本發(fā)明涉及光通信設備領域，更具體地，涉及一種基于實傅里葉域哈特萊變換的顏色鍵控ofdm通信系統(tǒng)。

背景技術：

近年來，移動通信技術和業(yè)務的迅猛發(fā)展對傳統(tǒng)的基于射頻(radiofrequency，rf)頻段的無線通信系統(tǒng)帶來了很大挑戰(zhàn)?？梢姽庾鳛殡姶挪ㄗV的一部分，因其所具有的巨大帶寬而被提出用于無線通信?？梢姽馔ㄐ?visiblelightcommunication，vlc)系統(tǒng)能夠提供超過數(shù)百thz不受限的可用頻帶；同時，vlc系統(tǒng)不會與rf信號間相互干擾，可與現(xiàn)有無線系統(tǒng)良好共存，且適用于rf信號受限的應用場合，如飛機客艙、醫(yī)院等；此外，vlc系統(tǒng)還具有高可靠性、低能耗、部署成本低等優(yōu)勢。

在vlc系統(tǒng)中，顏色鍵控(colorshiftkeying，csk)調(diào)制將二進制信息調(diào)制為紅、綠、藍(rgb)三色光強度，利用rgb三色發(fā)光二極管(lightemittingdiode，led)同時傳輸，且保持三色光強度總和為常數(shù)以滿足人眼安全及光照無閃爍等要求。

另一方面，正交頻分復用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)作為一種多載波傳輸技術，已被應用于光通信系統(tǒng)中。兩種最主要的光ofdm(opticalofdm，o-ofdm)系統(tǒng)分別是直流偏置o-ofdm(dc-biasedopticalofdm，dco-ofdm)及非對稱限幅o-ofdm(asymmetrically-clippedopticalofdm，aco-ofdm)。這兩種系統(tǒng)中輸入符號均需要滿足厄米特共軛對稱(hermitiansymmetry)，以確保ofdm時域信號的實數(shù)性。兩者的區(qū)別在于，dco-ofdm需要添加直流偏置和限幅以確保時域信號的非負性；而aco-ofdm只在奇數(shù)序號的子載波上加載符號，而將偶數(shù)序號子載波置零，變換后直接對負數(shù)部分限幅從而確保ofdm時域信號的非負性。

在vlc中，csk調(diào)制已與ofdm傳輸技術相結合以提高頻譜利用率。在傳統(tǒng)的基于快速傅里葉變換(fastfouriertransform,fft)的csk-ofdm系統(tǒng)中，為滿足vlc信道傳輸?shù)膶崝?shù)性要求，并行輸入ofdm調(diào)制器的csk已調(diào)制符號必須符合厄米特共軛對稱，由此造成了一半頻譜資源的浪費。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種提高頻譜利用率的基于實傅里葉域哈特萊變換的顏色鍵控ofdm通信系統(tǒng)。

為了達到上述技術效果，本發(fā)明的技術方案如下：

一種基于實傅里葉域哈特萊變換的顏色鍵控ofdm通信系統(tǒng)，包括發(fā)射端和接收端，發(fā)射端和接收端通過vlc光信道連接，所述發(fā)射端包括順次連接的csk調(diào)制器、dht-ofdm調(diào)制器、加偏置和限幅模塊、添加cp模塊、數(shù)模轉換模塊和led；所述接收端包括順次連接的光電接收器、模數(shù)轉換模塊、去除cp模塊、dht-ofdm解調(diào)和均衡模塊以及csk解調(diào)器；led的光信號通過vlc光信道傳遞到光電接收器上。

進一步地，csk調(diào)制器的輸入信號是二進制比特序列，該二進制比特序列經(jīng)csk調(diào)制器調(diào)制為rgb三色強度值pr，pg和pb，得到的強度值將作為r、g、b三色信道各自的輸入符號送入dht-ofdm調(diào)制器。

