本發(fā)明一般涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及一種載波同步方法和裝置。

背景技術(shù)：

無線通信網(wǎng)絡(luò)被廣泛部署以提供諸如語音、視頻、分組數(shù)據(jù)、消息接發(fā)、廣播等各種通信服務(wù)。這些無線網(wǎng)絡(luò)可以是能夠通過共享可用的網(wǎng)絡(luò)資源來支持多個用戶的多址網(wǎng)絡(luò)。這類多址網(wǎng)絡(luò)的示例包括碼分多址(cdma)網(wǎng)絡(luò)、時分多址(tdma)網(wǎng)絡(luò)、頻分多址(fdma)網(wǎng)絡(luò)、正交fdma(ofdma)網(wǎng)絡(luò)、以及單載波fdma(sc-fdma)網(wǎng)絡(luò)。

隨著全球移動通信不斷增強的需求，無線通信的頻率資源愈趨緊張。因此，除了基于tdm(時分復(fù)用)、fdm(頻分復(fù)用)的上述傳統(tǒng)高頻譜利用率的無線通信系統(tǒng)之外，還提出了對于頻譜具有更高利用率的更激進的通信方案。

重疊時分復(fù)用(overlappedtimedivisionmultiplexing，ovtdm)系統(tǒng)正是這樣一種提高系統(tǒng)頻譜效率的方案。在ovtdm系統(tǒng)中，符號之間不但不需要相互隔離，而且可以有很強的相互重迭。換言之，ovtdm系統(tǒng)通過人為地引入符號之間的重迭，利用多個符號在時域并行傳輸數(shù)據(jù)序列，大幅提高了頻譜利用率。

重疊頻分復(fù)用(overlappedfrequencydivisionmultiplexing，ovfdm)系統(tǒng)是另外一種提高系統(tǒng)頻譜效率的方案。在ovfdm系統(tǒng)中，子載波頻帶之間可以有比正交頻分復(fù)用ofdm更強的重疊。通過頻域內(nèi)各子頻帶之間更高的重疊程度，在ofdm系統(tǒng)的基礎(chǔ)上進一步提高了頻譜利用率。

盡管上述ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)具有相應(yīng)的接收解調(diào)方案來排除信號在時域或頻域的重疊所帶來的干擾，但是頻譜利用率的大幅提高仍然對信號的接收提出了更高要求。

因此，ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)需要更高性能的網(wǎng)絡(luò)接入方案。而現(xiàn) 有的通信系統(tǒng)所采用的m序列進行載波同步的方式并不能滿足需求。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

以下給出一個或多個方面的簡要概述以提供對這些方面的基本理解。此概述不是所有構(gòu)想到的方面的詳盡綜覽，并且既非旨在指認(rèn)出所有方面的關(guān)鍵性或決定性要素亦非試圖界定任何或所有方面的范圍。其唯一的目的是要以簡化形式給出一個或多個方面的一些概念以為稍后給出的更加詳細的描述之序。

本發(fā)明的目的在于，針對現(xiàn)有通信系統(tǒng)采用m序列做載波同步時，由于其自相關(guān)和互相關(guān)特性較差，導(dǎo)致載波頻偏偏差較大，同步結(jié)果不精確的缺陷，提供一種載波同步方法和裝置，以解決上述問題。

根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種載波同步方法，包括：

對提取自接收信號的兩個las碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的頻偏，其中該接收信號是來自發(fā)送端的時域信號且包括基于las碼的訓(xùn)練序列；以及

基于該頻偏對該接收信號執(zhí)行頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括兩個las短碼[xlas]sn，sn為該las短碼的長度，其中，該對提取自接收信號的兩個las碼執(zhí)行互相關(guān)運算以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的頻偏包括：

對提取自該接收信號的該兩個las短碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的粗頻偏，以及

該基于該頻偏對該接收信號執(zhí)行頻偏校正包括：

基于該粗頻偏對該接收信號執(zhí)行初次頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn，其中[0]sn為長度為sn的0序列。

在一實例中，該訓(xùn)練序列還包括兩個las長碼[xlas]ln，ln為該las長碼的長度，其中，該對提取自接收信號的兩個las碼執(zhí)行互相關(guān)運算以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的頻偏還包括：

對提取自經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號的兩個las長碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的細頻偏，以及

該基于該頻偏對該接收信號執(zhí)行頻偏校正還包括：

基于該粗頻偏和該細頻偏對經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行二次頻偏校正。

在一實例中，該基于該粗頻偏和該細頻偏對經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行二次頻偏校正包括：

基于該粗頻偏和該細頻偏的和來對經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行該二次頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln，其中[0]sn為長度為sn的0序列。

在一實例中，該兩個las短碼還被用于定時同步，該兩個las短碼以及該兩個las長碼的提取位置是基于定時同步的結(jié)果來確定的。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種載波同步裝置，包括：

互相關(guān)計算單元，用于對提取自接收信號的兩個las碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的頻偏，其中該接收信號是來自發(fā)送端的時域信號且包括基于las碼的訓(xùn)練序列；以及

頻率校正單元，用于基于該頻偏對該接收信號執(zhí)行頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括兩個las短碼[xlas]sn，sn為該las短碼的長度，其中，該相關(guān)計算單元進一步用于對提取自該接收信號的該兩個las短碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的粗頻偏，以及

該頻率校正單元進一步用于基于該粗頻偏對該接收信號執(zhí)行初次頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn，其中[0]sn為長度為sn的0序列。

在一實例中，該訓(xùn)練序列還包括兩個las長碼[xlas]ln，ln為該las長碼的長度，其中，該相關(guān)計算單元進一步用于對提取自經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號的兩個las長碼執(zhí)行互相關(guān)運算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的細頻偏，以及

該頻率校正單元進一步用于基于該粗頻偏和該細頻偏對經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行二次頻偏校正。

在一實例中，該頻率校正單元進一步用于基于該粗頻偏和該細頻偏的和來對經(jīng)過該初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行該二次頻偏校正。

在一實例中，該訓(xùn)練序列包括[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln，其中[0]sn為長度為sn的0序列。

