技術(shù)領(lǐng)域

本發(fā)明涉及無線廣播通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法。

背景技術(shù)：

通常為了使OFDM系統(tǒng)的接收端能正確解調(diào)出發(fā)送端所發(fā)送的數(shù)據(jù)，OFDM系統(tǒng)必須實(shí)現(xiàn)發(fā)送端和接收端之間準(zhǔn)確可靠的時(shí)間同步。同時(shí)，由于OFDM系統(tǒng)對載波的頻偏非常敏感，OFDM系統(tǒng)的接收端還需要提供準(zhǔn)確高效的載波頻譜估計(jì)方法，以對載波頻偏進(jìn)行精確的估計(jì)和糾正。

目前，OFDM系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)發(fā)送端和接收端時(shí)間同步的方法基本是基于前導(dǎo)符號來實(shí)現(xiàn)的。前導(dǎo)符號是OFDM系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端都已知的符號序列，前導(dǎo)符號做為物理幀的開始(命名為P1符號)，P1符號在每個(gè)物理幀內(nèi)只出現(xiàn)一次，它標(biāo)志了該物理幀的開始。P1符號的用途包括有：

1)使接收端快速地檢測以確定信道中傳輸?shù)氖欠駷槠谕邮盏男盘枺?/p>

2)提供基本傳輸參數(shù)(例如FFT點(diǎn)數(shù)、幀類型信息等)，以使接收端可以進(jìn)行后續(xù)接收處理；

3)檢測出初始載波頻偏和定時(shí)誤差，進(jìn)行補(bǔ)償后達(dá)到頻率和定時(shí)同步。

DVB_T2標(biāo)準(zhǔn)中提出了基于CAB時(shí)域結(jié)構(gòu)的P1符號設(shè)計(jì)，較好地實(shí)現(xiàn)了上述功能。但是，在低復(fù)雜度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482個(gè)符號的長多徑信道時(shí)，利用CAB結(jié)構(gòu)進(jìn)行定時(shí)粗同步會(huì)發(fā)生較大偏差，導(dǎo)致頻域上估計(jì)載波整數(shù)倍頻偏出現(xiàn)錯(cuò)誤。另外，在復(fù)雜頻率選擇性衰落信道時(shí)，DBPSK差分解碼也可能會(huì)失效。而且，由于DVB_T2時(shí)域結(jié)構(gòu)中沒有循環(huán)前綴，若和需要進(jìn)行信道估計(jì)的頻域結(jié)構(gòu)組合，將造成其頻域信道估計(jì)性能嚴(yán)重下降的問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的問題是目前DVB_T2標(biāo)準(zhǔn)及其他標(biāo)準(zhǔn)中，DVB_T2時(shí)域結(jié)構(gòu)中沒有循環(huán)前綴，不能適用于相干檢測，而且前導(dǎo)符號在復(fù)雜頻率選擇性衰落信道下低復(fù)雜度接收算法檢測出現(xiàn)失敗概率的問題。

為解決上述問題，本發(fā)明實(shí)施例提供了一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法，包括如下步驟：對預(yù)定長度的頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時(shí)域OFDM符號；確定循環(huán)前綴長度；從所述時(shí)域OFDM符號后部截取所述循環(huán)前綴長度的部分時(shí)域OFDM符號作為循環(huán)前綴；根據(jù)該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號；基于所述循環(huán)前綴、所述時(shí)域OFDM符號和所述調(diào)制信號生成前導(dǎo)符號。

可選的，所述確定循環(huán)前綴長度包括：根據(jù)無線廣播通信系統(tǒng)需要對抗的多徑長度來確定循環(huán)前綴長度。

可選的，根據(jù)該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號包括：設(shè)置一個(gè)頻移序列；將該部分時(shí)域OFDM符號乘以該頻移序列以得到所述調(diào)制信號。

