本發(fā)明總體上涉及信號傳送，并且具體涉及用于生成適于并行不連續(xù)多頻帶操作的多頻帶信號的系統(tǒng)和方法。

背景技術：

與數字-模擬-射頻(rf)發(fā)射器(tx)相比，直接數字rf發(fā)射器具有幾個優(yōu)點。直接數字射頻發(fā)射器將數字-模擬接口移動到靠近天線的位置，并由此涉及較少模擬組件。典型的模擬問題(如同相(i)和正交相位(q)信號失配、本機振蕩器泄漏，以及圖像失真)可以在直接數字-射頻發(fā)射器中很大程度上減輕甚至避免。直接數字-rf發(fā)射器還通過由數字信號處理使能的多模和多頻帶操作來增強系統(tǒng)靈活性。另外，直接數字-rf發(fā)射器可以利用數字處理的速度和容量增加以及高水平整合的優(yōu)點。而且，數字發(fā)射器中的功率放大基于高效的開關模式操作，從而改進了發(fā)射器能量效率和環(huán)境。由此，直接數字-rf發(fā)射器對無線基站和移動應用兩者都有好處。

為了通過有效利用頻譜來提高無線數據速率并改進網絡覆蓋范圍，已經開發(fā)了并行多頻帶傳輸方法。例如，長期演進(lte)通信標準定義了用于同時發(fā)送多個不相交頻帶的不連續(xù)載波聚合。因此，需要生成具有多個不相交頻帶和足夠功率的信號用于無線電傳輸。

一些方法簡單地通過利用多個發(fā)射器來生成多頻帶信號，即，每一個發(fā)射器都在一個頻帶上發(fā)送rf信號。利用多發(fā)射器的原因是每一個發(fā)射器可以支持的有限帶寬。特別地，當多個頻帶不相鄰(即，不連續(xù))時，發(fā)射器帶寬成為瓶頸。在常規(guī)rf發(fā)射器中，帶寬很大程度上由rf功率放大器阻抗匹配網絡的q決定。設計寬帶和高效的模擬rf功率放大器可能是一項艱巨的任務。多發(fā)射器架構通過維持高q并且利用不同發(fā)射器發(fā)送各個窄帶來提供高性能。盡管這種多發(fā)射器架構是易于實現的，但尺寸和成本方面的成倍增加是不可避免的。

因此，需要提供一種使能并行非連續(xù)多頻帶操作的數字發(fā)射器。

技術實現要素：

本發(fā)明的一些實施方式基于這樣一認識，即，多個基帶包絡信號可以被表示為一序列符號。每一個符號都可以表示該包絡信號的幅度在一時刻的組合。這樣的組合與rf頻率無關，并且可以提供不相交頻帶的單一表示。

然而，為充分表示多個基帶包絡信號的組合，該一序列符號中的符號的值應當從相對較大范圍中選擇。這種范圍值的編碼和放大需要復雜的多電平脈寬調制(pwm)編碼器和復功率放大器(pa)。因此，本發(fā)明的一些實施方式基于另一認識，即，借助于多個pwm編碼器和pa協(xié)同地編碼和放大該序列的每一個符號，可以減少pwm編碼器和pa的復雜性。由此，將多個基帶包絡信號到一序列符號的變換與隨后利用多個編碼器和放大器對各個符號進行編碼和放大組合起來允許在數字域中生成多頻帶信號。

本發(fā)明的一些實施方式基于另一認識，即，利用隨后的射頻(rf)上采樣來編碼基帶包絡信號因與預期發(fā)送信號合并的雜音(spurioustones)而不適合支持并行多頻帶傳輸。然而，利用隨后的編碼的rf變換避免了合并雜音的問題。因此，在本發(fā)明的一個實施方式中，多頻帶信號是rf通信信號，并且變換生成表示隨后用多個pwm信號編碼的rf信號的一序列符號。

編碼這樣的一序列符號允許避免在編碼之后進行上采樣，編碼之后的上采樣可以在所得到的發(fā)送信號中生成雜音。然而，編碼和放大多頻帶rf信號需要增加的分辨率以及復雜的多電平pwm編碼器和pa。多個pwm編碼器和pa的組合致力于解決這個復雜性問題。

