本發(fā)明屬于微波光子信號(hào)傳輸和處理技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及基于推挽結(jié)構(gòu)和后補(bǔ)償算法提高直調(diào)微波光子鏈路線性度的方法。

背景技術(shù)：

微波光子學(xué)是一門結(jié)合微波領(lǐng)域與光子學(xué)領(lǐng)域的交叉學(xué)科，微波光子學(xué)技術(shù)是將微波信號(hào)調(diào)制到光信號(hào)上經(jīng)過光纖實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)距離傳輸，它有效的結(jié)合了光纖通信與無線電通信兩者的優(yōu)勢(shì)，具有低損耗、大容量、抗電磁干擾、使用方便等優(yōu)點(diǎn)，因此被廣泛的應(yīng)用到光載無線(ROF)系統(tǒng)，電子戰(zhàn)系統(tǒng)，陣列雷達(dá)，有線電視等應(yīng)用領(lǐng)域。無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)是描述微波光子鏈路性能最重要的指標(biāo)之一，它是一個(gè)綜合考慮交調(diào)失真(IMD)與噪聲系數(shù)(NF)的評(píng)估指標(biāo)。由于微波光子鏈路的非線性傳輸特性，導(dǎo)致微波信號(hào)產(chǎn)生交調(diào)失真，其中，二階交調(diào)失真信號(hào)IMD2和三階交調(diào)失真信號(hào)IMD3最為嚴(yán)重，它們的存在會(huì)嚴(yán)重限制系統(tǒng)的SFDR。

微波光子學(xué)鏈路的調(diào)制方式可以分為直接調(diào)制和外調(diào)制，其中關(guān)于如何提高外調(diào)制微波光子學(xué)鏈路線性度的研究已經(jīng)比較成熟，而對(duì)如何提升直接調(diào)制微波光子鏈路線性度的研究卻很少，但是與外調(diào)制相比，直接調(diào)制具有成本低、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小等優(yōu)點(diǎn)，因此，在一些特殊的場(chǎng)合，比如大型陣列結(jié)構(gòu)、多基站ROF系統(tǒng)等，直接調(diào)制系統(tǒng)比外調(diào)制系統(tǒng)更加合適。為了抑制IMD2提高線性度，荷蘭溫特大學(xué)David博士2011利用推挽結(jié)構(gòu)很好地抑制了IMD2，在輸入射頻功率較小的條件下，獲得了大寬帶高線性度的微波光子鏈路。但是隨著輸入的射頻信號(hào)功率的增大，系統(tǒng)的IMD3變得十分明顯，成為限制系統(tǒng)線性度最主要的因素，而推挽結(jié)構(gòu)沒辦法抑制奇數(shù)階交調(diào)失真信號(hào)(包括IMD3)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的以上缺陷或改進(jìn)需求，本發(fā)明提供了基于推挽聯(lián)合自適應(yīng)后補(bǔ)償算法提高直調(diào)微波光子鏈路線性度的方法，通過使用推挽結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法解決抑制三階和偶數(shù)階的交調(diào)失真信號(hào)的技術(shù)問題。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，按照本發(fā)明的一個(gè)方面，提供了基于推挽結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法提高直調(diào)微波光子鏈路線性度的方法，其特征在于，該方法包括下列步驟：

(a)任意波形發(fā)生器(S101)產(chǎn)生初始射頻電信號(hào)，經(jīng)過電放大器(S102)放大，再被功分器(S103)分為強(qiáng)度相等、相位相反的上下兩路電信號(hào)x₁和x₂；

(b)所述x₁和x₂分別直接調(diào)制兩個(gè)DFB激光器(S104，S105)得到兩路光信號(hào)E_c1和E_c2，實(shí)現(xiàn)推挽調(diào)制；

(c)調(diào)節(jié)可變光衰減器(S107)和可調(diào)光延時(shí)器(S106)使得所述光信號(hào)E_c1和E_c2的振幅相等和相位相反，分別采用探測(cè)器(S108，S109)將光信號(hào)轉(zhuǎn)化成射頻電信號(hào)E₁和E₂，其中，所述E₁和E₂兩路射頻電信號(hào)相減實(shí)現(xiàn)平衡探測(cè)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)所有偶數(shù)階失真信號(hào)的抑制，得到只含有奇數(shù)階失真的射頻電信號(hào)y；

