N點符號和所述y后的第N點符號分別做快速傅里葉變換FFT，得到兩個符號的頻域符號Y(n)以及Y(n+1)；

通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾子載波置0，得到消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)；

使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；

根據(jù)初始同步位置pos1，使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏使用所述進行頻偏補償；

確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值根據(jù)所述和所述確定最終頻偏值

從所述pos1左右位置各截取足夠長L點接收數(shù)據(jù)序列q，對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′；

對所述序列q′進行快速傅里葉變換以轉(zhuǎn)換到頻域，通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾頻點處幅值置0；

通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，根據(jù)所述最大峰位置確定精確同步位置pos2；

使用所述pos1和所述pos2進行時頻同步處理。

可選的，所述使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，包括：

通過公式

使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Y_k(n)表示接收同步符號n頻域上的第k個子載波信號，P_t1代表t1時刻的差分相關(guān)值功率，R代表接收同步符號n頻域上所有子載波符號功率加和，M_t1代表t1時刻相關(guān)值與接收信號功率的比值。

可選的，所述使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏包括：

通過公式

ε＝Δf₀T_sN

使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏其中，Im表示取虛部操作，Re表示取實部操作。

可選的，所述使用所述進行頻偏補償，包括：

通過公式

分別對兩個同步符號進行小數(shù)倍頻偏估計值補償，其中，T_s為采樣間隔，y_i(n)代表同步符號n時域上第i個樣點，y_i'(n)代表對y_i(n)進行頻偏補償后的值。

可選的，所述確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值k，包括：

根據(jù)公式

確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值其中，表示對本地預(yù)存序列Z^*進行以N為周期的向右循環(huán)移位s位，P_s(n)表示相關(guān)功率值。

可選的，所述對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′，包括：

通過公式

對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′。

可選的，所述通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，包括：

通過公式

識別窄帶干擾，其中，Th為干擾判決門限，為頻域接收信號Y(n)的平均功率。

可選的，所述通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，包括：

通過公式

進行滑動相關(guān)法得到最大峰位置，其中，x_i表示本地預(yù)存時域同步序列x的第i個樣點，P_t2代表從序列q的第t2個樣點開始取2N長的數(shù)據(jù)并與同步序列x進行相關(guān)運算的功率值。

一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步裝置，包括：數(shù)據(jù)獲得單元、傅里葉變換單元、干擾識別單元、粗同步單元、頻偏補償單元、頻偏確定單元、序列獲得單元、幅值處理單元、精同步單元和時頻同步單元，

所述數(shù)據(jù)獲得單元，用于獲得輸入的長度為2個同步符號的接收數(shù)據(jù)y，其中，每個同步符號的長度為N點；

所述傅里葉變換單元，用于對所述y前的第N點符號和所述y后的第N點符號分別做快速傅里葉變換FFT，得到兩個符號的頻域符號Y(n)以及Y(n+1)；

所述干擾識別單元，用于通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾子載波置0，得到消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)；

所述粗同步單元，用于使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；

所述頻偏補償單元，用于根據(jù)初始同步位置pos1，使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏使用所述進行頻偏補償；

所述頻偏確定單元，用于確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值根據(jù)所述和所述確定最終頻偏值

所述序列獲得單元，用于從所述pos1左右位置各截取足夠長L點接收數(shù)據(jù)序列q，對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′；

所述幅值處理單元，用于對所述序列q′進行快速傅里葉變換以轉(zhuǎn)換到頻域，通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾頻點處幅值置0；

所述精同步單元，用于通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，根據(jù)所述最大峰位置確定精確同步位置pos2；

所述時頻同步單元，用于使用所述pos1和所述pos2進行時頻同步處理。

可選的，所述粗同步單元，具體用于：

通過公式

使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Y_k(n)表示接收同步符號n頻域上的第k個子載波信號，P_t1代表t1時刻的差分相關(guān)值功率，R代表接收同步符號n頻域上所有子載波符號功率加和，M_t1代表t1時刻相關(guān)值與接收信號功率的比值。