因此，本發(fā)明的一個實施方式公開了一種用于生成多頻帶信號的方法。該方法包括：將多個基帶包絡信號變換成表示包括多個不相交頻帶的信號的一序列的符號，其中，每一個頻帶都對應于單個基帶包絡信號，并且其中，每一個符號都對應于所述信號的幅度，并且是從一數的有限集中選擇的數字；將所述序列的符號編碼為多個脈沖寬度調制(pwm)信號，其中，每一個pwm信號都包括用于編碼每一個符號的多個代碼，其中，一組pwm信號的用于對符號編碼的所述代碼的值的和與所述符號的值成比例；放大所述pwm信號，以生成多個放大信號；以及組合所述多個放大信號，以生成所述多頻帶信號。

另一實施方式公開了一種用于生成多頻帶信號的系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括：δ-σ調制器(dsm)，其用于將多個基帶包絡信號變換成表示包括多個不相交頻帶的信號的一序列的符號，其中，每一個頻帶都對應于單個基帶包絡信號，并且其中，每一個符號都對應于所述信號的幅度，并且具有從數的有限集中選擇的值；至少一個脈沖寬度調制(pwm)編碼器，其用于將所述序列的符號編碼為多個pwm信號，其中，每一個pwm信號都包括用于編碼每一個符號的一組代碼，其中，所述多個pwm信號的部分的用于對符號編碼的所述代碼的值的和與所述符號的值成比例；多個開關模式功率放大器，其用于根據所述pwm信號的幅度，通過切換開關器件的狀態(tài)來放大所述pwm信號，以生成多個放大信號；以及組合器，其用于組合所述多個放大信號，以生成所述多頻帶信號。

附圖說明

圖1是根據本發(fā)明的一個實施方式的用于生成多頻帶信號的方法的框圖；

圖2是根據本發(fā)明的一個實施方式的實現圖1的方法的步驟的系統(tǒng)的框圖；

圖3是根據本發(fā)明的一個實施方式的δ-σ調制器(dsm)的示例性實現的框圖；

圖4是根據本發(fā)明的一個實施方式的、將符號的值編碼為多個pwm信號的部分的代碼的示意圖；

圖5a是根據本發(fā)明的一個實施方式的、利用兩個pwm編碼器對符號進行編碼的示例；

圖5b是示出根據本發(fā)明的一個實施方式的代碼值和編碼符號的不同值的示例的表；

圖6是根據本發(fā)明的一個實施方式的、利用多電平rf(mlrf)pwm編碼器對符號進行編碼的示例；

圖7是根據本發(fā)明的一個實施方式的并行不連續(xù)多頻帶發(fā)射器的框圖；

圖8是根據本發(fā)明的一些實施方式的預加重線性化方法的框圖；

圖9a是根據本發(fā)明的一個實施方式的pwm功率編碼器的查找表實現的圖；

圖9b是根據本發(fā)明的一個實施方式的功率放大器的框圖；

圖10是并行不連續(xù)多頻帶發(fā)射器的輸出頻譜的示例；

圖11是根據本發(fā)明的一個實施方式的、用于不連續(xù)多頻帶發(fā)射器的帶外噪聲消除系統(tǒng)的框圖；以及

圖12是通過圖11中的帶外噪聲消除系統(tǒng)來減少帶外噪聲的示例。

具體實施方式

圖1示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的用于生成多頻帶信號的方法的框圖。該實施方式將多個基帶包絡信號110變換120成一序列的符號125?；鶐Оj信號110可以例如利用幅度-相位分離器從數據信號生成，或者直接從要發(fā)送的數據生成。

在一些變型例中，基帶包絡信號對應于不相交的頻帶，其中，每一個頻帶都對應于單個基帶包絡信號。由此，該序列的符號表示包括多個不相交頻帶的信號，其中，每一個符號都對應于該信號的幅度，所述幅度從數的有限集中選擇。

該實施方式將該序列的符號125編碼130為多個脈寬調制(pwm)信號135。每一個pwm信號都包括用于編碼每一個符號的一組代碼。為此，pwm信號的采樣率大于該序列的符號的采樣率。例如，在一個實現中，每一個符號都利用每一個pwm信號的代碼的四個值表示，即，編碼的采樣率比生成該序列的符號的采樣率大四倍。