在一實例中，該兩個las短碼還被用于定時同步，該兩個las短碼以及該兩個las長碼的提取位置是基于定時同步的結(jié)果來確定的。

本發(fā)明具有以下的有益效果：本發(fā)明通過在通信系統(tǒng)中設(shè)計las碼訓(xùn)練序列，利用las碼自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖擊函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零的特性，在信號接收處理中使用該las碼做載波同步。采用las碼做載波同步時，通過短las碼粗同步和長las碼細同步兩次同步過程，提高系統(tǒng)頻偏精度，為后續(xù)的信道估計過程和譯碼過程奠定了基礎(chǔ)，降低整個系統(tǒng)的誤碼率。

附圖說明

在結(jié)合以下附圖閱讀本公開的實施例的詳細描述之后，能夠更好地理解本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點。在附圖中，各組件不一定是按比例繪制，并且具有類似的相關(guān)特性或特征的組件可能具有相同或相近的附圖標(biāo)記。

圖1示出了ovtdm系統(tǒng)的發(fā)射端調(diào)制模塊的框圖；

圖2示出了ovtdm系統(tǒng)的接收端的信號預(yù)處理模塊的框圖；

圖3示出了ovtdm系統(tǒng)的接收端序列檢測模塊的框圖；

圖4示出了ovfdm系統(tǒng)的發(fā)射端的調(diào)制模塊框圖；

圖5示出了ovfdm系統(tǒng)的接收端的信號預(yù)處理模塊的框圖；

圖6示出了ovfdm系統(tǒng)的接收端的信號檢測模塊的框圖；

圖7示出了m序列的自相關(guān)特性；

圖8示出了las碼的自相關(guān)特性；

圖9示出了定時同步的自相關(guān)結(jié)果的分布圖；

圖10示出了檢測到兩個峰值情形下的訓(xùn)練序列的示意圖；

圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的接收端的定時同步單元的框圖；

圖12示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的定時同步方法的流程圖；

圖13示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的載波同步單元的框圖；

圖14示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的載波同步方法的流程圖；

圖15示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的載波同步方法的流程圖；

圖16示出了多徑信道的排列示意圖；

圖17示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)的頻寬及功率譜密度關(guān)系圖；以及

圖18示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的兩個載波信號同時發(fā)送數(shù)據(jù)時的頻譜示意圖。

具體實施方式

以下結(jié)合附圖和具體實施例對本發(fā)明作詳細描述。注意，以下結(jié)合附圖和具體實施例描述的諸方面僅是示例性的，而不應(yīng)被理解為對本發(fā)明的保護范圍進行任何限制。

除了應(yīng)用在ovtdm和ovfdm系統(tǒng)中，本文中所描述的諸技術(shù)也可廣泛應(yīng)用于實際移動通信系統(tǒng)中，如td-lte、td-scdma等系統(tǒng)，也可廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信、微波視距通信、散射通信、大氣層光通信、紅外通信與水生通信等任何無線通信系統(tǒng)中。術(shù)語“網(wǎng)絡(luò)”和“系統(tǒng)”常被可互換地使用。

移動通信的不斷發(fā)展以及新業(yè)務(wù)的層出不窮對數(shù)據(jù)傳輸速率提出了越來越高的要求，而移動通信的頻率資源卻十分有限，如何利用有限的頻率資源實現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速傳輸成為當(dāng)今移動通信技術(shù)面臨的一個重要問題

上述ovtdm和ovfdm系統(tǒng)正是這種可以大幅提高頻譜利用率的解決方案。下面簡要介紹ovtdm系統(tǒng)的發(fā)送和接收過程。

ovtdm系統(tǒng)利用多個符號在時間域并行傳輸數(shù)據(jù)序列。在發(fā)射端形成多個符號在時間域上相互重疊的發(fā)射信號，在接收端根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)序列與傳輸數(shù)據(jù)序列時間波形之間的一一對應(yīng)關(guān)系，對接收信號進行時間域內(nèi)的按數(shù)據(jù)序列檢測。ovtdm系統(tǒng)積極利用這些重疊使之產(chǎn)生編碼約束關(guān)系，從而大幅度提高了系統(tǒng)的頻譜效率。

圖1示出了ovtdm系統(tǒng)的發(fā)射端調(diào)制模塊的框圖。發(fā)送端調(diào)制模塊100可包括數(shù)字波形發(fā)生單元110、移位寄存單元120、乘法單元130及加法單元 140。

首先，由數(shù)字波形發(fā)生單元110以數(shù)字方式設(shè)計生成發(fā)送信號的第一個調(diào)制信號包絡(luò)波形h(t)，移位寄存單元120將該包絡(luò)波形h(t)進行特定時間移位，形成其它各個時刻調(diào)制信號的包絡(luò)波形h(t-i×δt)，乘法單元130將所要發(fā)送的并行的符號xi與相應(yīng)時刻的包絡(luò)波形h(t-i×δt)相乘，得到各個時刻經(jīng)調(diào)制后的待發(fā)送信號波形xih(t-i×δt)。加法單元140將所形成的各個待發(fā)送波形進行疊加，形成發(fā)射信號波形。

ovtdm系統(tǒng)的接收端主要分為信號預(yù)處理模塊200和序列檢測模塊300。圖2示出了ovtdm系統(tǒng)的接收端的信號預(yù)處理模塊200的框圖。信號預(yù)處理模塊用于輔助形成每一幀內(nèi)的同步接收數(shù)字信號序列，如圖所示，該信號預(yù)處理模塊可包括同步單元210、信道估計單元220、和數(shù)字化處理單元230。

同步單元210用于對接收信號在時域形成符號同步，以與系統(tǒng)保持同步狀態(tài)，主要包括定時同步和載波同步。同步完成后信道估計單元220對接收信號做信道估計，以用于估計實際傳輸信道的參數(shù)。數(shù)字化處理單元230用于對每一幀內(nèi)的接收信號進行數(shù)字化處理，從而形成適合序列檢測部分進行序列檢測的接收數(shù)字信號序列。

