本發(fā)明涉及通信信號波形檢測技術(shù)領(lǐng)域，具體的說是一種用于IEEE802.15.4的BPSK接收機(jī)。

背景技術(shù)：

IEEE 802.15.4是ZigBee，WirelessHART等規(guī)范的基礎(chǔ)，描述了低速率無線個人局域網(wǎng)的物理層和媒體接入控制協(xié)議。其最初工作在868/915MHz、2.4GHz的ISM頻段上，數(shù)據(jù)傳輸速率最高可達(dá)250kbps。低功耗、低成本的優(yōu)點使它在數(shù)據(jù)采集、處理與分析，遠(yuǎn)程控制精作農(nóng)業(yè)自動化、環(huán)境保護(hù)和監(jiān)測、智能家居、智能電網(wǎng)和軍事等眾多領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。在2011年公布的最新標(biāo)準(zhǔn)中，又加入了314–316MHz,430–434MHz,779–787MHz和950–956MHz工作頻段。

如圖1所示，802.15.4協(xié)議在不同載波頻段上采用調(diào)制方式和數(shù)據(jù)傳輸速率不同。在四個典型的頻段總共提供48個信道：868MHz頻段1個信道，915MHz頻段10個信道，2450MHz頻段16個信道，950MHz頻段21個信道。如圖2所示，在868/915/950-MHz頻段上，信號處理過程相同，只是數(shù)據(jù)速率不同。發(fā)送方首先將物理層數(shù)據(jù)協(xié)議單元(PPDU)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)差分編碼，然后再將差分編碼后的每一以位轉(zhuǎn)換為長度為15的片序列，最后使用BPSK調(diào)制到信道上。差分編碼是將數(shù)據(jù)的每一個原始比特與前一個差分編碼生成的比特進(jìn)行異或運算：其中E_n是差分編碼的結(jié)果，R_n為要編碼的原始比特，E_n-1是上一次差分編碼的結(jié)果。對每個發(fā)送的數(shù)據(jù)包，R₁是第一個原始比特，計算E₁時假定E₀＝0。差分解碼過程與編碼過程類似：對每個接收到的數(shù)據(jù)包，E₁為第一個需要解碼的比特，計算E₁時假定E₀＝0。如圖3所示，差分編碼后的每個比特被轉(zhuǎn)換為長度為15的片序列。擴(kuò)頻后的序列使用BPSK調(diào)制方式調(diào)制到載波上。

如圖4所示，IEEE 802.15.4協(xié)議物理層數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的第一個字段是四個字節(jié)共計32位的全零前導(dǎo)碼，收發(fā)器在接收前導(dǎo)碼期間，會根據(jù)前導(dǎo)碼序列的特征完成片同步和符號同步。幀起始分隔符(SFD)字段長度為一個字節(jié)，其值固定為0xA7，表示為一個物理幀的開始，收發(fā)器接收完成前導(dǎo)碼后只能做到數(shù)據(jù)的位同步，通過搜索SFD字段的值0xA7才能同步到字節(jié)上。幀長度由一個字節(jié)的低7位表示，其值就是物理幀負(fù)載的長度，因此物理幀負(fù)載的長度不會超過127個字節(jié)。物理幀的負(fù)載長度可變，稱之為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(PSDU)，一般用來承載MAC幀。

傳統(tǒng)的802.15.4網(wǎng)絡(luò)用的BPSK接收機(jī)主要有兩種，一種是如圖5所示的868/915/950-MHz頻段的傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)。用表示經(jīng)信道傳輸后接收到的復(fù)基帶采樣信號，其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲。則圖5所示的檢測過程可歸納為：

步驟一、利用32個比特的前導(dǎo)碼對應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測值Y₀：

其中，J表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴(kuò)頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導(dǎo)碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₁表示所有的噪聲項。

步驟二、對PSDU對應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號進(jìn)行比特級差分處理，得到判決觀測值A(chǔ)₀[m]：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)。