本發(fā)明實施例提供的一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法及裝置，可以先基于子載波進行差分相關(guān)，之后與預(yù)存序列進行相關(guān)運算來找到整數(shù)倍頻偏倍數(shù)的整數(shù)倍頻偏估計方案，解決了經(jīng)典Moose估計方法估計范圍不夠的問題。針對大頻偏的時間同步，經(jīng)典的SAC法雖然對頻偏并步敏感，但是該方法誤判慨率較大。本發(fā)明先利用SAC找到粗同步位置，之后進行頻偏補償并與預(yù)存序列進行滑動相關(guān)運算從而找到最大相關(guān)峰值位置所對應(yīng)的精確同步位置。大幅提升了時間同步性能。

當(dāng)然，實施本發(fā)明的任一產(chǎn)品或方法必不一定需要同時達到以上所述的所有優(yōu)點。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發(fā)明實施例提供的一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法的流程圖；

圖2為本發(fā)明實施例提供的經(jīng)典的Moose符號結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本發(fā)明實施例提供的SAC峰值平臺示意圖；

圖4為本發(fā)明實施例提供的滑動相關(guān)示意圖；

圖5為本發(fā)明實施例提供的精同步方法峰值示意圖；

圖6為本發(fā)明實施例提供的粗時間同步位置落在峰值平臺內(nèi)的概率示意圖；

圖7為本發(fā)明實施例提供的粗時間同步位置落在臨近誤判區(qū)域內(nèi)的概率示意圖；

圖8為本發(fā)明實施例提供的精時間同步位置為理想位置的概率示意圖；

圖9為本發(fā)明實施例提供的頻偏估計均值示意圖；

圖10為本發(fā)明實施例提供的頻偏估計方差示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明中的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

首先，對本發(fā)明的基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的系統(tǒng)模型進行說明：

OFDM地空寬帶通信系統(tǒng)的發(fā)送端產(chǎn)生基帶信號r如下：

基于WSSUS信道，寬帶航空無線信道通用模型為：

式中，t和τ是特定的時刻和時間增量，P為信道最大傳播路徑個數(shù)，θ_p、f_Dp、τ_p分別表示第p條路徑的隨機相位、多普勒頻移和多徑時延；a是歸一化視距路徑的幅度，f_DLos是視距路徑的多普勒頻移，c²是散射部分的方差。定義萊斯因子K＝a²/c²，歸一化后K→0時，萊斯信道退化為瑞利信道。

對于飛機的巡航狀態(tài)(en-route)，通常信道被認(rèn)為是雙徑模型，第一徑是視距徑，時延τ＝0，第二徑則由反射徑組成，其散射角度可由Jakes多普勒頻率擴展模型來刻畫，在巡航狀態(tài)下，第二徑的角度擴展通常非常小，因此可以認(rèn)為存在一個線性頻偏。則信道模型可表示為：

其中，Δf_l為l徑帶來的載波頻差，是收發(fā)本振以及多普勒頻移的綜合作用。

當(dāng)存在窄帶干擾時，接收信號可表示為：

y(n)＝r(n)*h(n)+j(n)+w(n)

其中，w(n)是功率為高斯噪聲，j(n)是窄帶干擾信號：

假設(shè)在一個符號內(nèi)部信道為平穩(wěn)衰落并且CP長度L大于第二徑的時延，在正確時間同步以及無采樣偏差的前提下，接收端去CP后并進行FFT變化得到：

Y(n)＝S(n)·FFT[h(n)]+W(n)+J(n)

J(n)＝FFT[j(n)]

對于窄帶干擾信號J(n)，建模為高斯信號，且滿足以下條件：

因此噪聲項可表示為：

Θ_k(n)＝W_k(n)+J_k(n)

對于不同的子載波k，噪聲Q(n)分布為零均值獨立分布，但方差不同：

本發(fā)明可以采用經(jīng)典的Moose符號結(jié)構(gòu)來進行時頻同步。符號結(jié)構(gòu)如圖2所示，同步符號n與同步符號n+1相同均為N點長，并在同步符號1前添加L點長CP，此時符號末尾L點也可看作符號2的CP。