在預(yù)處理之后，可在序列檢測模塊300內(nèi)對接收信號進行序列檢測，對接收到的波形按照波形發(fā)送時間間隔切割并按照一定的譯碼算法對切割后的波形進行譯碼。圖3示出了ovtdm系統(tǒng)的接收端序列檢測模塊的框圖。如圖所示，序列檢測模塊300可包括分析存儲單元310、比較單元320、以及保留路徑存儲單元和歐氏距離存儲單元330。在檢測過程中，分析存儲單元作出ovtdm系統(tǒng)的復(fù)數(shù)卷積編碼模型及格狀圖，并列出ovtdm系統(tǒng)的全部狀態(tài)，并存儲。比較單元根據(jù)分析存儲單元中的格狀圖，搜索出與接收數(shù)字信號最小歐氏距離的路徑，而保留路徑存儲單元和歐氏距離存儲單元則分別用于存儲比較單元輸出的保留路徑和歐氏距離或加權(quán)歐氏距離。保留路徑存儲單元和歐氏距離存儲單元需要為每一個穩(wěn)定狀態(tài)各準(zhǔn)備一個。保留路徑存儲單元長度可以優(yōu)選為4k～5k。歐氏距離存儲單元優(yōu)選為只存儲相對距離。

圖4示出了ovfdm系統(tǒng)的發(fā)射端的調(diào)制模塊框圖。發(fā)射端的ovfdm調(diào) 制模塊可包括調(diào)制載波頻譜產(chǎn)生單元410、載波頻譜移位單元420、乘法單元430、加法單元440、以及傅立葉逆變換單元450。

首先，由調(diào)制載波頻譜產(chǎn)生單元410設(shè)計生成一個子載波的包絡(luò)頻譜信號h(f)，載波頻譜移位單元420將該包絡(luò)頻譜信號h(f)依次頻移特定載波頻譜間隔δb，得出下一個子載波的包絡(luò)頻譜信號，并將該下一個子載波的包絡(luò)頻譜信號頻移δb，依次下去得到頻譜間隔為δb的所有子載波的頻譜波形h(f-i×δb)。

乘法單元430將所要發(fā)送的多路并行的符號xi分別與生成的對應(yīng)的各個子載波頻譜波形h(f-i×δb)相乘，得到多路經(jīng)過相應(yīng)子載波調(diào)制的調(diào)制信號頻譜xih(f-i×δb)。

加法單元440將所形成的多路調(diào)制信號頻譜進行疊加，形成復(fù)調(diào)制信號的頻譜最后，由傅立葉逆變換單元450將生成的復(fù)調(diào)制信號的頻譜進行離散付氏反變換，最終形成時域的復(fù)調(diào)制信號signal(t)tx＝ifft(s(f))。

ovfdm系統(tǒng)的接收端主要分為信號預(yù)處理模塊500和信號檢測模塊600。圖5示出了ovfdm系統(tǒng)的接收端的信號預(yù)處理模塊的框圖。如圖所示，預(yù)處理模塊可包括同步單元510、信道估計單元520、和數(shù)字化處理單元530。

同步單元510用于對接收信號在時域形成符號同步，以與系統(tǒng)保持同步狀態(tài)，主要包括定時同步和載波同步。同步完成后信道估計單元520對接收信號做信道估計，以用于估計實際傳輸信道的參數(shù)。數(shù)字化處理單元530用于對各個符號時間區(qū)間的接收信號進行取樣和量化，使之變?yōu)閿?shù)字信號序列。

在預(yù)處理之后，可在信號檢測模塊600中對接收信號進行檢測。圖6示出了ovfdm系統(tǒng)的接收端的信號檢測模塊600的框圖。如圖所示，信號檢測模塊600可包括傅立葉變換單元610、頻率分段單元620、卷積編碼單元630、以及數(shù)據(jù)檢測單元640。傅立葉變換單元610用于將經(jīng)過預(yù)處理的時域信號轉(zhuǎn)換成頻率域信號，即對每個時間符號區(qū)間的接收數(shù)字信號序列進行傅立葉變換以形成每個時間符號區(qū)間的實際接收信號頻譜。頻率分段單元620用于對每個時間符號區(qū)間的實際接收信號頻譜在頻域以頻譜間隔δb分段，形成實際接收 信號分段頻譜。卷積編碼單元630用于形成接收信號頻譜與發(fā)送的數(shù)據(jù)符號序列之間的一一對應(yīng)關(guān)系。數(shù)據(jù)檢測單元640用于根據(jù)卷積編碼單元形成的一一對應(yīng)關(guān)系，檢測數(shù)據(jù)符號序列。

以上介紹了ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)的發(fā)送和接收端的處理過程。盡管上述ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)具有相應(yīng)的接收解調(diào)方案來排除信號在時域或頻域的重疊所帶來的干擾，但是頻譜利用率的大幅提高仍然對信號的接收提出了更高要求。

一般的通信系統(tǒng)中都需要設(shè)計訓(xùn)練序列，其作用主要是在收到信號后經(jīng)過處理，可同時實現(xiàn)定時同步、載波同步和信道估計。定時同步、載波同步和信道估計是接收端正確接收的三個最重要環(huán)節(jié)。因此，訓(xùn)練符號的設(shè)計至關(guān)重要，特別是對于ovtdm和ovfdm系統(tǒng)這種超高頻譜效率的通信系統(tǒng)尤其如此。如果這三個步驟中任一步驟誤差較大，對整個系統(tǒng)的影響將會很大，后續(xù)的譯碼過程也就沒有意義了。

目前通信系統(tǒng)常采用m序列為訓(xùn)練序列，由于m序列自相關(guān)和互相關(guān)特性較差，導(dǎo)致系統(tǒng)同步過程成功率低，網(wǎng)絡(luò)接入慢。圖7示出了m序列的自相關(guān)特性，從圖中可以看到其自相關(guān)特性間隔一定時間都會出現(xiàn)脈沖，其自相關(guān)特性不是很好。因此在信號處理過程中，對時間和頻率的同步精度較差，降低用戶接入網(wǎng)絡(luò)的成功率和接入速度，使用戶體驗變差。

根據(jù)本發(fā)明的一方面，在ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)中利用las碼設(shè)計訓(xùn)練序列。經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)，las碼具有自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖激函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零的特性。這對于訓(xùn)練序列而言是及其有利的屬性。

las(largeareasynchronized，大區(qū)域同步)碼是由一系列脈沖和不等長的0值脈沖間隔組成，可以表示為(n,k,l)，其中n表示脈沖個數(shù)，k表示脈沖之間的最短間隔長度，l表示碼長。脈沖由完備互補正交碼生成，其特點為自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖擊函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零。利用las碼的這個特點應(yīng)用于ovtdm系統(tǒng)和ovfdm系統(tǒng)中，對于整個系統(tǒng)的同步成功率和接入速度有較好的性能改善。

