本發(fā)明涉及無線通訊電子系統(tǒng)，尤其涉及一種綜合片上射頻接口的低功耗射頻接收前端。

背景技術(shù)：

隨著信息產(chǎn)業(yè)的進步，物聯(lián)網(wǎng)、手持終端、可穿戴設(shè)備等迅速發(fā)展并走進人們生活的方方面面。為了滿足電池長期使用的需求和低成本解決方案的需要，低功耗集成電路設(shè)計成為當下通信系統(tǒng)設(shè)計的一大熱點與難點?？蓱?yīng)用于藍牙、WiFi、zigbee等的低功耗收發(fā)系統(tǒng)，有著廣泛的市場與競爭力。

在射頻收發(fā)系統(tǒng)中，射頻接收前端負責放大接收到的小信號并將頻率搬移到中頻段以進行后續(xù)處理。射頻前端電路性能對通信質(zhì)量有著至關(guān)重要的影響，它要實現(xiàn)一定的增益以及嚴格的噪聲性能，從而保證合理的信噪比。在保證高性能的前提下實現(xiàn)低功耗，延長電池的使用時間，同時避免芯片功耗增加引起的發(fā)熱量和可靠性問題，是低功耗射頻接收前端的設(shè)計目標。但功耗與性能是一對矛盾關(guān)系，以低功耗實現(xiàn)高性能，是低功耗射頻接收前端設(shè)計的重點與難點。從應(yīng)用的角度看，射頻接收前端芯片需要高度集成，盡量減少片外元件，綜合片上射頻接口，能夠直接與單端50Ω天線相接，對于即便沒有足夠射頻設(shè)計經(jīng)驗的人員也能夠方便使用。另外如果片外實現(xiàn)射頻匹配網(wǎng)絡(luò)、單端轉(zhuǎn)差分巴倫、接收/發(fā)射模式控制開關(guān)等電路，會占用較大的PCB面積，提高使用成本。

目前國內(nèi)外低功耗射頻接收前端的技術(shù)主要有：大部分低功耗射頻接收前端采用電流復用的技術(shù)，通過低噪聲放大器、混頻器或者壓控振蕩器堆疊的方式節(jié)省功耗，但這類結(jié)構(gòu)存在電壓裕度不足惡化線性度的問題；另外采用無源混頻器的結(jié)構(gòu)，無源混頻器不存在直流功耗，同時避免了閃爍噪聲的影響，但無源混頻器需要25％占空比的軌到軌本振信號，這就要求本振信號產(chǎn)生電路相對復雜，同時本振信號緩沖電路消耗功耗大；還有一類將射頻前端電路偏置在弱反型區(qū)工作，提高電流效率以降低功耗，弱反型區(qū)噪聲性能較差需要在設(shè)計中折中優(yōu)化。另外目前絕大多數(shù)射頻接收前端并未綜合片上射頻接口，需要更多的片外元器件，集成度不高，使得其應(yīng)用不夠方便，成本高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種綜合片上射頻接口的低功耗射頻接收前端，集成度高，功耗低，成本低，方便應(yīng)用。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的：

一種綜合片上射頻接口的低功耗射頻接收前端，包括：射頻接口、低噪聲放大器、以及正交第一與第二下混頻器；其中：

射頻接口綜合了變壓器、接收控制開關(guān)、發(fā)射控制開關(guān)、天線到低噪聲放大器的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，以及功率放大器到天線的功率匹配網(wǎng)絡(luò)；在接收模式下射頻接口將天線接收到的單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號供給低噪聲放大器；

低噪聲放大器含有多級可調(diào)增益模式，將接收到的信號無失真地放大后輸出，其主放大管工作在亞閾值區(qū)；

正交IQ第一與第二下混頻器將接收到的射頻信號混頻到中頻段以進行后續(xù)處理。

所述射頻接口中的端口A連接片外天線，作為接收模式下的信號輸入端口以及發(fā)射模式下的信號輸出端口；

變壓器有五個端口B～F；其中，非平衡端B與C之間并聯(lián)電容C₄，非平衡端B與端口A之間接諧振頻率為工作頻率的三倍頻處的電感L₂與電容C₂的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，作為天線到低噪聲放大器的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，同時在發(fā)射模式下抑制功率放大器的三次諧波；平衡端E與F接低噪聲放大器的差分輸入端，通過變壓器內(nèi)部的中心抽頭端D給低噪聲放大器的輸入端提供直流偏置；非平衡端C與功率放大器的輸出端口H之間串聯(lián)有電容C₃以及電感L₁與電容C₁的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，L₁與C₁并聯(lián)諧振在工作頻率的二倍頻處，作為功率放大器到天線的功率匹配網(wǎng)絡(luò)，同時抑制功率放大器的二次諧波；變壓器在接收模式下作為單端轉(zhuǎn)差分巴倫，將接收到的單端信號轉(zhuǎn)為差分信號輸入到差分低噪聲放大器，在發(fā)射模式下表現(xiàn)為一個小電感，與其他電感電容一起作用實現(xiàn)功率放大器的功率匹配；