對每一個符號進行編碼，使得一組pwm信號的對符號進行編碼的所述代碼的值的和與所述符號的值成比例。在一些變型例中，定義每一個符號的值與代碼值之和的比率的比例系數不是一，這使得能夠降低pwm編碼的復雜度。

實施方式放大140該pwm信號以生成一組放大信號145，并組合150該組放大信號以生成多頻帶信號155。在一些變型例中，利用多個放大器并行地放大這些pwm信號。

圖2示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的實現圖1的方法的步驟的系統(tǒng)的框圖。該實施方式使用單比特δ-σ調制器(dsm)220來生成表示包括多個不相交頻帶的信號的該序列的符號125。dsm220可以通過多個多比特總線210接收多個基帶包絡信號110并輸出單個比特225，即，該序列的符號125中的符號的值。

接下來，pwm230中一個或多個利用pwm信號的代碼對比特225進行編碼。多個開關模式功率放大器240根據pwm信號的幅度切換開關器件的狀態(tài)來放大pwm信號，以生成一組放大信號145。組合器250(例如，chireix功率組合器)組合該組放大信號以生成多頻帶信號155。

圖3示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的dsm220的示例性實現的框圖。在該實施方式中，dsm220包括單比特多頻帶帶通δ-σ調制器(bpdsm)315。bpdsm315具有單比特輸出總線和多個多比特輸入總線。例如，對于雙頻帶實現，bpdsm315接收頻帶信號321和頻帶信號322作為兩個數字輸入。在一些實施方式中，信號321和322是rf信號。

bpdsm315組合(例如，求和)以數字方式表示的rf信號321和322，并接著將這些多比特數字信號轉換成單比特數字輸出。頻帶信號321可通過使用用于混合信號301和305以及信號302和306的兩個數字混頻器309和310以及組合器313的正交調制來確定。頻帶信號322可以類似地通過利用用于混合信號303、307、304以及308的數字混頻器311和312以及組合器314來確定。有利的是，該實施方式支持dsm220的全數字實現。

圖4示出了將符號225的值410編碼為多個pwm信號的部分的代碼的示意圖。每一個pwm信號的、對符號進行編碼的每一個部分425都包括具有由pwm編碼器的時鐘速率415限定的數量的多個代碼。對符號的值410進行編碼，使得該組pwm信號的、對符號進行編碼的代碼的值的和430與具有比例系數405的符號的值成比例，該系數比例定義每一個符號的值與代碼值的總和之比。

在一些實施方式中，選擇比例系數405以平衡編碼的準確性與其復雜性。例如，在一個實施方式中，該比例系數等于該組pwm信號的大小。例如，如果利用雙電平pwm信號來編碼符號，則比例系數等于二。在一些實施方式中，基于pwm編碼器的希望數量的電平來選擇比例系數。例如，一個實施方式確定有限集合中的數的最大值或最小值，并且基于該最大值或最小值、比例系數以及該組pwm信號的大小，確定pwm信號的電平。

pwm電平的數量與開關級數字pa架構相關，其可能的離散電平狀態(tài)表示pwm電平。引入的pwm電平越多，數字化pa結構通常越復雜，并且編碼效率的性能提高。然而，在實踐中，三個或五個pwm電平可以是性能與復雜性之間的合理權衡。

圖5a示出了利用兩個pwm編碼器對符號進行編碼的示例。在這個示例中，從有限集合[-4,4]505中的數字的九個可能值中選擇符號的值500。每一個pwm編碼器的電平為三個，即，pwm信號的每一個代碼具有-1、0或1的值。比例系數為二，即，兩個pwm信號501和502的、對符號進行編碼的部分的總和是該符號的值的兩倍。編碼的時鐘速率504比用于生成該序列的符號的時鐘速率大四倍，即，每一個pwm信號利用代碼的四個值對每一個符號進行編碼。