利用步驟一中的Y₀提取頻偏偏移信息，對步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測判決：

其中，表示對第m個比特數(shù)據(jù)的判決結(jié)果，q(·)為量化函數(shù)，|·|表示取模運算。Bloch,M.R.、Hayashi,M.、和Thangaraj,A.于2010年9月在《IEEE Transcactions on Signal Processing》上發(fā)表的文章“IEEE 802.15.4 BPSK receiver architecture based on a new efficient detection scheme”中提供了一種Y₀的量化函數(shù)的計算方法其中是Y₀的相位，也是頻率偏移信息Nω₀T_c的估計值，的計算方法具體描述為：

其中，Re(·)表示取實部運算，Im(·)表示取虛部運算。

公式(3)的檢測判決過程需要事先從Y₀中提取頻率偏移信息Nω₀T_c的估計值然后對A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償。如上所述，傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的不足之處是：由公式(4)可知，步驟三中需要通過除法運算和復(fù)雜的反正切運算來得到頻率偏移信息Nω₀T_c的估計值這對于能量供給嚴(yán)格受限的802.15.4網(wǎng)絡(luò)終端來說，計算復(fù)雜度較大，能耗較大，實現(xiàn)成本較高。

為降低從Y₀中提取頻偏補(bǔ)償信息Nω₀T_c的實現(xiàn)復(fù)雜度，Lee,S.、Kwon,H.、Jung,Y.、和Kim,J.S.于2007年8月在《Electronics Letter》上發(fā)表的文章“Efficient non-coherent demodulation scheme for IEEE 802.15.4 LR-WPAN systems”中，在傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的基礎(chǔ)上提出了一種簡化形式的接收機(jī)，對頻偏觀測值Y₀的量化函數(shù)做了改變，具體可描述為：

由式(5)可知，頻率偏移信息Nω₀T_c的估計值可以具體描述為：

可見，簡化形式的接收機(jī)也需要事先從Y₀中提取頻率偏移信息Nω₀T_c的估計值然后對A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償。其本質(zhì)是用式(6)對式(1)進(jìn)行近似處理，從而大大降低傳統(tǒng)方案的實現(xiàn)復(fù)雜度。但是仍然存在許多不足：式(6)對式(1)的近似處理過程勢必產(chǎn)生較大誤差，即式(6)對頻率偏移信息Nω₀T_c的估計過程存在更加嚴(yán)重的“過估計”或“欠估計”現(xiàn)象，會導(dǎo)致檢測可靠性的大幅下降，沒有在實現(xiàn)復(fù)雜和性能之間達(dá)到較好的平衡匹配。如圖6所示，相比于傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)，簡化形式的接收機(jī)檢測性能損失嚴(yán)重，仿真中采用的載波頻率為924MHz，頻率偏移f₀為IEEE 802.15.4協(xié)議中規(guī)定的最大值80ppm，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，PSDU的數(shù)據(jù)長度為20個字節(jié)(160比特)，每個信噪比下至少采集3000幀錯誤。而802.15.4網(wǎng)絡(luò)MAC層沒有采用前向糾錯(FEC)機(jī)制，而是采用循環(huán)冗余校驗(CRC)來判斷傳輸幀的正確性，自動請求重傳(ARQ)協(xié)議據(jù)此確定傳輸幀是否需要重傳。故物理層接收機(jī)性能的優(yōu)劣將將直接對能耗產(chǎn)生巨大影響。在信道條件較差，通信距離相對較遠(yuǎn)時，接收信號功率損耗較大。此時，如果采用該簡化形式的接收機(jī)，同一PSDU數(shù)據(jù)幀可能經(jīng)過多次重傳才能成功被MAC層校驗通過。如果數(shù)據(jù)量巨大則多次重傳的通信過程也將消耗巨大的能量，這會降低能量供給匱乏的802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明基于根據(jù)反正弦函數(shù)的泰勒級數(shù)展開理論和高信噪比時噪聲對信號影響較小理論，提供一種適用于IEEE 802.15.4的低功耗、高可靠性和低成本的非相干BPSK接收機(jī)及其進(jìn)一步簡化形式。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的具體方案為：

