本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體的說(shuō)是涉及用于多載波系統(tǒng)的信道估計(jì)方法。

背景技術(shù)：

多載波系統(tǒng)具有抗多徑干擾能力強(qiáng)、頻譜利用率高的優(yōu)點(diǎn)，非常適合未來(lái)的高速無(wú)線傳輸應(yīng)用。在多載波系統(tǒng)中，不同的子載波經(jīng)受不同的信道衰落，具有不同的傳輸能力。例如OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)是一種無(wú)線通信的高速傳輸技術(shù)，其基本原理是將高速的數(shù)據(jù)流分解成許多低速率的子數(shù)據(jù)流，即將信號(hào)分成許多正交的子載波，利用這些相互正交的子載波同時(shí)進(jìn)行傳輸。該技術(shù)利用子載波對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，擴(kuò)展了符號(hào)的脈沖寬度，可以有效地抵抗符號(hào)間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)，提高了對(duì)抗多徑衰落的性能。與傳統(tǒng)頻分復(fù)用(Frequency Division Multiplexing,FDM)相比，OFDM不需要專(zhuān)門(mén)的保護(hù)頻帶。雖然頻譜之間會(huì)有重疊，但是各個(gè)載波之間是相互正交的。根據(jù)正交性原理可知，各個(gè)載波之間是不存在干擾的，從而大大提高了頻譜的利用率。

此外，基于子載波索引調(diào)制(Subcarrier Index Modulation,SIM)的OFDM系統(tǒng)將整個(gè)多載波連續(xù)地分成大小相同的多個(gè)子塊，每個(gè)子塊中通過(guò)索引比特來(lái)選擇其中若干個(gè)子載波來(lái)發(fā)送數(shù)據(jù)，而其余的子載波不發(fā)送數(shù)據(jù)。由于索引比特本身并不發(fā)送，而是隱含在激活子載波的位置信息中的，所以索引比特并不占用頻譜資源。在接收端，通過(guò)激活子載波的位置就可以獲得索引比特的信息。其峰值平均功率比更小、對(duì)抗子載波間干擾性能更好、誤碼率更低等，通過(guò)選擇不同的功率分配策略還可以節(jié)約發(fā)射機(jī)能量。

多載波系統(tǒng)中的信道估計(jì)方法也有很多，如線性最小二乘估計(jì)方法(LS)、線性最小均方誤差估計(jì)方法(LMMSE)、基于傅里葉變換的估計(jì)方法(DFT)等。最小二乘估計(jì)方法的計(jì)算復(fù)雜度是最低的，但其性能也是上述三種方法里面性能最差的；線性最小均方誤差估計(jì)方法在最小二乘估計(jì)方法的基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn)，在頻域上抑制了噪聲對(duì)信道估計(jì)結(jié)果的影響，大大提高了信道估計(jì)的準(zhǔn)確度；基于傅里葉變換的估計(jì)方法同樣是在最小二乘估計(jì)方法的基礎(chǔ)上進(jìn)行了改進(jìn)，通過(guò)傅里葉反變換(IDFT)將最小二乘估計(jì)方法的結(jié)果變換至?xí)r域，并利用“在時(shí)域信道滿(mǎn)足整數(shù)點(diǎn)采樣的情況下，能量集中在少數(shù)幾個(gè)抽樣點(diǎn)上”這一特性，將最大時(shí)延之后的數(shù)據(jù)置零，再進(jìn)行傅里葉變換(DFT)至頻域得到最終的信道估計(jì)結(jié)果，同樣實(shí)現(xiàn)了去除噪聲的效果，使得信道估計(jì)結(jié)果得到了顯著的提升。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出一種多載波系統(tǒng)基于導(dǎo)頻的DFT信道估計(jì)方法，通過(guò)對(duì)多徑時(shí)域信道沖激響應(yīng)的估計(jì)，確定沖激響應(yīng)位置。相比于原有基于DFT的信道估計(jì)方法只能去除最大時(shí)延之后的問(wèn)題，只保留沖激響應(yīng)的位置的數(shù)據(jù)，非沖激響應(yīng)位置的數(shù)據(jù)置零，進(jìn)一步去除了最大時(shí)延之內(nèi)的噪聲，得到了更好的性能。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：

用于多載波系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于，包括：

發(fā)射端：

發(fā)射端等間隔均勻地將導(dǎo)頻放置在一個(gè)多載波符號(hào)中，每個(gè)多載波符號(hào)含有N個(gè)子載波，導(dǎo)頻間隔為D_f，取值為的整數(shù)，其中σ_max表示最大時(shí)延，表示向下取整，導(dǎo)頻的數(shù)量與子載波的數(shù)量滿(mǎn)足整數(shù)倍關(guān)系，即為整數(shù)；