如圖1所示，本發(fā)明實施例提供的一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步方法，可以包括：

S100、獲得輸入的長度為2個同步符號的接收數(shù)據(jù)y，其中，每個同步符號的長度為N點；

S200、對所述y前的第N點符號和所述y后的第N點符號分別做快速傅里葉變換FFT，得到兩個符號的頻域符號Y(n)以及Y(n+1)；

S300、通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾子載波置0，得到消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)；

S400、使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；

其中，SAC時間同步法由Schmidl和Cox這兩人提出，因此SAC時間同步法又稱為Schmidl And Cox時間同步法。

其中，所述使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，可以包括：

通過公式

使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Y_k(n)表示接收同步符號n頻域上的第k個子載波信號，P_t1代表t1時刻的差分相關(guān)值功率，R代表接收同步符號n頻域上所有子載波符號功率加和，M_t1代表t1時刻相關(guān)值與接收信號功率的比值。

S500、根據(jù)初始同步位置pos1，使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏使用所述進行頻偏補償；

其中，所述使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏可以包括：

通過公式

ε＝Δf₀T_sN

使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏其中，Im表示取虛部操作，Re表示取實部操作。

所述使用所述進行頻偏補償，包括：

通過公式

分別對兩個同步符號進行小數(shù)倍頻偏估計值補償，其中，T_s為采樣間隔，y_i(n)代表同步符號n時域上第i個樣點，y_i'(n)代表對y_i(n)進行頻偏補償后的值。

S600、確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值根據(jù)所述和所述確定最終頻偏值

其中，所述確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值包括：

根據(jù)公式

確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值其中，表示對本地預(yù)存序列Z^*進行以N為周期的向右循環(huán)移位s位，P_s(n)表示相關(guān)功率值。

S700、從所述pos1左右位置各截取足夠長L點接收數(shù)據(jù)序列q，對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′；

其中，所述對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′，包括：

通過公式

對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′。

S800、對所述序列q′進行快速傅里葉變換以轉(zhuǎn)換到頻域，通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾頻點處幅值置0；

其中，所述通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，可以包括：

通過公式

識別窄帶干擾，其中，Th為干擾判決門限，為頻域接收信號Y(n)的平均功率。

S900、通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，根據(jù)所述最大峰位置確定精確同步位置pos2；

其中，所述通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，可以包括：

通過公式

進行滑動相關(guān)法得到最大峰位置，其中，x_i表示本地預(yù)存時域同步序列x的第i個樣點，P_t2代表從序列q的第t2個樣點開始取2N長的數(shù)據(jù)并與同步序列x進行相關(guān)運算的功率值。

S1000、使用所述pos1和所述pos2進行時頻同步處理。

針對窄帶干擾，本發(fā)明利用窄帶干擾消除技術(shù)抑制對時頻同步方案性能的影響。針對大頻偏的頻偏估計，經(jīng)典的Moose法估計范圍有限，不足以對大頻偏進行估計，本發(fā)明提出了一種先基于子載波進行差分相關(guān)，之后與預(yù)存序列進行相關(guān)運算來找到整數(shù)倍頻偏倍數(shù)的整數(shù)倍頻偏估計方案，解決了經(jīng)典Moose估計方法估計范圍不夠的問題。針對大頻偏的時間同步，經(jīng)典的SAC法雖然對頻偏并步敏感，但是該方法誤判慨率較大，本發(fā)明先利用SAC找到粗同步位置，之后進行頻偏補償并與預(yù)存序列進行滑動相關(guān)運算從而找到最大相關(guān)峰值位置所對應(yīng)的精確同步位置。大幅提升了時間同步性能。

本發(fā)明將窄帶干擾消除技術(shù)、經(jīng)典的時頻同步方案以及改進方案進行有機結(jié)合，形成一套完成的抗窄帶干擾的大頻偏時頻同步方案。

下面對本發(fā)明方案的推導(dǎo)過程進行說明：

第一部分、窄帶干擾下的大頻偏估計方案：

首先不考慮窄帶干擾，假設(shè)系統(tǒng)已理想同步在第一徑直射徑的位置，當(dāng)只存在白噪聲時，OFDM信號S(n)通過雙線性多普勒信道的接收信號公式可表示為：