(d)采用自適應(yīng)后補(bǔ)償算法實(shí)現(xiàn)對(duì)經(jīng)過平衡探測(cè)器后的所述射頻電信號(hào)y的三階交調(diào)失真信號(hào)進(jìn)行抑制，其中，所述自適應(yīng)后補(bǔ)償算法按照下列步驟進(jìn)行：

(d1)將所述射頻電信號(hào)y分為兩路信號(hào)y₁和y₂，并分別做一次方和立方處理得到y(tǒng)₁¹和y₂³；

(d2)測(cè)試所述y₁¹和y₂³各自所含三階交調(diào)失真信號(hào)的大小，并對(duì)y₂³進(jìn)行線性補(bǔ)償放大得到y(tǒng)₃，其中，所述y₁¹和y₃中所含三階交調(diào)失真信號(hào)振幅大小相等，方向相反，二者相互抵消，從而實(shí)現(xiàn)三階交調(diào)失真信號(hào)的抑制。

優(yōu)選地，在步驟(a)中，所述兩路射頻電信號(hào)x₁和x₂優(yōu)選按照下列表達(dá)式進(jìn)行，其中，A是指所述初始射頻信號(hào)中每個(gè)子載波的振幅，N是子載波的個(gè)數(shù)，t是指時(shí)間,ω_i是第N個(gè)子載波的角頻率，j虛數(shù)單位，

優(yōu)選地，在步驟(b)中，所述光信號(hào)E_c1和E_c2優(yōu)選采用下列表達(dá)式，其中m,n為任意整數(shù)，η為調(diào)制深度，ω_c為所述DFB激光器產(chǎn)生的激光的角頻率，ω_j為第j個(gè)子載波的角頻率，f₁(m,n,η),f₂(m,n,η)為所述E_c1和E_c2的振幅大小，

優(yōu)選地，在步驟(c)中，所述射頻電信號(hào)E₁和E₂優(yōu)選采用下列表達(dá)式，其中，I₀為單路輸出射頻電信號(hào)強(qiáng)度，I_out為經(jīng)過平衡探測(cè)后的輸出射頻電信號(hào)強(qiáng)度，

當(dāng)|m±n|＝2k+1,(k∈N)時(shí)，I_out＝4I₀，即奇數(shù)階交調(diào)失真信號(hào)強(qiáng)度變?yōu)樵瓉?倍；

當(dāng)|m±n|＝2k+1,(k∈N)時(shí)，I_out＝0，即偶數(shù)階交調(diào)失真信號(hào)強(qiáng)度均為0，被完全抑制。

優(yōu)選地，在步驟(d1)中，所述射頻信號(hào)y優(yōu)選采用下列表達(dá)式，其中x是指所述初始射頻電信號(hào)，f₁(x)是指利用推挽結(jié)構(gòu)和平衡探測(cè)之后系統(tǒng)的非線性傳遞函數(shù)，a₁,a₃,a₅為非線性系數(shù)，

y＝f₁(x)＝a₁x+a₃x³+a₅x⁵。

優(yōu)選地，在步驟(d2)中，測(cè)試所述y₁¹和y₂³各自所含三階交調(diào)失真信號(hào)的大小優(yōu)選按照下列步驟：

(I)對(duì)所述y₁¹和y₂³進(jìn)行傅里葉變換得到各自的頻譜圖；

(II)確定初始射頻信號(hào)的中心頻率和帶寬，根據(jù)所述頻譜圖和所述中心頻率和帶寬確定所述y₁¹和y₂³中三階交調(diào)失真信號(hào)的頻率范圍；

(III)在所述頻率范圍中測(cè)試所述y₁¹和y₂³各自所含三階交調(diào)失真信號(hào)的大小。

優(yōu)選地，在步驟(d2)中，所述補(bǔ)償信號(hào)y₃優(yōu)選采用下列表達(dá)式，其中，b是通過循環(huán)迭代算法計(jì)算出的補(bǔ)償系數(shù)，

總體而言，通過本發(fā)明所構(gòu)思的以上技術(shù)方案與現(xiàn)有技術(shù)相比，能夠取得下列有益的效果:

1、本發(fā)明通過采用推挽和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法結(jié)合的方式，與僅利用推挽結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高線性度的直接調(diào)制微波光子鏈路相比，本發(fā)明不僅可以抑制偶數(shù)階失真而且能夠同時(shí)抑制三階交調(diào)失真信號(hào)IMD3，此外，與僅利用數(shù)字信號(hào)后處理算法實(shí)現(xiàn)高線性度的直接調(diào)制微波光子鏈路技術(shù)相比，本發(fā)明利用了推挽結(jié)構(gòu)使得自適應(yīng)DSP補(bǔ)償算法復(fù)雜度低，易于用現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)實(shí)現(xiàn)；

2、本發(fā)明通過推挽結(jié)構(gòu)消除所有偶數(shù)階失真，與現(xiàn)有利用預(yù)失真電路實(shí)現(xiàn)高線性度的直接調(diào)制微波光子鏈路相比，本發(fā)明考慮了偶數(shù)階失真信號(hào)，在射頻信號(hào)頻率較大時(shí)鏈路仍然可以獲得較大的帶寬和容量；

3、本發(fā)明通過采用迭代循環(huán)算法實(shí)時(shí)的尋找補(bǔ)償系數(shù)b，僅需知道輸入信號(hào)的中心頻率和帶寬就可以使輸出信號(hào)得到非線性補(bǔ)償，使得該算法不僅具有自適應(yīng)功能而且復(fù)雜度低；

4、本發(fā)明通過采用商用的分布式反饋半導(dǎo)體激光器,與利用特殊結(jié)構(gòu)的激光器獲得高線性度技術(shù)相比，本發(fā)明具有復(fù)雜度低，對(duì)工藝水平要求低，易于推廣的優(yōu)點(diǎn)；

5、本發(fā)明通過采用直接調(diào)制的方式，與現(xiàn)有的外調(diào)制方式相比，本發(fā)明具有成本低，結(jié)構(gòu)緊湊，性價(jià)比高的優(yōu)點(diǎn)。

附圖說明

圖1是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的流程圖；

圖2是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的系統(tǒng)原理圖；

圖3是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)前后OFDM信號(hào)的偶數(shù)階失真信號(hào)(例如IMD2和HD2)被抑制情況的頻譜圖；

圖4是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用自適應(yīng)后補(bǔ)償算法前后OFDM信號(hào)的IMD3被抑制情況的頻譜圖；

圖5是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)和聯(lián)合自適應(yīng)后補(bǔ)償算法前后在1.6GHz附近誤差向量幅度(EVM)性能的改善圖。

圖6是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)和聯(lián)合自適應(yīng)后補(bǔ)償算法前后系統(tǒng)的SFDR2和SFDR3性能提升圖。

在所有附圖中，相同的附圖標(biāo)記用來表示相同的元件或結(jié)構(gòu)，其中：S101-任意波形發(fā)生器(AWG)，S102-電放大器S103-1:2的180°功分器S104、S105-DFB激光器，S106-可調(diào)光延時(shí)器 S107-可變光衰減器，S108、S109-探測(cè)器 S110-模數(shù)轉(zhuǎn)換器 S111-線下數(shù)字信號(hào)處理模塊 S112-后補(bǔ)償算法模塊。

具體實(shí)施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。此外，下面所描述的本發(fā)明各個(gè)實(shí)施方式中所涉及到的技術(shù)特征只要彼此之間未構(gòu)成沖突就可以相互組合。

圖1是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的流程圖，圖2是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的系統(tǒng)原理圖，如圖1和圖2所示，描述了基于推挽結(jié)構(gòu)和后補(bǔ)償技術(shù)的直接調(diào)制微波光子鏈路的總體系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，AWG S101產(chǎn)生OFDM-64QAM信號(hào)，經(jīng)過電放大器S102之后被一個(gè)1:2的180°功分器S103分為強(qiáng)度相等相位相反的上下兩路信號(hào)，上下兩路信號(hào)分別直接調(diào)制DFB激光器S104和S105，構(gòu)成推挽調(diào)制；

調(diào)節(jié)上路可調(diào)光延時(shí)線S106和下路可變光衰減器S107，保證上下兩路光信號(hào)經(jīng)過一段距離的光纖傳輸在到達(dá)由探測(cè)器S108和S109構(gòu)成的平衡探測(cè)器之前信號(hào)的振幅相等相位相反；

經(jīng)過平衡探測(cè)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器S110之后的數(shù)字信號(hào)DSP算法模塊S111對(duì)信號(hào)進(jìn)行非線性補(bǔ)償，使得輸出近似線性的信號(hào)。其中補(bǔ)償算法S112原理具體步驟包括：

