本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及無線通信系統(tǒng)中一種針對單載波頻域均衡(single carrier-frequency-domain equalization，SC-FDE)系統(tǒng)的發(fā)射端IQ不平衡的補(bǔ)償方法。

背景技術(shù)：

無線通信通常需要載波調(diào)制，實(shí)際中模擬器件的非理想性使得模擬前端(front-end，F(xiàn)E)的同相與正交(In-phase Quadrature，IQ)兩路信號在調(diào)制解調(diào)的過程中，本振信號的幅度不再相同，相位差也不等于準(zhǔn)確的(IQ不平衡)，從而發(fā)生鏡像干擾導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降，這在載波頻率較高的系統(tǒng)(如毫米波通信系統(tǒng))中更為嚴(yán)重，尤其是在當(dāng)高頻通信系統(tǒng)采用高階調(diào)制或者射頻前端為了降低成本而采用低成本的直接變頻結(jié)構(gòu)的情況下。一般來說，也有一些模擬域的技術(shù)可用來降低IQ不平衡的影響，但是這些技術(shù)往往會(huì)增加設(shè)備尺寸、功耗和成本。相比之下，在數(shù)字域通過數(shù)字信號處理對IQ不平衡進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償不需要像模擬域一樣做各種權(quán)衡或折中，有著巨大優(yōu)勢。因此，在數(shù)字基帶中進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償是必要和關(guān)鍵的。

現(xiàn)實(shí)中，IQ不平衡存在于收發(fā)兩端，目前，大量的IQ不平衡補(bǔ)償方案主要針對的是接收端的IQ不平衡和正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)。從實(shí)現(xiàn)的角度，SC-FDE避免了OFDM所引入的峰平比問題，對功放的要求明顯降低從而更受到青睞。對于發(fā)射端IQ不平衡的問題可考慮如下應(yīng)用場景：一個(gè)手持設(shè)備發(fā)送信息傳向中心接入點(diǎn)(CAP)，由于受到成本的限制，作為發(fā)射端的手持設(shè)備中存在不可忽略IQ不平衡，而作為接收端的CAP能夠承擔(dān)高額成本因而存在的IQ不平衡可忽略不計(jì)。IQ不平衡補(bǔ)償大致分為兩種：盲估計(jì)或非盲估計(jì)算法。關(guān)于盲估計(jì)算法，通過分析IQ不平衡對信號統(tǒng)計(jì)特性的影響來補(bǔ)償IQ不平衡。該方法不需要任何已知序列，也不需要對IQ不平衡參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，但通常需要大量的符號以及較長的自適應(yīng)迭代過程，同時(shí)信號統(tǒng)計(jì)特性易受多徑的破壞。而對于非盲估計(jì)算法，基于信號檢測理論，IQ不平衡參數(shù)也可以通過發(fā)送已知訓(xùn)練序列實(shí)現(xiàn)對IQ不平衡準(zhǔn)確、快速的估計(jì)和補(bǔ)償。這種補(bǔ)償方案比盲估計(jì)運(yùn)算量小，易于實(shí)現(xiàn)，因此應(yīng)用廣泛。但常用的非盲估計(jì)算法面臨著依賴于理想信道估計(jì)、對訓(xùn)練序列有特定要求從而適用性受限、無法將IQ不平衡參數(shù)與信道分離開或者無法對頻率相關(guān)IQ不平衡進(jìn)行有效補(bǔ)償?shù)葐栴}。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種聯(lián)合信道估計(jì)的發(fā)射端IQ不平衡補(bǔ)償方法，該方法針對針SC-FDE系統(tǒng)僅考慮發(fā)射端的IQ不平衡。

一種聯(lián)合信道估計(jì)的發(fā)射端IQ不平衡補(bǔ)償方法，具體步驟如下：

S1、發(fā)射端發(fā)送長度為N的訓(xùn)練序列x₀[n]，引入發(fā)射端IQ不平衡，經(jīng)過信道h[n]到達(dá)接收端，通過FFT，得到接收信號的頻域表達(dá)為，其中，X_k為訓(xùn)練序列x[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域信號，為訓(xùn)練序列x[n]的共軛信號x^*[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域信號，H_k為信道h[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域響應(yīng)，為噪聲項(xiàng)并服從高斯分布：α_T、β_T為發(fā)射端IQ不平衡參數(shù)，且α_T、β_T與h[n]之間相互獨(dú)立，0≤k≤N_s-1，0≤N_s≤N，k為整數(shù)、N_s為整數(shù)；

S2、對S1所述的IQ不平衡參數(shù)α_T、β_T進(jìn)行初始化，令α_T＝1，β_T＝0；

S3、通過最大似然準(zhǔn)則對S1所述信道進(jìn)行估計(jì)，得到時(shí)域信道估計(jì)h的初始估計(jì)，對所述h進(jìn)行FFT得到

S4、α_T＝1，將S3所得帶入S1所述中，對β_T進(jìn)行最大似然估計(jì)，更新β_T；

S5、通過更新α_T；

S6、鑒于時(shí)域信道估計(jì)h初始估計(jì)的不準(zhǔn)確性，將S4所述更新后的β_T和S5所述更新后的α_T代入S1所述的中，再次對信道h進(jìn)行最大似然估計(jì)并更新取值，做FFT后得到的作為最終確定的信道估計(jì)H_k；