其中，φ_i分別表示第i條徑上的初始相位。T_s表示采樣間隔。

公式中第二項為由頻偏帶來的ICI值，可以看做AWGN噪聲，則前后兩個同步符號上的頻域信道響應(yīng)分別為：

其中，

由于S_k(n)＝S_k(n+1)，不考慮AWGN噪聲項，則兩個同步符號存在以下關(guān)系：

公式A：

由于第一徑的功率相比第二徑功率較大，因此時間同步的目標(biāo)是同步在第一徑上，頻偏估計的目標(biāo)是估計第一徑的頻偏Δf₀，即該公式A中第一項的頻偏值，而后三項則認(rèn)為是第二條徑帶來的干擾。

令ε＝Δf₀T_sN，則經(jīng)典的Moose頻偏估計為：

對于Moose算法，當(dāng)由于噪聲的影響和相位的跳變，導(dǎo)致從而產(chǎn)生相位模糊。此方法頻偏估計的范圍為ΔF為同步符號子載波間隔。

在航空寬帶通信系統(tǒng)中，高速運動會帶來很大的多普勒頻偏，Moose法頻偏估計范圍往往很難達到要求。

本發(fā)明在經(jīng)典Moose頻偏估計算法基礎(chǔ)上提出一種整數(shù)倍頻偏估計方法，使得頻偏估計范圍增大到若干倍的子載波間隔。

假設(shè)頻偏大小為：

其中，

整數(shù)倍頻偏估計流程如下：

步驟1：首先根據(jù)Moose法估計小數(shù)倍頻偏

步驟2：分別對兩個同步符號進行小數(shù)倍頻偏估計值補償：：

步驟3：在整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值k：

當(dāng)小數(shù)倍頻偏補償后，此時只剩下整數(shù)倍頻偏。考慮公式A的第一項，當(dāng)存在k倍整數(shù)倍頻偏時，OFDM符號經(jīng)FFT解調(diào)后子載波會移動k位。即如果得到解調(diào)子載波與發(fā)送子載波相比移動了幾個子載波，便可得到k值。

首先我們按以下規(guī)則構(gòu)造兩個同步符號上的子載波序列S：

構(gòu)造S應(yīng)使得：所以構(gòu)造方法如下：

S₀＝1

S_k+1＝S_kZ_k k＝0,1,…,N-2

其中，Z_k使用相關(guān)性較理想的ZC序列。

以同步符號n為例，對接收子載波相鄰符號進行差分運算后與Z_k進行相關(guān)得到相關(guān)值P_s(n)：

式中，是指對序列Z*進行以N-1為長度周期的k-s位循環(huán)移位操作。Y_k'(n)是指對接收同步符號進行小數(shù)倍頻偏估計后y_i'(n)的頻域信號。

當(dāng)系統(tǒng)沒有頻偏時接收信號子載波不會移位，此時當(dāng)s＝0時，P_s(n)對應(yīng)最大值。當(dāng)系統(tǒng)存在k倍整數(shù)倍頻偏時，則s＝k時，P_s(n)對應(yīng)最大值。因此，k值的估計準(zhǔn)則如下：

之所以要對相鄰子載波進行查分運算是為了避免同步估計誤差對頻偏估計帶來影響。由OFDM解調(diào)原理可知，當(dāng)同步位置落在CP內(nèi)時，當(dāng)與精確解調(diào)位置相差Δn_τ個樣點，子載波上會產(chǎn)生線性相位旋轉(zhuǎn)，但相鄰子載波上的相位差卻是固定值：因此同步位置只要在CP內(nèi)，均不會影響到P_s的大小。

則總的頻偏估計結(jié)果為：

當(dāng)存在窄帶干擾時，采用基于門限的干擾消除法。即求得頻域接收信號Y(n)的平均功率并設(shè)定干擾判決門限Th,被干擾子載波按以下準(zhǔn)則判決：