與非平衡端C相連的端口G接地，且非平衡端C與端口G之間并聯(lián)發(fā)射控制開關(guān)，發(fā)射控制開關(guān)中NMOS管M3的漏端接端口J，源端接端口G，柵端接控制信號RX，發(fā)射控制開關(guān)中PMOS管M4的漏端同樣接端口J，源端與柵端短接到電源VDD；平衡端E與F之間并聯(lián)接收控制開關(guān)，接收控制開關(guān)中設(shè)有兩個互相連接的NMOS管M1與M2，其中，M1漏端接端口平衡端E，源端接地，M2漏端接端口平衡端F，源端接地，M1與M2的柵端均連接工作模式控制信號TX。

所述差分低噪聲放大器為增益可調(diào)的源簡并電感型共源差分低噪聲放大器；

由兩個NMOS管M5與M6作為差分主放大管，M5與M6的柵端作為差分信號輸入端，偏置在亞閾值區(qū)；

M5與M6的源端設(shè)有差分電感L₃，其中心抽頭接地；M5的柵源間并聯(lián)電容C₆，M6的柵源間并聯(lián)電容C₇；

M5漏端連接共源共柵管M7、M9與M11，M6漏端連接共源共柵管M8、M10與M12，從而實現(xiàn)三級增益可調(diào)；

其中的共源共柵管M7與M8的柵端均接VDD提供偏置，漏端分別對應(yīng)的接低噪聲放大器的輸出端OUTP、OUTN；共源共柵管M9與M10的柵端均接增益控制信號MID，漏端均接到VDD；當控制信號MID為高電平，低噪聲放大器工作在中增益模式，M9與M10導通，與M7及M8分流；當控制信號MID為低電平，M9與M10不起作用；

共源共柵管M11與M12的柵端均接增益控制信號LOW，漏端均接到VDD；當控制信號LOW為高電平，低噪聲放大器工作在低增益模式，M11與M12導通，與M7及M8分流；當控制信號LOW為低電平，M11、M12不起作用；當控制信號MID與LOW均為低電平，低噪聲放大器工作在高增益模式；

低噪聲放大器的負載采用電感L₄與電容C₅并聯(lián)的諧振網(wǎng)絡(luò)。

所述正交IQ第一與第二下混頻器采用吉爾伯特單元的差分雙平衡結(jié)構(gòu)，以抵消本振端口到中頻輸出端口的饋通。

由上述本發(fā)明提供的技術(shù)方案可以看出，本方案以高集成度低功耗為設(shè)計目標，片上射頻接口綜合變壓器、接收/發(fā)射控制開關(guān)以及匹配網(wǎng)絡(luò)，不需要額外的片外元器件，集成度高，使用簡單方便，成本低；同時，從低功耗設(shè)計的角度看，本方案主放大MOS管偏置在亞閾值區(qū)，提供較高的電流效率，以較低的功耗實現(xiàn)預(yù)設(shè)的增益；而且，可以通過分析噪聲與功耗，折中功耗與噪聲的關(guān)系選擇偏置點，此外，源簡并電感型共源結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器在噪聲、功耗上更有優(yōu)勢，且可以避免阻抗匹配與功耗的制約關(guān)系，提高了設(shè)計的自由度。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實施例的技術(shù)方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他附圖。

圖1為本發(fā)明實施例提供的一種綜合片上射頻接口的低功耗射頻接收前端示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例提供的射頻接口的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本發(fā)明實施例提供的低噪聲放大器的結(jié)構(gòu)示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明的實施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明的保護范圍。

圖1為本發(fā)明實施例提供的一種綜合片上射頻接口的低功耗射頻接收前端示意圖。如圖1所示，其主要包括：射頻接口(RFIO)1、低噪聲放大器(LNA)2、以及正交第一與第二下混頻器(Mixer)3-4；其中：