以下簡要介紹las碼的生成方法。

完備互補正交碼具有對偶關(guān)系，生成方法是根據(jù)最短基本互補碼求解出與之完全正交互補的另一對最短基本互補碼。本案例中以基本短碼+++-來生成完備互補正交碼，生成過程如下：

c0＝[11]，對應(yīng)為++，s0＝[1-1],對應(yīng)為+-，根據(jù)c0和s0分別求出其互補碼c1和s1。c1為對s0取反得到，s1為對c0取反并求非得到，matlab中代碼表示為：

c1＝fliplr(s0)，s1＝-1*conj(fliplr(c0))。其中fliplr為對矩陣進行沿垂直軸左右翻轉(zhuǎn)的函數(shù)，conj為求復(fù)共軛的函數(shù)。

據(jù)此求得c1＝[-11],s1＝[-1-1]，將c0c1組合生成新的互補碼為c0'＝[11-11]，s0'＝[1-1-1-1]，此時每個互補碼的長度由2擴充到4。

這里可以設(shè)計互補碼的長度ln(ln為2的冪次方)，即cn和sn的長度分別為ln/2。采用上述方法，對生成的las碼進行迭代，將其長度擴充為ln，迭代次數(shù)為log2ln-2，最終生成的互補碼為cn、sn。

將這對互補碼和零序列組合生成las碼，表示形式為：las＝[cnl0sn]，其中l(wèi)0表示0的個數(shù)，即cn和sn之間的最短間隔長度，最終生成的las碼長度表示為l＝ln+l0。

圖8示出了las碼的自相關(guān)特性。

根據(jù)本發(fā)明的一方面，采用了las碼來設(shè)計訓(xùn)練序列。

對于定時同步的用途，訓(xùn)練序列包括至少一個las碼。由于las短碼在頻偏較大的情況下仍有較好的同步效果，因此，較優(yōu)地，訓(xùn)練序列包括至少一個las短碼，以[xlas]sn表示，其中該las短碼的長度記為sn，其互補碼長和零序列長度分別表示為l短-n、l短-0，sn＝l短-n+l短-0。

為了進一步優(yōu)化las碼的自相關(guān)特性，在該las短碼之前還可包括與該las短碼相同長度的一個零序列，以[0]sn表示。

特定實施例中，訓(xùn)練序列可包括兩個相同的las短碼，這樣在其中一個las短碼可用于定時同步的情況下，還可以與另一las短碼組成las短碼對，以用于載波同步。

對于載波同步的用途，訓(xùn)練序列可包括至少一對相同的las碼。由于las短碼在頻偏較大的情況下仍有較好的同步效果，因此，較優(yōu)地，訓(xùn)練序列 包括至少一對相同的las短碼。

較優(yōu)地，載波同步可以分為兩個階段，即載波粗同步和載波細同步。因此，訓(xùn)練序列可包括至少兩對las碼。較優(yōu)地，一對las碼可為相同的las短碼以用于載波粗同步，另外一對las碼可為相同的las長碼，以用于載波細同步。las長碼可用[xlas]ln表示，其中該las長碼的長度記為ln，其互補碼長和零序列長度分別表示為l長-n、l長-0，ln＝l長-n+l長-0。

為了進一步優(yōu)化las碼的互相關(guān)特性，在每個las短碼之前還可包括與las短碼相同長度的一個零序列，以[0]sn表示。

對于信道估計的用途，訓(xùn)練序列可包括至少一個las碼，例如一個las長碼，或者，也可包括兩個las長碼，針對這兩個長las碼做兩遍信道估計，從而提高信道估計的成功率。

作為特定示例，可設(shè)計l長-n＝256，l長-0＝16；l短-n＝16，l短-0＝8。當(dāng)然，這里的las長碼和las短碼的長度僅作為示例示出，也可設(shè)計成其他的長度。

作為較優(yōu)的實施例，一種同時滿足定時同步、載波同步和信道估計的las碼訓(xùn)練序列可設(shè)計為：[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln。在此實施例中，第一個las碼為短碼，可實現(xiàn)定時同步,las短碼在頻偏較大仍有好的同步效果。第一個和第二個las短碼可用于載波粗同步，短碼的好處是可以處理較大的頻偏。最后兩個las碼為長碼，可用于細頻偏糾正和信道估計。

定時同步過程

接收機收到信號，需要先跟通信系統(tǒng)保持同步，包括定時同步和載波同步。定時同步的原理是通過匹配濾波方法,直接將接收信號與本地las碼求自相關(guān)運算，得到自相關(guān)峰值。從相關(guān)峰值中根據(jù)一定的方法找到訓(xùn)練符號的位置。找到訓(xùn)練符號的位置也就確定了當(dāng)前幀的起始位置，即完成了接收信號和系統(tǒng)的時間同步，定時同步過程結(jié)束。

如前所述，由于las碼的自相關(guān)和互相關(guān)特性都比較好，將las碼用于設(shè)計訓(xùn)練符號。由此，在計算接收信號和las碼的相關(guān)運算時，峰值大小分 布差異較大，通過合理的設(shè)置閾值，可以很精確的找到las碼的起始位置，定時精度較高。

具體在尋找las碼的相關(guān)峰值時，根據(jù)訓(xùn)練符號結(jié)構(gòu)，采取合適的信號接收長度，使用滑窗法自相關(guān)運算方式，將接收信號與本地las碼求相關(guān)運算尋找自相關(guān)峰值來確定las碼的位置。例如，這里的信號接收長度可保證至少涵蓋有l(wèi)as碼，以確保能檢測到峰值。

所謂的滑窗法自相關(guān)運算，是以las碼的長度為窗口長度對接收信號作取窗處理，將當(dāng)前窗口內(nèi)的這段信號與本地的las碼作相關(guān)運算，從而得到一個自相關(guān)結(jié)果。然后，將窗口向后滑動，再對接收信號進行取窗，將當(dāng)前窗口內(nèi)的這段信號與本地的las碼再作相關(guān)運算，從而再得到一個相關(guān)結(jié)果。以此方式，不斷滑動窗口，直至對接收到的信號全部進行了相關(guān)運算。從計算得出的全部自相關(guān)結(jié)果，通過設(shè)置閾值，即超過閾值的自相關(guān)結(jié)果作為峰值，找到las碼的位置。