如果Λ_k＞0，則認(rèn)為子載波k受到干擾，并將其置0，即對其幅度乘以干擾抑制因子α＝0。

第二部分：窄帶干擾下的時間同步方案

先不考慮窄帶干擾，時間同步原理基于SAC法，求得前后兩個同步符號的子載波差分相關(guān)運算值：

存在頻偏時，考慮公式A的第一項，有固定的因子：是由頻偏帶來的相位旋轉(zhuǎn)，所以相關(guān)結(jié)果M值不受的影響，此方法對大頻偏不敏感。當(dāng)M_t1M大于某一門限值Th1時則認(rèn)為找到同步位置。

對于經(jīng)典的SAC時間同步法，如果差分相關(guān)起始位置在CP內(nèi)，M_t1M會出現(xiàn)一個峰值平臺，當(dāng)起始位置超前或滯后CP，則會出現(xiàn)相關(guān)值較大且緩慢下降的相鄰誤判區(qū)域(Adjacent area)，如圖3所示。顯然，由于相鄰誤判區(qū)域較平緩，所以在低信噪比很容易將同步位置誤判在此區(qū)域，仿真也說明了這一點。為此，本發(fā)明在經(jīng)典SAC基礎(chǔ)上增加一種精確同步過程。其原理為：當(dāng)利用SAC同步方法找到初始同步位置pos₁并完成頻偏估計后，從其左右位置各截取足夠長L點接收數(shù)據(jù)序列：q＝[y_pos1-L,y_pos1-L+1，…,y_pos1,y_pos1+L-1,y_pos1+L]，利用頻偏估計結(jié)果對其進行頻偏補償：

之后，對接收數(shù)據(jù)在時域上與本地預(yù)存的兩個時域同步符號序列x進行滑動相關(guān)運算：

顯然，當(dāng)pos₁為精確同步位置時，t2＝L時，P_t2對應(yīng)最大的相關(guān)值。當(dāng)同步位置超前或滯后Δp時，t2＝L-Δp或t2＝L+Δp對應(yīng)最大的相關(guān)值，此時精確的位置pos₂分別為pos₂＝pos₁-Δp或pos₂＝pos₁-Δp。

由于前后兩段同步序列相等，因此，在滑動過程中會出現(xiàn)兩個峰值，如圖4和圖5所示，當(dāng)本地序列的第二個同步符號與接收序列第一個符號上對齊時，會出現(xiàn)偽峰，此時對應(yīng)的同步位置提前了一個符號的長度；當(dāng)滑動至理想位置時，則會出現(xiàn)功率最大的峰。

可見，方案提出的精同步方法得到的峰值很尖銳，可有效避免誤判。

當(dāng)存在窄帶干擾時，在進行時間同步之前，需要進行窄帶干擾消除，當(dāng)存在窄帶干擾時，同樣基于門限的干擾消除法，先將頻域被干擾子載波置0。

本發(fā)明還進行了仿真，具體的仿真參數(shù)如表1所示：

表1 窄帶干擾環(huán)境下的高頻偏時頻同步方案仿真參數(shù)配置

時間同步結(jié)果如圖6和圖7所示。圖6為粗時間同步位置落在峰值平臺內(nèi)的概率示意圖；圖7為粗時間同步位置落在臨近誤判區(qū)域內(nèi)的概率示意圖。

可見，當(dāng)干擾功率增大時，粗同步位置落在正確峰值平臺的概率減小，落在誤判區(qū)域即誤檢概率變大。進行干擾抑制后，落在正確峰值平臺的概率變大，否則不進行干擾消除，誤檢概率會保持在一定的水平，如SIR＝-15dB時，誤檢概率不會隨著SNR增大而減小。當(dāng)信噪比在SNR＝10dB以上時，進行干擾消除的SAC法可以幾乎保證正確同步。

圖8為精時間同步位置為理想位置的概率示意圖，從圖8可以看出，當(dāng)使用精同步方案后，可見時間同步位置點在SNR＝0dB即100％判斷在理想同步位置點上，可見，精同步方案相比SAC方案，性能提升10dB。