可選的，所述基于所述循環(huán)前綴、所述時(shí)域OFDM符號和所述調(diào)制信號生成前導(dǎo)符號包括：將所述循環(huán)前綴拼接在所述時(shí)域OFDM符號的前部作為保護(hù)間隔，并將所述調(diào)制信號拼接在所述OFDM符號的后部作為調(diào)制頻偏序列以生成前導(dǎo)符號。

可選的，在所述對預(yù)定長度的頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時(shí)域OFDM符號之前還包括如下步驟：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯(cuò)排列；在所述有效子載波兩側(cè)分別填充零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號。

可選的，所述固定序列為復(fù)數(shù)序列，且該復(fù)數(shù)序列中各個(gè)復(fù)數(shù)的模為1。

可選的，該復(fù)數(shù)序列中第n個(gè)復(fù)數(shù)為n＝0,1,...349；其中，ω_n的取值依順序從左往右按行排列如下表所示：

可選的，在頻域上生成信令序列包括如下步驟：生成基準(zhǔn)序列；對該基準(zhǔn)序列進(jìn)行循環(huán)移位以生成信令序列。

可選的，所述基準(zhǔn)序列表示為：n＝0～349；對所述基準(zhǔn)序列進(jìn)行循環(huán)移位后生成的信令序列表示為：其中k_i為移位值，如下表所示：

可選的，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小于所述預(yù)定長度的1/2。

可選的，在所述有效子載波兩側(cè)分別填充零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號包括：在所述有效子載波兩側(cè)分別填充等長度的零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號。

可選的，每側(cè)填充的零序列子載波的長度大于臨界長度值，該臨界長度值由系統(tǒng)采樣率、符號率和預(yù)定長度來確定。

可選的，所述預(yù)定長度為1024。

可選的，所述循環(huán)前綴長度為512。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明技術(shù)方案具有以下有益效果：

根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例提供的物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法，根據(jù)不同的信道環(huán)境確定循環(huán)前綴長度，并從時(shí)域OFDM符號后部截取所述循環(huán)前綴長度的部分時(shí)域OFDM符號作為循環(huán)前綴，從而解決了頻域信道估計(jì)性能下降的問題。并且利用該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號，使得生成的前導(dǎo)符號具有良好的小頻偏和定時(shí)同步性能。

進(jìn)一步地，在生成頻域OFDM符號的過程中，將固定序列和信令序列以奇偶交錯(cuò)的方式填充至有效子載波上，通過這樣特定的頻域結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，其中固定序列可以作為物理幀中的導(dǎo)頻，從而便于接收端對接收到的物理幀中前導(dǎo)符號進(jìn)行解碼解調(diào)。

而且，由于固定序列采用復(fù)數(shù)序列，該復(fù)數(shù)序列中各個(gè)復(fù)數(shù)的模為1，這樣使得后續(xù)生成的前導(dǎo)符號具有較低的峰值平均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)，且提高了接收端檢測前導(dǎo)符號的成功概率。

更進(jìn)一步地，利用時(shí)域OFDM符號的調(diào)制信號與時(shí)域OFDM符號的結(jié)構(gòu)(作為前導(dǎo)符號)保證了在接收端利用延遲相關(guān)可以得到明顯的峰值。并且，在生成該前導(dǎo)符號過程中，設(shè)計(jì)時(shí)域OFDM符號的調(diào)制信號可以避免接收端受到連續(xù)波干擾或者單頻干擾，或者出現(xiàn)與調(diào)制信號長度等長的多徑信道，或者接收信號中保護(hù)間隔長度和調(diào)制信號的長度相同時(shí)出現(xiàn)誤檢測峰值。

附圖說明

圖1是本發(fā)明的一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法的具體實(shí)施方式的流程示意圖；

圖2是本發(fā)明的一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法的流程示意圖；

圖3是利用圖2所示的頻域OFDM符號的生成方法所生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

具體實(shí)施方式

發(fā)明人發(fā)現(xiàn)目前DVB_T2標(biāo)準(zhǔn)及其他標(biāo)準(zhǔn)中，DVB_T2時(shí)域結(jié)構(gòu)中沒有循環(huán)前綴，而且前導(dǎo)符號在頻率選擇性衰落信道下低復(fù)雜度接收算法檢測出現(xiàn)失敗概率的問題。