在一實例中，訓(xùn)練序列中僅包括一個las碼，例如一個las短碼，因為短碼在頻偏較大的情況下仍有較好的同步效果。在此情況下，可以將該las短碼的長度作為窗口長度對接收信號作取窗處理，將當(dāng)前窗口內(nèi)的這段信號與本地的las短碼作相關(guān)運算，從而得到一個自相關(guān)結(jié)果。然后，將窗口向后滑動，再對接收信號進行取窗，將當(dāng)前窗口內(nèi)的這段信號與本地的las碼再作相關(guān)運算，從而再得到一個相關(guān)結(jié)果。以此方式，不斷滑動窗口，直至對接收到的信號全部進行了相關(guān)運算。從計算得出的全部自相關(guān)結(jié)果，通過設(shè)置閾值，即超過閾值的自相關(guān)結(jié)果作為峰值，找到las碼的位置。

在多徑信道的情況下，有可能出現(xiàn)后面幾個徑的幅值高過第一條徑的幅值，應(yīng)該選超過閾值的第一個峰值點，而不一定是全局最大值。圖9示出了定時同步的自相關(guān)結(jié)果的分布圖。假設(shè)閾值為100，如圖9所示，超過閾值100的自相關(guān)結(jié)果有兩個，但是選取在25位置的自相關(guān)結(jié)果作為本次運算的峰值，從而將此在25的位置作為找到的las碼的位置。

在先前的較優(yōu)的訓(xùn)練符號格式[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln的情況下，訓(xùn)練序列中存在兩個las短碼。此時，通過上述滑窗自相關(guān)計算法可以找出兩個超過閾值的峰值。圖9示出了存在兩個峰值的自相關(guān)結(jié)果 的分布圖。此時，需要判斷哪一個是在前短碼的峰值，哪一個是在后短碼的峰值。

圖10示出了檢測到兩個峰值情形下的訓(xùn)練序列的示意圖。在圖10中示出了重復(fù)循環(huán)發(fā)送的兩條訓(xùn)練序列。接收信號的長度跨越了兩條訓(xùn)練序列，因此，找出的兩個峰值可能其中一個是由于下一個訓(xùn)練序列的第一個las短碼所引起的。所以需要判斷每一個峰值所對應(yīng)的是哪一個las短碼。

具體而言，如果兩個峰值間隔長度為2*sn，那么選取第一個超過閾值的峰值為第一個短las碼的起始位置，如果兩者間隔長度為大于2*sn，則第二個超過閾值的峰值為第一個短las碼的起始位置。

如果存在多徑信道，那么滑窗后會出現(xiàn)兩個部分集中分布相關(guān)峰，對每部分的相關(guān)峰分別和閾值進行比較，選取過閾值的第一個峰值點，兩部分比較完后將得到兩個超過閾值的點，再根據(jù)如上的方法確定對應(yīng)las碼的位置。

另外，如果發(fā)射信號經(jīng)過了其他帶限濾波器，則匹配濾波后是一個個較光滑的峰，而不是獨立的點，所以需要根據(jù)實際帶限濾波器選取峰值點。

圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的接收端的定時同步單元的框圖。該定時同步單元可以是上文結(jié)合圖2和圖5所討論的同步單元的一部分。

如圖11所示，定時同步單元1100可包括自相關(guān)計算單元1110以用于執(zhí)行自相關(guān)計算。該自相關(guān)計算單元1110可對接收到的信號進行取窗，以采用本地的las碼對窗口內(nèi)的信號作自相關(guān)計算，并滑動該窗口以進行下一次自相關(guān)計算，直至達到信號接收長度。定時同步單元1100還可包括峰值判斷單元1120，以用于根據(jù)獲得的相關(guān)結(jié)果集合來判斷峰值的位置，以尋找las碼的起始位置。峰值判斷單元1120可選取合適的閾值，將超過閾值的自相關(guān)結(jié)果作為峰值。

圖12示出了根據(jù)本發(fā)明的一方面的定時同步方法的流程圖。如圖所示，該方法可包括：

步驟1201：對接收到的信號進行取窗，以采用本地的las碼對窗口內(nèi)的信號作自相關(guān)計算，并滑動該窗口以進行下一次自相關(guān)計算，直至達到信號接收長度；以及

步驟1202：根據(jù)獲得的相關(guān)結(jié)果集合來判斷峰值的位置，以尋找las碼 的起始位置。

如上所述，在存在兩個las短碼的情況下，如果兩個峰值間隔長度為2*sn，那么選取第一個超過閾值的峰值為第一個短las碼的起始位置，如果兩者間隔長度為大于2*sn，則第二個超過閾值的峰值為第一個短las碼的起始位置。

載波同步過程

接收到信號后，需要先跟通信系統(tǒng)保持同步，包括定時同步和載波同步，接收信號和系統(tǒng)先保持時間上的同步，通過定時同步獲取las碼的起始位置，再進行頻率的同步。

對于載波同步，接收信號的訓(xùn)練序列信息部分包括至少一對相同的las碼。對重復(fù)的las碼進行互相關(guān)運算,得到頻率偏差δf。

假設(shè)接收機與發(fā)射機之間的載波偏差為δf，ad采樣間隔為t,那么接收端忽略噪聲信號影響時，收到的信號表示為：

yn＝xne^j2πδfnt

前后兩個las碼的相關(guān)系數(shù)為：

其中l(wèi)表示las碼之間的間隔。

由上式可知，載波頻偏為：

較優(yōu)地，訓(xùn)練序列信息部分可包括兩對las碼，其中，一對相同的las碼為las短碼，由此可以先進行載波粗同步；另外再包括一對相同的las長碼，由此可以進行載波細同步。

由于已經(jīng)完成了定時同步，可根據(jù)定時同步返回的訓(xùn)練符號索引提取出對應(yīng)的兩部分短las碼，對短las碼進行載波粗同步，短碼可以處理較大的頻偏，根據(jù)上述公式計算得到估計的頻偏值為δf1。然后再提取出兩部分長las碼，對長las碼進行載波細頻偏糾正，得到估計的頻偏值為δf2，參考粗同步的頻偏，則最終輸出的頻偏為δf＝δf1+δf2。

以先前的較優(yōu)的訓(xùn)練符號格式[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln為例。令ln＝272，sn＝24，訓(xùn)練符號總長度為640。兩個短las分別在 (25:48)和(73:96)兩個位置，長las碼分別在(97:368)和(369：640)兩個位置。