射頻接口1綜合了變壓器、接收控制開關(guān)以及發(fā)射控制開關(guān)，天線到低噪聲放大器的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)以及功率放大器到天線的功率匹配網(wǎng)絡(luò)；在接收模式下射頻接口將天線接收到的單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號供給低噪聲放大器；

低噪聲放大器2含有多級可調(diào)增益模式，將接收到的信號無失真地放大后輸出，其主放大管工作在亞閾值區(qū)；

正交IQ第一與第二下混頻器(3-4)將接收到的射頻信號混頻到中頻段以進行后續(xù)處理。

本發(fā)明實施例上述方案，實現(xiàn)了低功耗、高集成度的性能，可通過標準CMOS工藝實現(xiàn)。半雙工通信系統(tǒng)中，接收機與發(fā)射機分時工作，通過控制信號控制開關(guān)切換工作模式。接收模式下，射頻接收前端負責放大天線接收到的小信號并將頻率搬移到中頻段以進行后續(xù)處理。天線接收到的單端信號經(jīng)射頻接口1轉(zhuǎn)為差分信號輸入到差分結(jié)構(gòu)低噪聲放大器2，同時射頻接口實現(xiàn)了天線到低噪聲放大器2的輸入阻抗匹配，保證信號低損耗傳輸。低噪聲放大器2可設(shè)置高中低三級增益模式，由控制信號控制，滿足不同接收信號幅度對于噪聲和線性度的要求，從而實現(xiàn)信號無失真放大。放大后的射頻信號輸入到正交第一與第二下混頻器3、4，將射頻信號下變頻到中頻段便于后續(xù)處理。正交IQ兩路有源第一與第二下混頻器3、4采用經(jīng)典的吉爾伯特單元的差分雙平衡結(jié)構(gòu)，相比于單平衡混頻器，雙平衡結(jié)構(gòu)可以抵消本振端口到中頻輸出端口的饋通，電阻電容并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)作為負載，提供一定增益的同時實現(xiàn)一定的濾波功能。四路正交正弦信號經(jīng)自偏置反相器放大輸入到混頻器的本振信號端。

為了便于理解，下面針對射頻接口1與低噪聲放大器2的結(jié)構(gòu)做詳細說明。

如圖2所示為射頻接口1的結(jié)構(gòu)示意圖，其綜合了變壓器5、接收控制開關(guān)6、發(fā)射控制開關(guān)7、天線到低噪聲放大器的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，以及功率放大器到天線的功率匹配網(wǎng)絡(luò)。

所述射頻接口中的端口A連接片外天線，作為接收模式下的信號輸入端口以及發(fā)射模式下的信號輸出端口；

變壓器有五個端口B～F；其中，非平衡端B與C之間并聯(lián)電容C₄，非平衡端B與端口A之間接諧振頻率為工作頻率的三倍頻處的電感L₂與電容C₂的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，作為阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，同時在發(fā)射模式下抑制功率放大器的三次諧波。平衡端E與F接低噪聲放大器的差分輸入端，通過變壓器內(nèi)部的中心抽頭端D給低噪聲放大器的輸入端提供直流偏置；非平衡端C與功率放大器的輸出端口H之間串聯(lián)有電容C₃以及電感L₁與電容C₁的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，L₁與C₁并聯(lián)諧振在工作頻率的二倍頻處，作為功率放大器到天線的功率匹配網(wǎng)絡(luò)，同時抑制功率放大器的二次諧波；變壓器在接收模式下作為單端轉(zhuǎn)差分巴倫，將接收到的單端信號轉(zhuǎn)為差分信號輸入到差分低噪聲放大器，在發(fā)射模式下表現(xiàn)為一個小電感，與其他電感電容一起作用實現(xiàn)功率放大器的功率匹配；

與非平衡端C相連的端口G接地，且非平衡端C與端口G之間并聯(lián)發(fā)射控制開關(guān)，發(fā)射控制開關(guān)中NMOS管M3的漏端接端口J，源端接端口G，柵端接控制信號RX，發(fā)射控制開關(guān)中PMOS管M4的漏端同樣接端口J，源端與柵端短接到電源VDD，如果采用單獨的NMOS管M3做為發(fā)射控制開關(guān)，M3的寄生電容會隨端口J電壓浮動而變化，引入失真損耗，因此增加M4管解決上述問題。平衡端E與F之間并聯(lián)接收控制開關(guān)，接收控制開關(guān)中設(shè)有兩個互相連接的NMOS管M1與M2，其中，M1漏端接端口平衡端E，源端接地，M2漏端接端口平衡端F，源端接地，M1與M2的柵端均連接工作模式控制信號TX。