進一步地，光電二極管接收信號表示為：

其中，代表光電接收器的響應度，xtx,r(t)，xtx,g(t)和xtx,b(t)分別表示r，g，b信道的發(fā)射信號，yrx,r(t)，yrx,g(t)和yrx,b(t)分別表示各信道的接收信號，nr(t)，ng(t)和nb(t)分別表示各信道的噪聲分量，*代表線性卷積運算。

進一步地，接收的信號經(jīng)過去除cp模塊，dht-ofdm解調(diào)和均衡模塊后，得到的強度估計值和輸入csk解調(diào)器進行最小距離判決，判決在信號空間，即強度值構成的空間進行，判決規(guī)則可表示為：

其中sl＝[pr,pg,pb]是構成m-csk星座圖中的某一符號，0≤l≤m-1，m為m-csk星座圖中星座點的總數(shù)，l代表判決遍歷所有m個星座點，為待判決符號，代表所有m-csk符號的集合，代表判決后的輸出符號，由及比特映射規(guī)則可最終輸出二進制信息。

優(yōu)選地，所述光電接收器是光電二極管。

優(yōu)選地，在接收端中所述光電接收器與模數(shù)轉換模塊通過awgn信道連接。

進一步地，通過在awgn信道及vlc信道進行有效頻譜效率ese測試來對系統(tǒng)進行性能測試，ese表示為：

其中，pfer為誤幀率，mf為每幀有效的比特數(shù)，t為每幀的持續(xù)時間，b＝n·fs為系統(tǒng)總帶寬，me為每個子載波的有效比特數(shù)。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明技術方案的有益效果是：

本發(fā)明系統(tǒng)利用csk已調(diào)制符號的實數(shù)性，提出了基于實傅里葉域離散哈特萊變換的csk-ofdm系統(tǒng)，即dht-csk-ofdm系統(tǒng)，以實現(xiàn)“實數(shù)csk符號-實數(shù)ofdm符號”變換且無需添加厄米特共軛對稱，相較于傳統(tǒng)的基于快速傅里葉變換的csk-ofdm系統(tǒng)，頻譜利用率提高了一倍，使得頻譜資源得到了更為有效的使用，在錯誤率性能方面，dht-csk-ofdm與對等的csk-ofdm系統(tǒng)具有相同的誤比特率性能，從而確保在獲得頻譜利用率倍增的同時不需要額外提升信噪比要求。

附圖說明

圖1為dht-csk-ofdm系統(tǒng)框圖；

圖2為awgn信道中dht-csk-ofdm與csk-ofdm的ber性能對比；

圖3為awgn信道中dht-csk-ofdm與csk-ofdm的ese性能對比；

圖4為vlc色散信道中dht-csk-ofdm與csk-ofdm的ber性能對比；

圖5為vlc色散信道中dht-csk-ofdm與csk-ofdm的ese性能對比。

具體實施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

為了更好說明本實施例，附圖某些部件會有省略、放大或縮小，并不代表實際產(chǎn)品的尺寸；

對于本領域技術人員來說，附圖中某些公知結構及其說明可能省略是可以理解的。

下面結合附圖和實施例對本發(fā)明的技術方案做進一步的說明。

實施例1

如圖1所示，一種基于實傅里葉域哈特萊變換的顏色鍵控ofdm通信系統(tǒng)，包括發(fā)射端和接收端，發(fā)射端和接收端通過vlc光信道連接，所述發(fā)射端包括順次連接的csk調(diào)制器、dht-ofdm調(diào)制器、加偏置和限幅模塊、添加cp模塊、數(shù)模轉換模塊和led；所述接收端包括順次連接的光電接收器、模數(shù)轉換模塊、去除cp模塊、dht-ofdm解調(diào)和均衡模塊和csk解調(diào)器；led的光信號通過vlc光信道傳遞到光電接收器上。

在發(fā)射端，輸入的二進制比特序列首先由csk調(diào)制器調(diào)制為rgb三色強度值pr，pg和pb。所得到的強度值將作為r、g、b三色信道各自的輸入符號送入dht-ofdm調(diào)制器。

dht-ofdm調(diào)制器采用dht取代傳統(tǒng)ofdm中的fft以實現(xiàn)多載波復用。根據(jù)dht的定義，頻域符號x(k)與時域信號x(n)遵從如下變換關系：