理想狀態(tài)下，定時同步計算得到的las碼的起始位置為第一個短las碼的起始位置，即為25。根據(jù)此索引和長短碼的碼長ln和sn，從接收信號中對應(yīng)的提取出相應(yīng)的碼。

載波粗同步

從接收信號中提取出兩部分短las碼，根據(jù)公式對其求共軛相乘，得到相關(guān)系數(shù)r。再根據(jù)公式求出對應(yīng)的粗頻偏δf1，其中l(wèi)表示兩個短las碼之間的間隔，由訓(xùn)練符號結(jié)構(gòu)可以看出，l＝2*sn＝48。

根據(jù)計算出的粗頻偏通過公式對接收信號進行頻偏校正，得到第一次頻偏校正后的信號。

載波細頻偏校正

載波粗同步中對接收信號進行了粗頻偏校正，得到接收信號yn'。細頻偏過程為從yn'中提取出兩部分長las碼，根據(jù)公式對其求共軛相乘，得到相關(guān)系數(shù)r。再根據(jù)公式求出對應(yīng)的細頻偏δf2，l表示兩個長las碼之間的間隔，由訓(xùn)練符號結(jié)構(gòu)可以看出，l＝ln＝272。

參考粗同步的頻偏，則最終輸出的頻偏為δf＝δf1+δf2。并根據(jù)公式y(tǒng)n”＝y(tǒng)n'e^j2π(-δf)nt求出對接收信號細頻偏糾正后的信號。

將兩次頻偏校正后的信號yn”作為輸入信號給信道估計過程，載波同步過程結(jié)束。

圖13示出了載波同步單元1300的框圖。該載波同步單元1300可以是上文結(jié)合圖2和圖5所討論的同步單元的一部分。

如圖所示，載波同步單元1300可包括互相關(guān)計算單元1310和頻率校正單元1320?；ハ嚓P(guān)計算單元1310可對一對las碼執(zhí)行互相關(guān)計算以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的的頻偏。頻率校正單元1320可根據(jù)該載波的頻偏，對接收信號執(zhí)行頻偏校正。

在一實施例中，互相關(guān)計算單元1310可首先執(zhí)行一對las短碼的互相關(guān) 計算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的粗頻偏。頻率校正單元1320可先根據(jù)該粗頻偏，對接收信號執(zhí)行初次頻偏校正。互相關(guān)計算單元1310再對從經(jīng)過初次頻偏校正的接收信號所提取的一對las長碼執(zhí)行互相關(guān)計算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的細頻偏。頻率校正單元1320可再根據(jù)該細頻偏和該粗頻偏，對經(jīng)初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行二次頻偏校正，以得到最終頻偏校正后的信號。

圖14示出了根據(jù)一實施例的載波同步方法的流程圖。如圖所示，載波同步方法可包括以下步驟：

步驟1401：對從接收信號提取的兩個las碼執(zhí)行互相關(guān)，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的頻偏；以及

步驟1402：基于該頻偏對接收信號執(zhí)行頻偏校正。

圖15示出了根據(jù)另一實施例的載波同步方法的流程圖。如圖所示，載波同步方法可包括以下步驟：

步驟1501：對從接收信號提取的兩個las短碼執(zhí)行互相關(guān)，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的粗頻偏；

步驟1502：根據(jù)該粗頻偏，對接收信號執(zhí)行初次頻偏校正；

步驟1503：對從經(jīng)初次頻偏校正的接收信號所提取的一對las長碼執(zhí)行互相關(guān)計算，以獲得接收端和發(fā)射端之間載波的細頻偏；以及

步驟1504：根據(jù)該細頻偏和該粗頻偏，對經(jīng)初次頻偏校正的接收信號執(zhí)行二次頻偏校正。

盡管為使解釋簡單化將上述方法圖示并描述為一系列動作，但是應(yīng)理解并領(lǐng)會，這些方法不受動作的次序所限，因為根據(jù)一個或多個實施例，一些動作可按不同次序發(fā)生和/或與來自本文中圖示和描述或本文中未圖示和描述但本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的其他動作并發(fā)地發(fā)生。

信道估計過程

信道估計用于估計信道的傳輸特性，即信道對所傳輸?shù)男盘柕挠绊?。通過利用發(fā)送端和接收端雙方已知的訓(xùn)練符號，接收端能夠根據(jù)該已知的訓(xùn)練符號以及接收到的訓(xùn)練符號來執(zhí)行信道估計。舉例而言，接收端可以對已知的訓(xùn)練 符號以及接收到的訓(xùn)練符號執(zhí)行相關(guān)，從而確定信道的傳輸特性。在進行信道估計之后，接收端能夠利用所確定的信道估計來解調(diào)接收到的未知數(shù)據(jù)信號，以確定發(fā)送端發(fā)送的實際數(shù)據(jù)信號。

接收信號經(jīng)過定時同步，和系統(tǒng)保持時間同步。然后再和接收信號做載波同步，載波同步包括粗同步和細同步，通過同步獲取了接收機和發(fā)送機的載波頻偏δf，通過載波頻偏對接收的信號做修正，得到修正后的接收信號yfix，對yfix做信道估計。

本發(fā)明利用las碼作為訓(xùn)練序列，例如訓(xùn)練符號格式中的長las碼l-las可用于信道估計。

信道估計可表示為：

其中yn表示經(jīng)過載波同步修正后的接收信號，即yfix。n表示las碼長度。xn表示本地las碼，即xn表示為訓(xùn)練符號中的最后兩個長las碼之一。r0表示las碼的平方和，p表示多徑信道個數(shù)。

信道估計器從訓(xùn)練符號的接收信號yfix中估計信道的沖激響應(yīng)h(t)，然后根據(jù)估計出的h(t)構(gòu)造一個逆信道系統(tǒng)，接收到的數(shù)據(jù)信號經(jīng)過該逆信道系統(tǒng)之后被還原成對發(fā)送端饋送到信道的信號的估計。

一般接收信號yn可表達為en表示噪聲。將其代入上式展開后得到如下公式：

表示訓(xùn)練序列的自相關(guān)，通過合理設(shè)計自相關(guān)系數(shù)為零，估計信道高度接近真實信道，從而極大地提高了信道估計的精度。根據(jù)本發(fā)明，由于las碼自相關(guān)出現(xiàn)0的概率極高，因此在進行信道估計時大大提高了信道估計的成功率。