S7、發(fā)送信息序列x_i[n],i≠0，受到發(fā)射端IQ不平衡、信道影響，到達(dá)接收端，得到接收信號，忽略噪聲對接收信號的影響，利用S6所得到的信道估計(jì)H_k移除信道影響，可得 利用S4、S5所得到的發(fā)射端IQ不平衡參數(shù)α_T與β_T的估計(jì)值對進(jìn)行 補(bǔ)償，得到即恢復(fù)出原始發(fā)送信號。

進(jìn)一步地，S1所述N_s＝512。

進(jìn)一步地，S3所述通過最大似然準(zhǔn)則對信道h進(jìn)行估計(jì)的具體步驟如下：

S31、令信道h[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域響應(yīng)其中，F(xiàn)_k表示對應(yīng)于第k個(gè)子載波的FFT列向量；

S32、由S1所述接收信號的頻域表達(dá)，可得對數(shù)似然函數(shù)根據(jù)最大似然準(zhǔn)則，對h求偏導(dǎo)置0，得到h的估計(jì)為其中，

進(jìn)一步地，S4所述對β_T進(jìn)行最大似然估計(jì)的具體步驟如下：

S41、固定α_T初始值不變，將S3所得帶入S32所述的對數(shù)似然函數(shù)；

S42、將對求偏導(dǎo)置0，得到β_T的估計(jì)值為其中，

本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明方法基于訓(xùn)練序列，但對訓(xùn)練序列無特定要求，適用于諸多不同標(biāo)準(zhǔn)下的通信系統(tǒng)，具有良好的發(fā)明價(jià)值和實(shí)際意義。

本發(fā)明同時(shí)得到分離開的IQ不平衡的參數(shù)和估計(jì)信道，用估計(jì)到的IQ不平衡參數(shù)作為固定參數(shù)進(jìn)行統(tǒng)一補(bǔ)償，無需再對IQ不平衡參數(shù)進(jìn)行重復(fù)的參數(shù)估計(jì)，相對于以往的IQ不平衡補(bǔ)償方法大多將IQ不平衡與信道作為一個(gè)整體考慮，降低了系統(tǒng)計(jì)算的開銷。同時(shí)，本發(fā)明的整體算法主要涉及線性運(yùn)算，避免了高復(fù)雜度的計(jì)算。

附圖說明

圖1是本發(fā)明發(fā)射端端IQ不平衡結(jié)構(gòu)圖。

圖2是本發(fā)明算法流程圖。

圖3是本發(fā)明算法誤比特率(BER)性能曲線圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合實(shí)施例和附圖，詳細(xì)說明本發(fā)明的技術(shù)方案。

假設(shè)原始數(shù)據(jù)流為u[n](n＝1,2,…)經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后得到長度為N的符號塊u＝[u[nN],u[nN+1],…,u[(n+1)N-1]]^T。在u之前插入長度為N_cp的循環(huán)前綴(CP,Cyclic Prefix)形成長度為N_s的新序列：其中，N_s×N的矩陣為加CP矩陣，N_s＝N+N_cp；0_m×n表示m×n的零矩陣。經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換之后，變成標(biāo)量序列x[n]，其中，n＝kN_s+l-1。循環(huán)前綴的引入使得線性卷積轉(zhuǎn)化為循環(huán)卷積。

圖2是本發(fā)明發(fā)射端IQ不平衡結(jié)構(gòu)圖，假設(shè)發(fā)送端需要傳輸?shù)睦硐霃?fù)基帶信號為x(t)＝x^I(t)+jx^Q(t)，其中

發(fā)射端引入IQ不平衡發(fā)生失真變?yōu)椋?/p>

s(t)＝α_Tx(t)+β_Tx^*(t)

其中α_T＝cos(Δφ_T)+jε_T sin(Δφ_T)、β_T＝ε_T cos(Δφ_T)+j sin(Δφ_T)