圖9為頻偏估計均值示意圖，圖10為頻偏估計方差示意圖。

通過圖9和圖10的仿真結(jié)果表明，進行頻域干擾消除后，頻偏估計性能有很大改善。頻偏估計均值幾乎等于仿真設(shè)定值，表明即使頻偏超過同步符號子載波間隔的一半，當(dāng)加入整數(shù)倍頻偏估計方案后，仍可準(zhǔn)確進行大頻偏估計。

與上述方法實施例相對應(yīng)，本發(fā)明還提供了一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步裝置。

本發(fā)明實施例提供的一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步裝置，可以包括：數(shù)據(jù)獲得單元、傅里葉變換單元、干擾識別單元、粗同步單元、頻偏補償單元、頻偏確定單元、序列獲得單元、幅值處理單元、精同步單元和時頻同步單元，

所述數(shù)據(jù)獲得單元，用于獲得輸入的長度為2個同步符號的接收數(shù)據(jù)y，其中，每個同步符號的長度為N點；

所述傅里葉變換單元，用于對所述y前的第N點符號和所述y后的第N點符號分別做快速傅里葉變換FFT，得到兩個符號的頻域符號Y(n)以及Y(n+1)；

所述干擾識別單元，用于通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾子載波置0，得到消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)；

所述粗同步單元，用于使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；

所述頻偏補償單元，用于根據(jù)初始同步位置pos1，使用經(jīng)典的Moose頻偏估計法估計得到小數(shù)倍頻偏使用所述進行頻偏補償；

所述頻偏確定單元，用于確定整數(shù)倍頻偏倍數(shù)值根據(jù)所述和所述確定最終頻偏值

所述序列獲得單元，用于從所述pos1左右位置各截取足夠長L點接收數(shù)據(jù)序列q，對所述q進行頻偏補償?shù)玫叫蛄衠′；

所述幅值處理單元，用于對所述序列q′進行快速傅里葉變換以轉(zhuǎn)換到頻域，通過基于門限的干擾識別法識別窄帶干擾，并將被干擾頻點處幅值置0；

所述精同步單元，用于通過滑動相關(guān)法得到最大峰位置，根據(jù)所述最大峰位置確定精確同步位置pos2；

所述時頻同步單元，用于使用所述pos1和所述pos2進行時頻同步處理。

其中，所述粗同步單元，可以具體用于：

通過公式

使用SAC時間同步法確定消除窄帶干擾后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Y_k(n)表示接收同步符號n頻域上的第k個子載波信號，P_t1代表t1時刻的差分相關(guān)值功率，R代表接收同步符號n頻域上所有子載波符號功率加和，M_t1代表t1時刻相關(guān)值與接收信號功率的比值。

本發(fā)明實施例提供了一種基于OFDM的航空寬帶通信系統(tǒng)的時頻同步裝置，可以先基于子載波進行差分相關(guān)，之后與預(yù)存序列進行相關(guān)運算來找到整數(shù)倍頻偏倍數(shù)的整數(shù)倍頻偏估計方案，解決了經(jīng)典Moose估計方法估計范圍不夠的問題。針對大頻偏的時間同步，經(jīng)典的SAC法雖然對頻偏并步敏感，但是該方法誤判慨率較大。本發(fā)明先利用SAC找到粗同步位置，之后進行頻偏補償并與預(yù)存序列進行滑動相關(guān)運算從而找到最大相關(guān)峰值位置所對應(yīng)的精確同步位置。大幅提升了時間同步性能。

需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關(guān)系術(shù)語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區(qū)分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關(guān)系或者順序。而且，術(shù)語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設(shè)備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設(shè)備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設(shè)備中還存在另外的相同要素。

本說明書中的各個實施例均采用相關(guān)的方式描述，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處。尤其，對于系統(tǒng)實施例而言，由于其基本相似于方法實施例，所以描述的比較簡單，相關(guān)之處參見方法實施例的部分說明即可。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換、改進等，均包含在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。