本領(lǐng)域一般采用m序列進行信道估計。m序列的自相關(guān)特性如附圖7所示，從圖中可以看到其自相關(guān)特性間隔一定時間都會出現(xiàn)脈沖，其自相關(guān)特性 不是很好，對應(yīng)信道估計公式

中的值不為0的概率很大，因此估計出的信道模型和理想信道模型偏差較大，對于后續(xù)的譯碼處理影響很大，提高了系統(tǒng)的誤碼率。

對比las碼序列，其具有自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖擊函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零的特點，因此在做信道估計時，實際估計出的信道模型和理想模型偏差很小，降低了系統(tǒng)的誤碼率，對系統(tǒng)性能得到了很好的改善。

根據(jù)本發(fā)明，由于訓(xùn)練符號中長las碼共有兩個，因此信道估計過程可以采用其中任一個長las碼來實現(xiàn)，或者也可以針對這兩個長las碼做兩遍信道估計，從而提高信道估計的成功率。

在通信環(huán)境中可存在一條信道或多徑信道，接收機可根據(jù)環(huán)境來確定是否存在多徑信道。在沒有多徑信道的情況下，即p＝0，根據(jù)上式可以直接計算出信道估計h。而在有多徑信道的情況下，可以根據(jù)上式分別計算每條多徑路徑的信道估計值hp，其中針對每條多徑路徑將本地las碼xn進行偏移，每一條路徑的偏差可以為1。

舉例而言，實際的多徑信道可為例如6條。首先將本地las碼按照多徑個數(shù)排列成6列，每一列路徑的偏差為1，排列方式如附圖16所示。

根據(jù)訓(xùn)練符號格式[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln，從修正信號yfix中找到對應(yīng)的las碼位置，并提取出來為yfix-las，共兩部分。

將提取出來的yfix-las分別與重新排列后的6條多徑信道的本地las碼經(jīng)過公式

處理后，得到每條多徑路徑的信道估計值hp。由于共有兩部分las碼可以進行信道估計，經(jīng)過處理后每部分都會得到信道估計值hp，對兩部分求平均值則可得到最后的每條多徑路徑的信道估計值hp。

然后，可基于每條多徑路徑的信道估計值hp來解調(diào)接收到的數(shù)據(jù)信號，從而得恢復(fù)出每條多徑路徑的發(fā)送端信號。

設(shè)計訓(xùn)練序列頻寬

本系統(tǒng)中設(shè)計符號結(jié)構(gòu)包括訓(xùn)練序列tsc(traningsequencecode)和數(shù)據(jù)(data)。訓(xùn)練符號的設(shè)計至關(guān)重要，影響了整個系統(tǒng)的定時、同步、信道估計三個最重要的環(huán)節(jié)，如果這三個步驟中任一步驟誤差較大，對整個系統(tǒng)的影響將會很大，后續(xù)的譯碼過程也就沒有意義了。

訓(xùn)練序列頻寬的設(shè)計過程較為復(fù)雜，頻寬較短時其對應(yīng)的功率譜密度較大，當(dāng)系統(tǒng)中存在多個載波時會影響數(shù)據(jù)的接收和發(fā)送，頻寬過大時對應(yīng)的功率譜密度太小，對系統(tǒng)的發(fā)送機和接收機的靈敏度要求極高。

在現(xiàn)有通信系統(tǒng)中，一般采用訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)的頻寬相同的方法，其對應(yīng)的功率譜密度相同，且由于一般系統(tǒng)中頻寬都較短，因此對應(yīng)于時域發(fā)送時間較長，影響信號同步、信道估計處理時間過程，后續(xù)譯碼過程等待時間也變長，降低了系統(tǒng)的傳輸速率。另外，由于訓(xùn)練序列發(fā)送時間較長，因此在對信號進行采樣時，其采樣率較低，時間分辨率不夠精細，影響信道估計的偏差。

本發(fā)明使得訓(xùn)練序列頻寬遠大于數(shù)據(jù)頻寬(例如，5倍、10倍、15倍或以上)，從而訓(xùn)練序列的功率譜密度低于數(shù)據(jù)的功率譜密度，其訓(xùn)練序列、數(shù)據(jù)的頻寬和功率譜密度關(guān)系圖如附圖17所示。由于訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)的發(fā)送功率需保持一致，由圖中可以看出，當(dāng)訓(xùn)練序列的頻寬變寬后，其對應(yīng)的功率譜密度隨之也會大幅度降低，相對于數(shù)據(jù)功率譜密度而言是很低的。

本系統(tǒng)可以使用所有的可用擴頻碼，包括m序列、golomb碼、can(cyclicalgorithmnew)、以及l(fā)as碼等。本系統(tǒng)中我們以具有完備互補正交特性的las碼為例，介紹定時同步、載波同步和信道估計的處理過程。因此，前文所述的利用las碼作為訓(xùn)練碼進行定時同步、載波同步、信道估計的所有方法及裝置也適用于所有合適的擴頻碼作為訓(xùn)練碼進行定時同步、載波和訓(xùn)練估計。因此，上文以las碼為例示出的定時同步、載波同步和信道估計的算法僅僅是作為示例示出的，本發(fā)明的上述內(nèi)容適用于所有合適的訓(xùn)練碼。

las碼的特點是自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖擊函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零，las碼的自相關(guān)特性如附圖8所示。因此當(dāng)訓(xùn)練序列重疊時也不會相互造成干擾。這樣設(shè)計可以提高系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率。

由公式可知，當(dāng)頻域頻寬越大時，其對應(yīng)在時域的時間越小，即在 較短的時間內(nèi)就可以完成訓(xùn)練序列的發(fā)送和接收過程。在信號接收過程，對于同樣長度的數(shù)據(jù)，當(dāng)接收時間變短，可以將信號的采樣率提高，使得時間分辨率更精細。在信道估計過程提高時間分辨率的精確度，使得信道估計結(jié)果更精確。