經(jīng)過信道和噪聲影響，忽略接收端IQ不平衡，接收端接收到的信號為：

$y\[n\]=s\[n\]\⊗h\[n\]+w\[n\]$

圖3是本發(fā)明的算法流程圖。本算法基于最大似然準(zhǔn)則分別對IQ不平衡參數(shù)與信道進(jìn)行獨(dú)立的估計(jì)，首先考慮由接收信號頻域表達(dá)式推導(dǎo)得到的對數(shù)似然函數(shù)中，未知的參量包含α_T、β_T和H_k，考慮到參數(shù)之間相互獨(dú)立，并且實(shí)際情況中對于IQ不平衡參數(shù)有α_T≈1、β_T≈0，同時(shí)，IQ不平衡的補(bǔ)償效果對于控制在一定范圍內(nèi)的參數(shù)估計(jì)誤差是不敏感的，所以這里不妨考慮采用迭代的方法。首先對α_T、β_T基于實(shí)際情況做初始化，對信道進(jìn)行最大似然估計(jì)，第一次得到的信道估計(jì)相當(dāng)于對信道進(jìn)行了一次初始化而不能作為最終的信道估計(jì)。此時(shí)將得到的信道估計(jì)帶入對數(shù)似然函數(shù)，固定α_T取值不變，對β_T進(jìn)行最大似然估計(jì)，用得到的β_T估計(jì)值替代β_T的初始值，再通過α_T與β_T的關(guān)系式得到α_T的估計(jì)值。此時(shí)IQ不平衡參數(shù)α_T、β_T得到了準(zhǔn)確的估計(jì)，將其帶入對數(shù)似然函數(shù)再次對信道進(jìn)行最大 似然估計(jì)，使得信道估計(jì)相對于初始估計(jì)更為準(zhǔn)確。最后通過得到的IQ不平衡參數(shù)與信道對接收信號中真正需要傳輸?shù)男畔⑿蛄胁糠诌M(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償與信道均衡，以恢復(fù)出原始發(fā)送信號。

S1、令x[n]為發(fā)射端發(fā)送的長度為N的訓(xùn)練序列，引入發(fā)射端IQ不平衡，經(jīng)過信道h[n]到達(dá)接收端，通過FFT，可得接收信號的頻域表達(dá)為：其中，X_k和分別為x[n]及其共軛信號x^*[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域信號，H_k為信道h[n]經(jīng)過N_s點(diǎn)的FFT后的頻域響應(yīng)，0≤k≤N_s-1，0≤N_s≤N(k、N_s均為整數(shù))，為噪聲項(xiàng)并服從高斯分布：α_T、β_T為發(fā)射端IQ不平衡參數(shù)，并且α_T、β_T與h[n]之間相互獨(dú)立。

S2、對S1所述的IQ不平衡參數(shù)α_T、β_T進(jìn)行初始化，令α_T＝1，β_T＝0；

S3、通過最大似然準(zhǔn)則對S1所述信道h進(jìn)行估計(jì)，進(jìn)而通過FFT得到具體如下：

S31、為方便處理以及降低信道估計(jì)的計(jì)算復(fù)雜度，令F_k表示對應(yīng)于第k個(gè)子載波的FFT列向量；

S32、由S1中接收信號表達(dá)式可得對數(shù)似然函數(shù)根據(jù)最大似然準(zhǔn)則，對h求偏導(dǎo)置0，得到h的估計(jì)為：其中..與α_T、X_k、β_T相關(guān)；

S4、保持α_T固定不變，將S3所得帶入S1所述中，對β_T進(jìn)行最大似然估計(jì)，更新β_T取值；

S41、固定α_T初始值不變，將S3所得帶入S32所述的對數(shù)似然函數(shù)；

S42、將對求偏導(dǎo)置0，得到β_T的估計(jì)值為：其中與α_T、X_k、H_k相關(guān)；

S5、通過更新α_T取值；

S6、將S4所得β_T和S5所得到α_T代入S1所述的中，再次對h[n]進(jìn)行最大似然估計(jì)并更新取值，做FFT后得到的作為最終確定的信道估計(jì)；

S7、發(fā)送信息序列，經(jīng)過發(fā)射端IQ不平衡、信道到達(dá)接收端，得到接收信號，忽略噪聲影響，首先利用S6所得到的信道估計(jì)H_k移除信道影響，可得最后再利用S4、S5所得到的發(fā)射端IQ不平衡參數(shù)α_T與β_T的估計(jì)值對進(jìn)行補(bǔ)償，得到即恢復(fù)出原始發(fā)送信號。

圖3是使用圖1的發(fā)射端IQ不平衡模型結(jié)構(gòu)和圖2的算法流程，應(yīng)用到具體的通信系統(tǒng)中，仿真得到的本發(fā)明算法在SC-FDE系統(tǒng)中的誤比特率(BER)性能曲線圖。圖3表示在IEEE 802.15.ad信道標(biāo)準(zhǔn)定義的視距(LOS)信道模型中不同比特信噪比E_b/N₀(dB)的性能曲線圖。本例的仿真系統(tǒng)是屬于高頻高速超寬帶通信系統(tǒng)，它主要仿真參數(shù)是：載波頻率為60GHz，符號率為1.76Gbps，16QAM調(diào)制，發(fā)送和接收滾降濾波器的滾降因子為0.25，系統(tǒng)帶寬為2.16GHz，接收端頻率相關(guān)IQ不平衡參數(shù)為ε_R＝1dB，Δφ_R＝5⁰，物理層幀結(jié)構(gòu)采用802.11ad標(biāo)準(zhǔn)中定義的幀格式。前導(dǎo)碼主要用于分組檢測、自動(dòng)增益控制、頻偏估計(jì)、同步、信道估計(jì)和調(diào)制方式表示等等，由短訓(xùn)練序列(STF,Short Training Field)和信道估計(jì)序列(CEF,Channel Estimation Field)組成。從圖3我們可以看到，沒有對IQ不平衡補(bǔ)償時(shí)，系統(tǒng)的性能很差，而對IQ不平衡補(bǔ)償之后，系統(tǒng)性能改善很明顯。