一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過擴(kuò)頻和BPSK調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元PSDU；接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號表示為其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收過程的具體步驟為：

步驟一、利用32個比特的前導(dǎo)碼對應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測值Y₀：

其中，J表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴(kuò)頻長度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導(dǎo)碼的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運算，η₁表示所有的噪聲項；

步驟二、對PSDU對應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號進(jìn)行比特級差分處理，得到判決觀測值A(chǔ)₀[m]：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m個比特對應(yīng)的第n個碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項，E[m]表示發(fā)送的第m個比特數(shù)據(jù)；

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測值Y₀提取頻率偏移信息，并對步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測判決：

其中，表示檢測判決得到的第m個比特數(shù)據(jù)，q(·)為量化函數(shù)，q(Y₀)可具體表示為：

其中，|·|表示取模運算，表示A₀[m]中頻率偏移Nω₀T_c的估計值；

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的PSDU數(shù)據(jù)傳送給MAC層進(jìn)行CRC校驗；

所述步驟三中，的計算方法為：

其中，Re(·)表示取實部運算，Im(·)表示取虛部運算。

有益效果：

1、本發(fā)明在信噪比為5～6dB、PSDU為20個字節(jié)(160比特)時，誤包率低于1％，即PER小于1×10-²，完全能夠滿足IEEE 802.15.4協(xié)議對檢測性能的要求；

2、和傳統(tǒng)典型非相干接收機(jī)相比，本發(fā)明具有更低的計算復(fù)雜度、更低的能耗和更低的實現(xiàn)成本，傳統(tǒng)典型非相干接收機(jī)通過除法和反正切運算來對頻率偏移信息Nω₀T_c的估計量，由公式(10)可知，本發(fā)明公布的頻率偏移信息Nω₀T_c的計算方法只需要一次比較和一次加法運算，因此具有更低的計算復(fù)雜度、更低的能耗和更低的實現(xiàn)成本；

3、和傳統(tǒng)簡化形式的接收機(jī)相比，本發(fā)明公布方案具有更高的可靠性，傳統(tǒng)簡化形式的接收機(jī)用式(6)對Nω₀T_c進(jìn)行近似估計，即用0，-π和四種相位對Nω₀T_c進(jìn)行估計，造成的誤差較大，本發(fā)明采用式(10)的計算方式對頻率偏移信息Nω₀T_c進(jìn)行估計，估計過程中存在的“過估計”或“欠估計”現(xiàn)象較弱，可靠性更高。

附圖說明

圖1是IEEE 802.15.4協(xié)議物理層四個頻段基本特性圖；

圖2是IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段物理層數(shù)據(jù)發(fā)送過程圖；

圖3是IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段擴(kuò)頻映射方式圖；

圖4是IEEE 802.15.4協(xié)議物理層幀結(jié)構(gòu)圖；

圖5是適用于868/915/950-MHz頻段的典型傳統(tǒng)非相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖；

圖6是適用于868/915/950-MHz頻段的傳統(tǒng)接收機(jī)和簡化形式接收機(jī)檢測性能比較圖；

圖7是本發(fā)明公布的兩種接收機(jī)和已有的兩種典型接收機(jī)檢測性能比較圖；

圖8是頻偏偏移量f₀的概率分布圖；

圖9是高信噪比時Y₀特性圖。

具體實施方式

下面根據(jù)附圖具體說明本發(fā)明的實施方式。

一種用于IEEE802.15.4的BPSK接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過擴(kuò)頻和BPSK調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元PSDU；接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號表示為其中s(k)為待檢測的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收過程的具體步驟為：

步驟一、利用32個比特的前導(dǎo)碼對應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測值Y₀：

步驟二、對PSDU對應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號進(jìn)行比特級差分處理，得到判決觀測值A(chǔ)₀[m]：

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測值Y₀提取頻率偏移信息，并對步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測判決：

其中，表示接收端判決得到的第m個比特數(shù)據(jù)，|·|表示取模運算。是Y₀的相位的近似值，并將作為A₀[m]中頻率偏移Nω₀T_c的估計值，的具體計算過程為：