將經(jīng)過推完調(diào)制和平衡探測(cè)處理之后僅含奇數(shù)階失真的射頻信號(hào)分為兩路y₁和y₂，分別做一次方y(tǒng)₁¹和立方y(tǒng)₂³處理；再對(duì)所述兩路信號(hào)分別作傅里葉變換，根據(jù)兩路信號(hào)的頻譜圖，結(jié)合輸入射頻信號(hào)的中心頻率和帶寬，尋找兩路信號(hào)y₁¹和y₂³所含三階交調(diào)失真的大小。

再利用循環(huán)迭代算法尋找補(bǔ)償系數(shù)b，使得所述兩路信號(hào)y₁¹和b×y₂³中所含三階交調(diào)失真信號(hào)大小相等，方向相反；從而實(shí)現(xiàn)三階交調(diào)失真信號(hào)的抑制。

圖3是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)和平衡探測(cè)前后OFDM-64QAM信號(hào)的IMD2和HD2被抑制情況的頻譜圖，其中，圖(a)是沒有采用推挽結(jié)構(gòu)和平衡探測(cè)的頻譜圖，圖(b)是采用推挽結(jié)構(gòu)和平衡探測(cè)之后的頻譜圖，我們可以發(fā)現(xiàn)在使用推挽結(jié)構(gòu)和平衡探測(cè)之前基波信號(hào)與IMD2信號(hào)功率相差為22.1dB，使用推挽結(jié)構(gòu)之后基波信號(hào)與IMD2信號(hào)功率差值為39.4dB，IMD2被成功抑制了17.3dB；

圖4是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)聯(lián)合自適應(yīng)后補(bǔ)償算法前后OFDM-64QAM信號(hào)的IMD3被抑制情況的頻譜圖，其中，圖(a)是OFDM-64QAM信號(hào)在背靠背情況下的頻譜圖，圖(b)是沒有采用自適應(yīng)后補(bǔ)償算法的頻譜圖，圖(c)是采用采用了自適應(yīng)后補(bǔ)償算法之后的頻譜圖，我們可以發(fā)現(xiàn)在采用自適應(yīng)后補(bǔ)償算法之后基波信號(hào)與IMD3信號(hào)功率差值由19.17dB提升到27.36dB，被成功抑制了8.19dB；此外，IMD3被抑制之后基波信號(hào)與IMD3信號(hào)功率差值與背靠背情況下的差值僅相差2.09dB；

圖5是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)和DSP補(bǔ)償算法前后在1.6GHz附近OFDM-64QAM信號(hào)的EVM對(duì)比圖，我們可以發(fā)現(xiàn)在輸入射頻信號(hào)功率大于4dBm后，未采用該技術(shù)OFDM-64QAM信號(hào)的EVM增長(zhǎng)速度明顯大于采用了該技術(shù)情況下EVM增長(zhǎng)速度。此外，(i)和(ii)分別是在輸入射頻信號(hào)功率為12dBm情況下，在采用推挽結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法前后信號(hào)的星座圖，我們可以發(fā)現(xiàn)采用該聯(lián)合技術(shù)之后信號(hào)的EVM由7.97％下降到3.42％；

圖6是按照本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例所構(gòu)建的采用推挽結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法之后系統(tǒng)SFDR2和SFDR3的改善，圖(a)表示系統(tǒng)SFDR2改善情況，我們可以看出系統(tǒng)的SFDR2由75.6dB/Hz^1/2提升到了92.4dB/Hz^1/2。圖(b)表示系統(tǒng)SFDR3由95.4dB/Hz^2/3提升到了103.8dB/Hz^2/3。綜上，我們發(fā)現(xiàn)在采用推挽結(jié)構(gòu)和自適應(yīng)后補(bǔ)償算法之后，系統(tǒng)SFDR2和SFDR3分別同時(shí)被提升了16.8dB和8.4dB；

從圖3、圖4以及圖6中，我們可以得出結(jié)論，使用我們的提出的方法，是該試驗(yàn)中，IMD2和IMD3分別被抑制了17.3dB和8.19dB，SFDR2和SFDR3分別被提升16.8dB和8.4dB。

本領(lǐng)域的技術(shù)人員容易理解，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。