其中cas(·)＝cos(·)+sin(·)。dht逆變換(inversedht,idht)與dht變換具有同樣的形式，因此在應用中可在收、發(fā)兩端使用同樣的硬件設備。

以紅色光信道為例，設csk調(diào)制器的輸出符號周期為ts(csk)，則連續(xù)的紅色強度值可表示為其中l(wèi)＝1,2,...,l，輸入符號即強度值的總數(shù)為l。假設在每一個dht-ofdm調(diào)制器中共有n個子載波，則對于采用aco-ofdm體制的dht-csk-ofdm系統(tǒng)，l＝n/2個連續(xù)強度值被輸入到所有奇數(shù)序號子載波上；而對于采用dco-ofdm體制的dht-csk-ofdm系統(tǒng)，l＝n-1個連續(xù)強度值被輸入到除0序號子載波(對應直流頻率)以外的共n-1個子載波上。相較傳統(tǒng)的基于fft的ofdm調(diào)制器，dht-ofdm不再要求輸入符號滿足厄米特共軛對稱，因此可支持兩倍的傳輸信息量。對ofdm時域信號進行偏置，限幅，添加循環(huán)前綴(cyclicprefix，cp)，d/a變換等操作后，得到的輸出信號用以驅(qū)動led發(fā)光。光信號在經(jīng)過信道傳輸后，在接收端經(jīng)光電二極管(photodiode，pd)再次轉化為電信號。接收信號可表示為：

其中代表pd的響應度，xtx,r(t)，xtx,g(t)和xtx,b(t)分別表示r，g，b信道的發(fā)射信號，yrx,r(t)，yrx,g(t)和yrx,b(t)分別表示各信道的接收信號。而nr(t)，ng(t)和nb(t)分別表示各信道的噪聲分量，設其為獨立同分布的加性高斯白噪聲(additivewhitegaussiannoise，awgn)噪聲變量，*代表線性卷積運算。

經(jīng)過去cp，dht變換以及頻域均衡(frequencyequalization，feq)后，得到的強度估計值和共同輸入csk解調(diào)器進行最小距離判決，判決在信號空間，即強度值構成的空間進行，判決規(guī)則可表示為：

其中sl＝[pr,pg,pb](0≤l≤m-1)構成m-csk星座圖中的某個符號，為待判決符號，代表所有m-csk符號的集合，代表判決后的輸出符號。由及比特映射規(guī)則可最終輸出二進制信息。

如圖2-5所示，為考察驗證dht-csk-ofdm系統(tǒng)的性能，我們分別在awgn信道及vlc色散信道進行了誤比特率ber以及有效頻譜效率(effectivespectralefficiency，ese)的仿真實驗。其中ese定義為：

其中，pfer為誤幀率，mf為每幀有效的比特數(shù)，t為每幀的持續(xù)時間，b＝n·fs為系統(tǒng)總帶寬，me為每個子載波的有效比特數(shù)。

仿真中，我們對(t·fs)進行了歸一化，幀的大小設為1個ofdm符號/幀，每個dht-ofdm模塊使用子載波總數(shù)n＝1024，且在dco-ofdm體制中偏置電流大小設置為13db。

通過性能仿真，本發(fā)明所提出的dht-csk-ofdm系統(tǒng)與傳統(tǒng)的基于fft的csk-ofdm系統(tǒng)相比具有相似的ber性能，從而在不需要增加信噪比的情況下即可實現(xiàn)兩倍于傳統(tǒng)系統(tǒng)的頻譜利用率。

相同或相似的標號對應相同或相似的部件；

附圖中描述位置關系的用于僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

顯然，本發(fā)明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對本發(fā)明的實施方式的限定。對于所屬領域的普通技術人員來說，在上述說明的基礎上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這里無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明權利要求的保護范圍之內(nèi)。