在一方面，由于訓(xùn)練序列的功率譜密度極低，幾乎不會對數(shù)據(jù)信號產(chǎn)生影響，因此訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)可在同一時間疊加發(fā)送。換言之，訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)是在頻率和/或時間上至少部分重疊地發(fā)送的。當(dāng)有兩個載波信號同時發(fā)送數(shù)據(jù)時，其構(gòu)造圖如附圖18所示，從圖中可以看出，兩個載波所承載的實際數(shù)據(jù)中間有保護帶，不會重疊也不會相互造成干擾；而訓(xùn)練序列的頻寬和實際數(shù)據(jù)有重疊，由于訓(xùn)練序列功率譜密度非常低，因此不會對實際數(shù)據(jù)造成干擾；再有，不同的訓(xùn)練序列可用不同的擴頻碼加以區(qū)分，不會造成混淆。訓(xùn)練序列不獨占特定的頻率和時間資源，提高了系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率。

在一個實施例中，本系統(tǒng)中可以采用具有完備互補正交特性的las碼為訓(xùn)練序列，其特點為自相關(guān)函數(shù)在原點是理想的沖擊函數(shù)，原點以外處處為零，而互相關(guān)函數(shù)處處為零，las碼的自相關(guān)和互相關(guān)特性如附圖5所示。因此當(dāng)訓(xùn)練序列重疊時也不會相互造成干擾。這樣設(shè)計可以提高系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率。

本案例中我們設(shè)計訓(xùn)練序列的格式為：[0]sn,[xlas]sn,[0]sn,[xlas]sn,[xlas]ln,[xlas]ln。

本領(lǐng)域技術(shù)人員將可理解，信息、信號和數(shù)據(jù)可使用各種不同技術(shù)和技藝中的任何技術(shù)和技藝來表示。例如，以上描述通篇引述的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號、位(比特)、符號、和碼片可由電壓、電流、電磁波、磁場或磁粒子、光場或光學(xué)粒子、或其任何組合來表示。

本領(lǐng)域技術(shù)人員將進一步領(lǐng)會，結(jié)合本文中所公開的實施例來描述的各種解說性邏輯板塊、模塊、電路、和算法步驟可實現(xiàn)為電子硬件、計算機軟件、或這兩者的組合。為清楚地解說硬件與軟件的這一可互換性，各種解說性組件、框、模塊、電路、和步驟在上面是以其功能性的形式作一般化描述的。此類功能性是被實現(xiàn)為硬件還是軟件取決于具體應(yīng)用和施加于整體系統(tǒng)的設(shè)計約束。技術(shù)人員對于每種特定應(yīng)用可用不同的方式來實現(xiàn)所描述的功能性，但這樣的 實現(xiàn)決策不應(yīng)被解讀成導(dǎo)致脫離了本發(fā)明的范圍。

結(jié)合本文所公開的實施例描述的各種解說性邏輯模塊、和電路可用通用處理器、數(shù)字信號處理器(dsp)、專用集成電路(asic)、現(xiàn)場可編程門陣列(fpga)或其它可編程邏輯器件、分立的門或晶體管邏輯、分立的硬件組件、或其設(shè)計成執(zhí)行本文所描述功能的任何組合來實現(xiàn)或執(zhí)行。通用處理器可以是微處理器，但在替換方案中，該處理器可以是任何常規(guī)的處理器、控制器、微控制器、或狀態(tài)機。處理器還可以被實現(xiàn)為計算設(shè)備的組合，例如dsp與微處理器的組合、多個微處理器、與dsp核心協(xié)作的一個或多個微處理器、或任何其他此類配置。

結(jié)合本文中公開的實施例描述的方法或算法的步驟可直接在硬件中、在由處理器執(zhí)行的軟件模塊中、或在這兩者的組合中體現(xiàn)。軟件模塊可駐留在ram存儲器、閃存、rom存儲器、eprom存儲器、eeprom存儲器、寄存器、硬盤、可移動盤、cd-rom、或本領(lǐng)域中所知的任何其他形式的存儲介質(zhì)中。示例性存儲介質(zhì)耦合到處理器以使得該處理器能從/向該存儲介質(zhì)讀取和寫入信息。在替換方案中，存儲介質(zhì)可以被整合到處理器。處理器和存儲介質(zhì)可駐留在asic中。asic可駐留在用戶終端中。在替換方案中，處理器和存儲介質(zhì)可作為分立組件駐留在用戶終端中。

在一個或多個示例性實施例中，所描述的功能可在硬件、軟件、固件或其任何組合中實現(xiàn)。如果在軟件中實現(xiàn)為計算機程序產(chǎn)品，則各功能可以作為一條或更多條指令或代碼存儲在計算機可讀介質(zhì)上或藉其進行傳送。計算機可讀介質(zhì)包括計算機存儲介質(zhì)和通信介質(zhì)兩者，其包括促成計算機程序從一地向另一地轉(zhuǎn)移的任何介質(zhì)。存儲介質(zhì)可以是能被計算機訪問的任何可用介質(zhì)。作為示例而非限定，這樣的計算機可讀介質(zhì)可包括ram、rom、eeprom、cd-rom或其它光盤存儲、磁盤存儲或其它磁存儲設(shè)備、或能被用來攜帶或存儲指令或數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)形式的合意程序代碼且能被計算機訪問的任何其它介質(zhì)。任何連接也被正當(dāng)?shù)胤Q為計算機可讀介質(zhì)。例如，如果軟件是使用同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、數(shù)字訂戶線(dsl)、或諸如紅外、無線電、以及微波之類的無線技術(shù)從web網(wǎng)站、服務(wù)器、或其它遠程源傳送而來，則該同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、dsl、或諸如紅外、無線電、以及微波之類的無線技術(shù)就被包括在介 質(zhì)的定義之中。如本文中所使用的盤(disk)和碟(disc)包括壓縮碟(cd)、激光碟、光碟、數(shù)字多用碟(dvd)、軟盤和藍光碟，其中盤(disk)往往以磁的方式再現(xiàn)數(shù)據(jù)，而碟(disc)用激光以光學(xué)方式再現(xiàn)數(shù)據(jù)。上述的組合也應(yīng)被包括在計算機可讀介質(zhì)的范圍內(nèi)。

提供對本公開的先前描述是為使得本領(lǐng)域任何技術(shù)人員皆能夠制作或使用本公開。對本公開的各種修改對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說都將是顯而易見的，且本文中所定義的普適原理可被應(yīng)用到其他變體而不會脫離本公開的精神或范圍。由此，本公開并非旨在被限定于本文中所描述的示例和設(shè)計，而是應(yīng)被授予與本文中所公開的原理和新穎性特征相一致的最廣范圍。