例如，符號510的值等于“-4”，并且是由具有“-1”值的代碼511和512表示的最小可能值。類似的是，符號590的值等于“4”，并且是具有“1”值的代碼591和592表示的最大可能值。符號550的值等于“0”，并且用具有“0”值的代碼551和552表示。符號的所有其它值由不同值的代碼的組合形成。

例如，符號520的值等于“-3”并且用代碼521和522進行編碼，每一個代碼521和522都具有一個“0”值和三個“-1”值。符號570的值等于“2”并且用代碼571和572編碼，每一個代碼571和572都具有兩個“0”值和兩個“1”值。

圖5b示出了表535，表535示出對符號進行編碼的代碼值547和549的示例。在本發(fā)明的各種實施方式中，確定pwm信號的代碼的值，使得對符號進行編碼的代碼的每一個值都不具有與編碼該符號的代碼的值的和的符號相反的符號。例如，當符號具有負值時，針對編碼該符號的所有代碼，利用負值或零值來編碼該符號。針對編碼該符號的所有代碼，利用正值或零值來編碼具有正值的符號，而針對編碼該符號的所有代碼，利用零值編碼具有零值的該符號。這種編碼比基于矢量加法的異相技術有利，該異相技術對兩個信號之間的不匹配敏感，尤其是對于低幅度符號，并且在功率組合電路中發(fā)生大量功率耗散。與該異相技術相反，根據本發(fā)明的各種實施方式的編碼值不彼此抵消，這可以改進隨后的放大和組合步驟的效率。

在本發(fā)明的一些實施方式中，pwm信號的代碼的值被選擇成相互對稱，使得pwm信號的部分的代碼的相應值的和圍繞所述部分的中心對稱。例如，一個實施方式確定第一pwm信號的、對符號進行編碼的第一部分，并且確定第二pwm信號的、對符號進行編碼的第二部分，使得第二部分與第一部分旋轉地對稱。例如，編碼值“-3”的pwm信號的第一部分521和第二部分522具有環(huán)繞其中心的不對稱形狀，但這些部分的值之和是對稱的(即，-3→{-1,-1,-1,0}+{0,-1,-1,-1}＝{-1,-2,-2,-1})。pwm信號的部分的和的這種對稱形狀將接近奈奎斯特頻率的pwm信號的能量最小化，并且減少發(fā)送頻譜中的非線性雜散。

本發(fā)明的一些實施方式使用查找表(例如，預先計算的表535)，以確定對符號進行編碼的代碼的值。例如，一個實施方式利用符號的值從存儲在存儲器中的查找表中選擇第一部分，并且圍繞第一部分的中心旋轉第一部分以生成第二部分。另選實施方式利用符號的值，從存儲在存儲器中的查尋表中選擇第一部分和第二部分。

在本發(fā)明的一些實施方式中，多頻帶信號是射頻(rf)的通信信號。在那些實施方式中，該序列的符號表示rf信號。編碼這樣的一序列符號允許避免在編碼之后進行上采樣，其可以在所得到的發(fā)送信號中生成雜音。

然而，隨后具有編碼的rf變換避免了在所得的多頻帶信號中合并雜音。因此，在本發(fā)明的一個實施方式中，多頻帶信號是射頻(rf)的通信信號，并且所述變換生成了表示隨后利用多個pwm信號編碼的rf信號的一序列符號。對多頻帶rf信號編碼和放大需要提高的分辨率和復雜的多電平pwm編碼器和pa。多個pwm編碼器與pa的組合致力于解決這個復雜性問題。

圖6示出了用于n電平rfpwm的多電平rf(mlrf)pwm編碼器。當mlrf-pwm功率編碼器602的采樣時鐘率比多頻帶多比特bpdsm601的采樣時鐘率快k倍時，m電平pwm允許將具有n＝2m*k+1個步長的bpdsm輸出樣本603編碼成兩個mlrf-pwm信號604和605。

圖7示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的并行不連續(xù)多頻帶發(fā)射器的框圖。每一個頻帶的正交基帶信號被上變頻至rf，并且可選地被模塊701、702和703預失真。在一些實施方式中，考慮到整個陣式非線性(包括來自pwm編碼器、驅動放大器以及pa的那些)，預失真線性化整個發(fā)射器。