針對上述問題，發(fā)明人經(jīng)過研究，提供了一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法。解決了頻域信道估計(jì)性能下降的問題，并且利用該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號，使得生成的前導(dǎo)符號具有良好的小頻偏和定時(shí)同步性能。進(jìn)一步地，保證了載波頻率偏差在-500kHz至500kHz范圍內(nèi)接收端仍可以處理接收信號。

為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點(diǎn)能夠更為明顯易懂，下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方式做詳細(xì)的說明。

如圖1所示的是本發(fā)明的一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法的具體實(shí)施方式的流程示意圖。參考圖1，物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法包括如下步驟：

步驟S14：對預(yù)定長度的頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時(shí)域OFDM符號；

步驟S15：確定循環(huán)前綴長度；

步驟S16：從所述時(shí)域OFDM符號后部截取所述循環(huán)前綴長度的部分時(shí)域OFDM符號作為循環(huán)前綴；

步驟S17：根據(jù)該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號；

步驟S18：基于所述循環(huán)前綴、所述時(shí)域OFDM符號和所述調(diào)制信號生成前導(dǎo)符號。

需要說明的是，在生成前導(dǎo)符號過程中，對于如何生成頻域OFDM符號的方式并不做限定。在實(shí)踐中，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以采用現(xiàn)有技術(shù)生成頻域OFDM符號。

在本發(fā)明實(shí)施例中，發(fā)明人經(jīng)過研究，提供了一種頻域OFDM符號的生成方法。如圖2所示的是本發(fā)明的一種物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法的流程示意圖。參考圖2，頻域OFDM符號的生成方法包括如下步驟：

步驟S11：在頻域上分別生成固定序列和信令序列；

步驟S12：將固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯(cuò)排列；

步驟S13：在所述有效子載波兩側(cè)分別填充零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號。

具體來說，如步驟S11所述，在頻域上分別生成固定序列和信令序列。其中，所述固定序列包括接收端可用來做載波頻率同步和定時(shí)同步的相關(guān)信息、所述信令序列包括各個(gè)基本傳輸參數(shù)。

本實(shí)施例中，所述固定序列為復(fù)數(shù)序列，且該復(fù)數(shù)序列中各個(gè)復(fù)數(shù)的模為1。所述信令序列用來傳送P個(gè)比特的信息(例如各種信令)，共有2^P個(gè)可能，每種可能被映射到一個(gè)長度為M的信令序列。序列組有2^P個(gè)序列，且彼此之間不相關(guān)，同時(shí)與已知的固定序列也不相關(guān)。

如步驟S12所述，將所述固定序列和信令序列填充至有效子載波上，且所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯(cuò)排列。

在一個(gè)優(yōu)選的實(shí)施方式中，所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等，且該長度小于所述預(yù)定長度的1/2。其中，所述預(yù)定長度為1024，但實(shí)際應(yīng)用中也可以根據(jù)系統(tǒng)需求而改變。

以預(yù)定長度為1024為例，設(shè)固定序列的長度為N(即承載固定序列的有效子載波的個(gè)數(shù)為N)、信令序列的長度為M(即承載信令序列的有效子載波的個(gè)數(shù)為M)，在本實(shí)施例中，M＝N。在其他實(shí)施例中，N也可以略大于M。

所述固定序列和信令序列之間呈奇偶交錯(cuò)排列，即固定序列填充至偶子載波(或奇子載波)位置上，相應(yīng)地，信令序列填充至奇子載波(或偶子載波)位置上，從而在頻域的有效子載波上呈現(xiàn)固定序列和信令序列奇偶交錯(cuò)排列的分布狀態(tài)。需要說明的是，當(dāng)固定序列和信令序列的長度不一致時(shí)(例如M>N)，可以通過補(bǔ)零序列子載波的方式來實(shí)現(xiàn)固定序列和信令序列奇偶交錯(cuò)排列。