接收端：

假設(shè)頻域接收信號(hào)為Y[k]，其中k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號(hào)，則接收端進(jìn)行信道估計(jì)還包括以下步驟：

a.LS信道估計(jì)：取導(dǎo)頻位置相應(yīng)的接收信號(hào)Y_p[m]進(jìn)行LS信道估計(jì)其中m＝0,1,...,N_p-1表示導(dǎo)頻所在的子載波編號(hào)，P指第M個(gè)導(dǎo)頻序列；

b.IDFT變換：對(duì)步驟a中獲得的LS信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行N_p點(diǎn)的IDFT變換其中n＝0,1,...,N_p-1表示時(shí)域子載波編號(hào)；

c.尋徑：若多徑信道的徑數(shù)未知，進(jìn)入步驟c1，若已知多徑信道的徑數(shù)L，進(jìn)入步驟c5：

c1.對(duì)噪聲進(jìn)行估計(jì)并將其設(shè)為門(mén)限threshold＝var(h_LS[j])，計(jì)算最大時(shí)延之后純?cè)肼暤木祅oise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝CP,...,N_p-1表示循環(huán)前綴CP之后的時(shí)域子載波編號(hào)；令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示時(shí)域子載波編號(hào)；

c2.計(jì)算|residual[n]|²,n＝0,1,...,N_p-1的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i徑，將能量最大的位置l_i上的數(shù)據(jù)替換為步驟c1中計(jì)算出的噪聲均值residual[l_i]＝noise_mean；

c3.計(jì)算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])并與門(mén)限threshold進(jìn)行比較，若大于門(mén)限則重復(fù)步驟c2；若小于門(mén)限則停止迭代進(jìn)入步驟c4；

c4.只保留通過(guò)迭代得到的沖激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(shù)(也表示估計(jì)出的多徑徑數(shù))，其余的數(shù)據(jù)置零，估計(jì)結(jié)果為：

進(jìn)入步驟d；

c5.根據(jù)已知的多徑信道的徑數(shù)L，令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示時(shí)域子載波編號(hào)，計(jì)算|residual[n]|²的能量并進(jìn)行降序排列，取能量最大的前L個(gè)沖激位置l_i,i＝0,1,...,L-1，估計(jì)結(jié)果為：

其中，l_i表示多徑信道第i徑的位置，L為多徑信道的徑數(shù)。

進(jìn)入步驟d；

d.DFT變換：將信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行N點(diǎn)DFT變換到頻域，得到信道估計(jì)結(jié)果為:其中n＝0,1,...,N_p-1表示時(shí)域子載波編號(hào)，k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號(hào)。

本發(fā)明的有益效果為：去除了信道估計(jì)時(shí)域最大時(shí)延之內(nèi)的噪聲，進(jìn)一步降低了噪聲對(duì)信道估計(jì)結(jié)果影響，本方案具備很強(qiáng)的抗噪性能；同時(shí)更精確的信道估計(jì)也為最終的檢測(cè)算法提供依據(jù)。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明提供的多載波系統(tǒng)導(dǎo)頻的放置方式示意圖；

圖2為本發(fā)明提出的多載波系統(tǒng)基于導(dǎo)頻的DFT信道估計(jì)方法的流程示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖，詳細(xì)描述本發(fā)明的技術(shù)方案：

本發(fā)明相比于原有基于DFT的信道估計(jì)方法只能去除最大時(shí)延之后的問(wèn)題，只保留沖激響應(yīng)的位置的數(shù)據(jù)，非沖激響應(yīng)位置的數(shù)據(jù)置零，進(jìn)一步去除了最大時(shí)延之內(nèi)的噪聲，得到了更好的性能。

下面以總的子載波個(gè)數(shù)N＝1024，循環(huán)前綴CP＝64的OFDM系統(tǒng)為例介紹本發(fā)明的具體實(shí)施方式。

發(fā)射端：

步驟1：發(fā)送端等間隔均勻地將導(dǎo)頻放置在一個(gè)多載波符號(hào)中，如圖1所示。每個(gè)多載波符號(hào)含有N＝1024個(gè)子載波，導(dǎo)頻間隔為D_f＝3，導(dǎo)頻的數(shù)量

接收端：

步驟1：接收端的處理過(guò)程如圖2所示。頻域接收信號(hào)為Y[k]，其中k＝0,1,...,1023表示頻域子載波編號(hào)。取導(dǎo)頻位置相應(yīng)的接收信號(hào)Y_p[m]進(jìn)行LS信道估計(jì)其中m＝0,1,...,255表示導(dǎo)頻所在的子載波編號(hào)。

步驟2：對(duì)LS信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行N_p＝256點(diǎn)的IDFT變換其中n＝0,1,...,255表示時(shí)域子載波編號(hào)。

步驟3-1：尋徑：若不知道多徑信道的徑數(shù)，則首先對(duì)噪聲進(jìn)行估計(jì)并將其設(shè)為門(mén)限threshold＝var(h_LS[j])，并計(jì)算最大時(shí)延之后純?cè)肼暤木祅oise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝64,...,255表示CP之后的時(shí)域子載波編號(hào)。令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,255表示時(shí)域子載波編號(hào)。

步驟3-2：計(jì)算|residual[n]|²,n＝0,1,...,255的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i徑。將能量最大的位置l_i上的數(shù)據(jù)替換為步驟3-1計(jì)算出的噪聲均值residual[l_i]＝noise_mean。

步驟3-3：計(jì)算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])并與門(mén)限threshold進(jìn)行比較，若大于門(mén)限則重復(fù)步驟3-2；若小于門(mén)限則停止迭代。

步驟3-4：停止迭代之后，只保留通過(guò)迭代得到的沖激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(shù)(也表示估計(jì)出的多徑徑數(shù))，其余的數(shù)據(jù)置零。

若已知多徑徑數(shù)L(或通過(guò)其他方式計(jì)算出多徑徑數(shù))則可以直接計(jì)算|residual[n]|²的能量并進(jìn)行降序排列，取能量最大的前L個(gè)沖激位置l_i,i＝0,1,...,L-1進(jìn)行步驟3-4的處理。

步驟4：將信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行N點(diǎn)DFT變換到頻域其中n＝0,1,...,255表示時(shí)域子載波編號(hào)，k＝0,1,...,255表示頻域子載波編號(hào)。