多頻帶單比特bpdsm710由采樣時鐘clk1711操作，采樣時鐘clk1711比操作rfpwm編碼器720的采樣時鐘clk2721慢k倍。兩個pa731和732(例如，電壓模式d類放大器)利用chireix組合器740組合它們的輸出功率，chireix組合器740的輸出按模擬格式由雙頻帶rf濾波器750濾波并通過天線輻射發(fā)送至負載760。使用rfpwm編碼器而不是包絡pwm編碼器的優(yōu)點在于同一全數字發(fā)送器可以用于任意數量的并行傳輸頻帶。

本發(fā)明的一些實施方式(如圖7的實施方式)降低了在實現用于非常高的數據速率無線應用的并行多頻rf發(fā)射器方面的成本和復雜性。這種全數字發(fā)射器架構完全適于前沿數字集成電路(ic)。因為不需要驅動rfpa的模擬后端，所以可以避免準確的校準電路。而且，不需要針對特殊rf/模擬選項的復雜半導體代工選項。隨著數字ic技術按比例縮小，根據該實施方式的發(fā)射器的成本優(yōu)勢繼續(xù)改進。另外，該實施方式的新發(fā)射器架構比以前的設計更小，因為沒有模擬后端的單個發(fā)射器可以在同一時間發(fā)射多頻帶。

本發(fā)明的一些實施方式基于這樣的認識，即，pwm的變換函數是非線性的，但輸入信號(例如，包絡信號)必須由功率編碼器線性映射。而且，映射的非線性取決于變換函數，并且不能總是以分析方式確定。例如，映射的非線性可以通過將變換函數應用至輸入數據并在輸入至功率編碼器的數據與由功率編碼輸出的數據之間構建映射(例如，lut)來實驗地確定。一些實施方式基于預定的非線性映射來將輸入數據預失真701、702及703，使得dsm和pwm的變換函數將預失真數據變換成與輸入數據線性的值。為此，lut存儲由變換和編碼使用的變換函數的非線性映射。

圖8示出了根據一些實施方式的預加重線性化方法的框圖。該方法可以由處理器800執(zhí)行。通過將變換函數應用至一組輸入數據點，利用前向映射來確定830映射(例如，lut835)。例如，處理器將變換函數805應用至輸入的該組數據點815以生成輸出數據825。變換函數可以是幅度至幅度(am-am)變換函數。lut835被確定830為變換的輸入810與輸出825之間的映射。

與此相反，通過利用lut835選擇840與等于包絡信號的數據點的變換函數輸出相對應的、針對變換函數的輸入，通過對包絡信號的數據點的反向映射來確定失真的數據。

例如，利用lut835對接收到的用于由功率編碼器處理的輸入數據進行失真840以生成失真數據。隨后由功率編碼器將失真數據845編碼以生成與輸入數據成線性的編碼數據。針對輸入信號的一組數據點執(zhí)行反向映射，使得失真輸入信號845的每一個數據點都等于對與等于輸入信號的數據點的變換函數輸出相對應的變換函數的輸入。

圖9a示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的pwm功率編碼器(pwmpe)的查找表實現。pwmpe包括查找表(lut)901和兩個移位寄存器902和903。lut901將bpdsm輸出符號904變換成一對多電平pwm(mlpwm)碼906和907。

在該實施方式的示例中，一個bpdsm符號被變換成一對五電平mlpwm代碼，每一個長度為k，例如，k＝4。在這個示例中，具有值+1的bpdsm輸出符號可以被變換成一對mlpwm代碼{0,1,0,0}和{0,0,1,0}。在這個示例中，pwmpe驅動兩個5電平數字pa，因此每一個mlpwm代碼都被再次變換成與一5電平數字pa對接的8比特控制信號。lut901將給定的bpdsm輸出符號直接變換成一對8比特控制信號，而不經過長度為k的一對5電平mlpwm碼。因此，對于給定的bpdsm輸出符號904，lut輸出906和907具有8×k個比特。

單個bpdsm輸出符號對應于長度為k的一對mlpwm碼，移位寄存器輸出速率應當比bpdsm輸出速率快k倍。因此，8比特移位寄存器輸出速率(由clk2909確定)比lut輸出速率快k倍。針對clk1的每一個時鐘周期，8×k個比特進入移位寄存器，而移位寄存器針對clk2的每一個時鐘周期生成8個比特。