如步驟S13所述，在所述有效子載波兩側(cè)分別填充零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號。

在優(yōu)選的實(shí)施方式中，本步驟包括：在所述有效子載波兩側(cè)分別填充等長度的零序列子載波以形成預(yù)定長度的頻域OFDM符號。

沿用以預(yù)定長度為1024的例子，零序列子載波的長度的G＝1024-M-N，兩側(cè)填充(1024-M-N)/2個(gè)零序列子載波。

進(jìn)一步地，為了保證在載波頻率偏差在-500kHz至500kHz范圍內(nèi)接收端仍可以處理接收信號，(1024-M-N)/2的值通常大于臨界長度值(設(shè)為TH)，該臨界長度值由系統(tǒng)符號率和預(yù)定長度來確定。例如，預(yù)定長度為1024，7.61M 的系統(tǒng)符號率，9.14M的采樣率，則例如，M＝N＝350，則G＝324，兩側(cè)各填充162個(gè)零序列子載波。

因此，預(yù)定長度(1024個(gè))的子載波(即頻域OFDM符號)P1_X₀,P1_X₁,…,P1_X₁₀₂₃由以下方式填充生成：

其中，所處的奇偶位置可以互換。

如圖3所示的是利用圖2所示的頻域OFDM符號的生成方法所生成的頻域OFDM符號的頻域載波分布示意圖。

采用本發(fā)明實(shí)施例所述的物理幀中前導(dǎo)符號的生成方法中頻域OFDM符號的生成方法，針對上述步驟S11，發(fā)明人經(jīng)過研究得到一種在頻域上生成固定序列和信令的序列的具體實(shí)施方式。

沿用以預(yù)定長度為1024、所述固定序列的長度與所述信令序列的長度相等(都為350)的例子。

具體地，所述固定序列為復(fù)數(shù)序列，該復(fù)數(shù)序列中各個(gè)復(fù)數(shù)的模為1。例如，該復(fù)數(shù)序列中第n個(gè)復(fù)數(shù)為n＝0,1,...349；其中，ω_n的取值依順序從左往右按行排列如下表所示：

其中，第一行是n為0～9對應(yīng)ω_n的取值、第二行是n為10～19對應(yīng)ω_n的取值、以此類推，第35行是n為340～349對應(yīng)ω_n的取值。

信令序列，用來傳送P個(gè)(例如P＝8)比特的信息，共有2⁸個(gè)可能，每種可能被映射到一個(gè)長度為350的信令序列。

具體地，在頻域上生成信令序列包括如下步驟：

1)生成基準(zhǔn)序列；

2)對該基準(zhǔn)序列進(jìn)行循環(huán)移位以生成信令序列。

其中，所述基準(zhǔn)序列為部分Zadoff-Chu序列。例如，該基準(zhǔn)序列可以表示為：

對所述基準(zhǔn)序列進(jìn)行循環(huán)移位后生成的信令序列表示為：其中k_i為移位值，如下表所示：

在其他實(shí)施例中，可選擇傳輸該256個(gè)序列中的8個(gè)(對應(yīng)P為3)，16個(gè)(對應(yīng)P為4)，32個(gè)(對應(yīng)P為5)，64個(gè)(對應(yīng)P為6)，128個(gè)(對應(yīng)P為7)和256個(gè)(對應(yīng)P為8)來傳輸滿足系統(tǒng)需求的P個(gè)比特的信令，并且P的值越小，選擇出的序列子集的峰值平均功率比(PAPR)將越低。