本發(fā)明實施例中，接收控制開關(guān)6與發(fā)射控制開關(guān)7中的MOS管尺寸選擇考慮其導通電阻盡量小且截止狀態(tài)等效電容值適宜。當控制信號RX置為高電平，TX為低電平，開關(guān)6截止，表征為約100fF的電容，開關(guān)7導通，表征為8.7Ω導通電阻，功率放大器被短路，低噪聲放大器2的輸入阻抗通過基于變壓器5的匹配網(wǎng)絡(luò)匹配到50Ω天線阻抗，電路工作在接收模式；當RX置為低電平，TX為高電平，開關(guān)6導通，表征為約4.5Ω的導通電阻，開關(guān)7截止，表征為230fF電容，低噪聲放大器被短路，功率放大器通過射頻接口的電感-電容匹配網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)功率匹配，電路工作在發(fā)射模式。

圖3為低噪聲放大器的結(jié)構(gòu)示意圖。所述差分低噪聲放大器為增益可調(diào)的源簡并電感型共源差分低噪聲放大器；由兩個NMOS管M5與M6作為差分主放大管，M5與M6的柵端作為差分信號輸入端，偏置在亞閾值區(qū)；示例性的，可以提供約20的gm/Id，實現(xiàn)低功耗。

為實現(xiàn)輸入阻抗匹配，M5與M6的源端設(shè)有差分電感L₃，其中心抽頭接地；M5的柵源間并聯(lián)電容C₆，M6的柵源間并聯(lián)電容C₇；保證以較小的電感實現(xiàn)在工作頻段處的阻抗匹配。

M5漏端連接共源共柵管M7、M9與M11，M6漏端連接共源共柵管M8、M10與M12，從而實現(xiàn)三級增益可調(diào)，降低密勒效應(yīng)影響的同時提高輸出阻抗，增大低噪聲放大器的反向隔離度。

其中的共源共柵管M7與M8的柵端均接VDD提供偏置，漏端分別對應(yīng)的接低噪聲放大器的輸出端OUTP、OUTN；共源共柵管M9與M10的柵端均接增益控制信號MID，漏端均接到VDD；當控制信號MID為高電平，低噪聲放大器工作在中增益模式，M9與M10導通，與M7及M8分流，通過減小流經(jīng)負載的電流降低增益；當控制信號MID為低電平，M9與M10不起作用。

共源共柵管M11與M12的柵端均接增益控制信號LOW，漏端均接到VDD；當控制信號LOW為高電平，低噪聲放大器工作在低增益模式，M11與M12導通，與M7及M8分流，通過減小流經(jīng)負載的電流降低增益；當控制信號LOW為低電平，M11、M12不起作用；當控制信號MID與LOW均為低電平，低噪聲放大器工作在高增益模式。

低噪聲放大器的負載采用電感L₄與電容C₅并聯(lián)的諧振網(wǎng)絡(luò)，提供窄帶高增益，不消耗電壓裕度，一定程度上濾除干擾信號優(yōu)化線性度。C₅的設(shè)置綜合考慮輸出結(jié)點的寄生電容以及后級混頻器的輸入電容。

本發(fā)明實施例的上述方案，相對于傳統(tǒng)方案主要具有如下優(yōu)點：

1)以高集成度低功耗為設(shè)計目標，片上射頻接口綜合變壓器、接收/發(fā)射控制開關(guān)以及匹配網(wǎng)絡(luò)，不需要額外的片外元器件，集成度高，使用簡單方便，成本低。

2)從低功耗設(shè)計的角度看，本方案主放大MOS管偏置在亞閾值區(qū)，提供較高的電流效率，以較低的功耗實現(xiàn)預(yù)設(shè)的增益；而且，可以通過分析噪聲與功耗，折中功耗與噪聲的關(guān)系選擇偏置點，此外，源簡并電感型共源結(jié)構(gòu)的低噪聲放大器在噪聲、功耗上更有優(yōu)勢，且可以避免阻抗匹配與功耗的制約關(guān)系，提高了設(shè)計的自由度。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，但本發(fā)明的保護范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明披露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書的保護范圍為準。