圖9b示出了用于根據輸出910或911，通過切換開關器件(例如，開關器件920)的狀態(tài)來生成放大的rf輸出信號915的pa930的框圖。在一些實施方式中，開關器件920的數量取決于pwm編碼器的電平。例如，在一個實施方式中，pwm信號具有(2n+1)電平，n是正自然數，其中，一組閾值包括電壓閾值的n個非零值，并且pa包括具有針對pwm信號的n個非零電平的不均勻總電流能力的2n個開關器件。例如，pa930包括八個通/斷(on/off)開關。為了適配多比特輸入，pa930針對3電平信號可以按h橋配置，或者針對五電平或更多電平信號按并聯h橋配置。

在一些實施方式中，由不同開關器件生成的電流的值的分布是不均勻的。例如，在一些實施方式中，開關器件820是具有不同尺寸以生成不同電流的晶體管。例如，晶體管可以是具有不同柵極寬度的氮化鎵(gan)晶體管。

在一個實施方式中，功率放大器包括針對pwm信號的n個非零電平的2n個開關器件，以生成針對每一個電平的in電流，其中，比率av＝vn-1/vn和比率ai＝in-1/(in-1+in)處于0.2至0.4之間，包含0.2和0.4。例如，功率放大器包括用于生成具有第一值i1的電流的第一開關器件，使得功率放大器生成針對pwm信號的第一電平的i1電流，并且包括用于生成具有第二值i2的電流的第二開關器件，使得功率放大器生成用于pwm信號的第二電平的i1+i2電流，其中，比率ai＝i1/(i1+i2)處于0.2至0.4之間，包含0.2和0.4。

本發(fā)明的一些實施方式基于這樣的認識，即，在利用δ-σ調制的pwm編碼之前可以導致高帶外發(fā)射。因此，需要用于多頻帶δ-σ調制的噪聲消除技術。一些實施方式使用用于雙頻帶δ-σ調制的噪聲消除技術，其放寬了多頻帶rf輸出濾波器設計，并且減少了不希望的帶外發(fā)射。

圖10示出了根據本發(fā)明的一些實施方式的并行不連續(xù)多頻帶發(fā)射器700在760位置處的頻譜1002。頻譜1002包括由多比特δ-σ調制710共有的兩個帶內信道和帶外噪聲。一個實施方式使用雙頻帶rf濾波器1001來衰減帶外噪聲和高階頻譜副本，其是760的頻譜。

圖11示出了根據本發(fā)明的一個實施方式的用于不連續(xù)多頻帶發(fā)射器的帶外噪聲消除系統(tǒng)的框圖。雙頻帶bpdsm噪聲消除器1100消除來自不連續(xù)雙頻發(fā)射器1110的帶外發(fā)射。發(fā)射器1110的示例是圖7的不連續(xù)多頻帶發(fā)射器700。bpdsm1112將rf頻帶1111變換成由兩個數字正交下變頻器1101分成兩個基帶信號的一序列符號。這些基帶信號包括來自多頻帶bpdsm1112的量化噪聲和噪聲整形處理的帶內信號和帶外發(fā)射二者。

比較模塊1102從這兩個基帶信號中提取原始基帶信號，從而僅獲得帶外發(fā)射分量。兩個數字正交上變頻器1103分別將帶外發(fā)射分量調制成低頻帶和高頻帶，然后由副本多頻帶bpdsm1104調制。數字正交上變換器1103的增益控制有關噪聲消除的重要權衡。越高的增益允許越多的消除，但需要更多的功率用于低功率數字pa1105。低功率數字pa可以通過線性pa(低效率)實現，或者為了高效率將開關模式pa與功率編碼器模塊1113一起使用。

圖12示出了通過圖11中的帶外噪聲消除系統(tǒng)來減少帶外噪聲的示例。與沒有噪聲消除1201的輸出頻譜相比，具有噪聲消除1202的輸出頻譜通?？筛倪M超過10db。帶外和帶內噪聲都被改善，放寬了多頻帶rf輸出濾波器設計，并改善了帶內snr。