最后，預(yù)定長度(1024個(gè))的子載波(即頻域OFDM符號)P1_X₀,P1_X₁,…,P1_X₁₀₂₃由以下方式填充生成：

其中所放奇偶位置可以互換。

繼續(xù)參考圖1，如步驟S14所述，對預(yù)定長度的頻域OFDM符號作離散傅里葉反變換以得到時(shí)域OFDM符號。

本步驟所述的離散傅里葉反變換是常用的將頻域信號轉(zhuǎn)換成時(shí)域信號的方式，在此不予贅述。

P1_X_i作離散傅里葉反變換后得到時(shí)域OFDM符號：

如步驟S15所述，確定循環(huán)前綴長度。

與現(xiàn)有技術(shù)不同，在本實(shí)施例中，需要在時(shí)域OFDM符號前添加循環(huán)前綴(CP)，無線廣播通信系統(tǒng)可以根據(jù)不同的信道環(huán)境來確定該循環(huán)前綴長度(設(shè)為N_cp)。例如，可以根據(jù)無線廣播通信系統(tǒng)需要對抗的多徑長度來確定循環(huán)前綴長度。也就是說，在生成前導(dǎo)符號時(shí)，無線廣播通信系統(tǒng)已能確定該前導(dǎo)符號所需要對抗的多徑長度，并以此確定循環(huán)前綴。

如步驟S16所述，從所述時(shí)域OFDM符號后部截取所述循環(huán)前綴長度的部分時(shí)域OFDM符號作為循環(huán)前綴。

在本實(shí)施例中，以所述預(yù)定長度為1024為例，所述循環(huán)前綴長度為512。也就是說，在本步驟中，截取該時(shí)域OFDM符號的后半部分(長度為512)作為循環(huán)前綴，從而解決了頻域信道估計(jì)性能下降的問題。

如步驟S17所述，根據(jù)該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號。

具體地，本步驟包括：

1)設(shè)置一個(gè)頻移序列；

2)將該部分時(shí)域OFDM符號乘以該頻移序列以得到所述調(diào)制信號。

例如，設(shè)該頻移序列為其中f_SH＝1/(1024T)。M(t)也可以被設(shè)計(jì)成其他序列，如m序列或一些簡化的窗序列等。

該部分時(shí)域OFDM符號的調(diào)制信號為P1_B(t)，P1_B(t)是通過該部分時(shí)域OFDM符號乘以頻移序列M(t)得到，即P1_B(t)為：

如步驟S18所述，基于所述循環(huán)前綴、所述時(shí)域OFDM符號和所述調(diào)制信號生成前導(dǎo)符號。

具體地，將所述循環(huán)前綴拼接在所述時(shí)域OFDM符號的前部作為保護(hù)間隔，并將所述調(diào)制信號拼接在所述OFDM符號的后部作為調(diào)制頻偏序列以生成前導(dǎo)符號。

例如，前導(dǎo)符號可以根據(jù)采用如下時(shí)域表達(dá)式：

其中，N_cp為512。

在其他實(shí)施例中，若所述預(yù)定長度取其他數(shù)值(即不是1024)，則上述P1(t) 公式中的1024將改成相應(yīng)的數(shù)值(即與預(yù)定長度一致)，而N_cp也可以改成其他數(shù)值，優(yōu)選地，N_cp為所述預(yù)定長度的一半。

綜上所述，本技術(shù)方案解決了頻域信道估計(jì)性能下降的問題，并且利用該部分時(shí)域OFDM符號生成調(diào)制信號，使得生成的前導(dǎo)符號具有良好的小頻偏和定時(shí)同步性能。進(jìn)一步地，保證了載波頻率偏差在-500kHz至500kHz范圍內(nèi)接收端仍可以處理接收信號。

本發(fā)明雖然已以較佳實(shí)施例公開如上，但其并不是用來限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，都可以利用上述揭示的方法和技術(shù)內(nèi)容對本發(fā)明技術(shù)方案做出可能的變動(dòng)和修改，因此，凡是未脫離本發(fā)明技術(shù)方案的內(nèi)容，依據(jù)本發(fā)明的技術(shù)實(shí)質(zhì)對以上實(shí)施例所作的任何簡單修改、等同變化及修飾，均屬于本發(fā)明技術(shù)方案的保護(hù)范圍。