其中，Re(·)表示取實部運算，Im(·)表示取虛部運算。

步驟四、檢測結(jié)束后將接收到的PSDU數(shù)據(jù)傳送給MAC層進(jìn)行CRC校驗。

作為進(jìn)一步優(yōu)化，由于|Y₀|≥0，故對于式(13)中判決依據(jù)“Re{A₀[m]·q(Y₀)}≥0”而言有：

故|Y₀|項不會影響式(13)的最終判決結(jié)果，忽略(13)中的量化函數(shù)中的|Y₀|項并以替代用以相互區(qū)分便可得：

式(13)中的量化函數(shù)和式(15)所示的量化函數(shù)對應(yīng)的檢測性能完全一致，而式(15)擁有更低的實現(xiàn)復(fù)雜度，能夠進(jìn)一步減少對能源的消耗，提高裝置的使用壽命。

本發(fā)明的理論依據(jù)闡述如下。

首先，在x＝0處對tan^-1x進(jìn)行泰勒級數(shù)展開可得到：

當(dāng)|x|較小時，有近似關(guān)系tan^-1x≈x。

當(dāng)頻率偏移信息Nω₀T_c較小和信噪比較大的前提下，的值較小?？梢灾苯觮an^-1x≈x對式(4)進(jìn)行簡化處理后得到:

但是當(dāng)頻率偏移信息Nω₀T_c較大或信噪比SNR不高的情況下，的值較大。tan^-1x≈x對式(4)的近似計算將會帶來較大誤差，造成最終檢測性能的極大損失。即式(16)僅適用于頻率偏移信息較小和信噪比較大的兩個約束條件下的檢測過程。

為得到一種無約束條件下的低復(fù)雜度頻率偏移估計方法，我們利用反正弦函數(shù)和反正切函數(shù)的等價關(guān)系可得：

如果Y₀落在復(fù)平面坐標(biāo)系的第一和第四象限，即則有：

如果Y₀落在復(fù)平面坐標(biāo)系的第二和第三象限，即則有：

根據(jù)式(17)和式(18)，式(4)可等價變?yōu)椋?/p>

其次，在x＝0處對sin^-1x進(jìn)行泰勒級數(shù)展開可得到：

則當(dāng)|x|較小時，有近似關(guān)系sin^-1x≈x。

由于在任何頻率偏移信息和信噪比條件下恒成立，因此可直接利用sin^-1x≈x對式(19)中的項進(jìn)行簡化可得到:

第三，在式(20)的分式中，分母項涉及復(fù)雜的平方運算和開方運算，可考慮對其進(jìn)一步進(jìn)行簡化。如圖9所示，當(dāng)信噪比較大時，噪聲幅度|η₁|很小，則有近似關(guān)系：

據(jù)此對式(20)中分式的分母進(jìn)一步簡化后有：

由此我們得到一種無約束條件的具有更低實現(xiàn)復(fù)雜度的頻率偏移估計方法，從而實現(xiàn)接收機(jī)整體算法的簡化，以減少接收過程中的能量消耗。

如圖7所示，本發(fā)明提供一種用于IEEE802.15.4的BPSK接收機(jī)與傳統(tǒng)簡化形式接收機(jī)相比，性能更加優(yōu)良，與統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)相比，則計算復(fù)雜度更低。仿真中采用的載波頻率為924MHz，頻率偏移f₀服從如圖8所示的三角分布，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，PSDU的數(shù)據(jù)長度為20個字節(jié)(160比特)，每個信噪比下至少采集3000幀錯誤?？梢姡景l(fā)明提供的接收機(jī)性能處于兩種傳統(tǒng)接收機(jī)之間。和傳統(tǒng)簡化形式的接收機(jī)相比，在誤包率為1×10-3時，可獲得不小于1.3dB的增益。故本發(fā)明公布的方案在實現(xiàn)復(fù)雜度和檢測性能之間達(dá)到了更好的平衡匹配。