基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘信道估計(jì)方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種在稀疏環(huán)境下IQ不平衡OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)算法。導(dǎo)頻符號(hào)在IQ不平衡條件下通過信道，得到接收端信號(hào)。把IQ不平衡也當(dāng)作信道參數(shù)納入估計(jì)，利用稀疏特性，用最小二乘法估計(jì)出時(shí)域信道沖擊響應(yīng)。通過估計(jì)噪聲方差確定合適的門限，過濾循環(huán)前綴長度內(nèi)的噪聲。本發(fā)明的基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘估計(jì)算法，實(shí)現(xiàn)了性能與復(fù)雜度的良好折中，同時(shí)只需使用一個(gè)OFDM符號(hào)，具有較高的頻譜利用率，可以有效地提高系統(tǒng)誤碼性能。
【專利說明】基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘信道估計(jì)方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及無線通信【技術(shù)領(lǐng)域】，特別涉及IQ不平衡稀疏信道下0FDM系統(tǒng)中基于 噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘信道估計(jì)算法。

【背景技術(shù)】
[0002] 正交頻分復(fù)用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，0FDM)是一種特 殊的多載波傳輸技術(shù)，它把高速的串行數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換分配到傳輸速率相對(duì)較低的若 干個(gè)子信道上并行傳輸。作為4G通訊的核心技術(shù)，它具有抗多徑干擾能力強(qiáng)、頻譜利用率 高等諸多優(yōu)點(diǎn)。然而，在0FDM系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的非理想變頻、同相與正交支路的不 匹配濾波、放大和采樣均會(huì)造成同相/正交（In-phaseandquadrature-phase,IQ)支路的 幅度和相位不匹配，即IQ不平衡。IQ不平衡會(huì)破壞子載波之間的正交性，形成子信道間干 擾，嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能。
[0003] 近年來直接變頻發(fā)射接收機(jī)由于具有結(jié)構(gòu)簡單、低功耗和成本低等優(yōu)點(diǎn)在得到了 廣泛的關(guān)注和應(yīng)用，但相比于傳統(tǒng)的超外差式結(jié)構(gòu)，直接變頻結(jié)構(gòu)發(fā)射接收機(jī)更容易受到 IQ不平衡的影響。因此，對(duì)0FDM系統(tǒng)的IQ不平衡實(shí)現(xiàn)高性能信道估計(jì)和精確補(bǔ)償是提高 IQ不平衡0FDM系統(tǒng)誤碼性能的主要途徑，具有非常深遠(yuǎn)的意義和重要的理論研究價(jià)值和 應(yīng)用前景。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是針對(duì)稀疏環(huán)境下的同相/正交不平衡正交頻分復(fù) 用系統(tǒng)，提供了一種低復(fù)雜度的基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘信道估計(jì)方法，以 有效提高系統(tǒng)誤碼性能。
[0005] 本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題采用以下技術(shù)方案：一種基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí) 域最小二乘信道估計(jì)方法，包括：
[0006] 考慮發(fā)射、接收端的IQ不平衡，當(dāng)作信道參數(shù)一并納入估計(jì)；
[0007] 利用信道的稀疏特性，進(jìn)行時(shí)域?yàn)V波，并通過估計(jì)噪聲方差確定合適的門限，過濾 循環(huán)前綴長度內(nèi)的噪聲。
[0008] 作為一種實(shí)施例，所述考慮發(fā)射、接收端的IQ不平衡，當(dāng)作信道參數(shù)一并納入估 計(jì)，包括：
[0009] 步驟11)，設(shè)0FDM子載波數(shù)為N，循環(huán)前綴長度為L，取一個(gè)0FDM導(dǎo)頻符號(hào)

【權(quán)利要求】
1. 一種基于噪聲方差估計(jì)的門限時(shí)域最小二乘信道估計(jì)方法，其特征在于，包括： 考慮發(fā)射、接收端的IQ不平衡，當(dāng)作信道參數(shù)一并納入估計(jì)； 利用信道的稀疏特性，進(jìn)行時(shí)域?yàn)V波，并通過估計(jì)噪聲方差確定合適的門限，過濾循環(huán) 前綴長度內(nèi)的噪聲。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述考慮發(fā)射、接收端的IQ不平衡，當(dāng)作 信道參數(shù)一并納入估計(jì)，包括： 步驟11)，設(shè)OFDM子載波數(shù)為N，循環(huán)前綴長度為L，取一個(gè)OFDM導(dǎo)頻符號(hào)S = [s(l) s(2)……s(N)]T; 步驟12)，考慮發(fā)射、接收機(jī)的IQ不平衡，經(jīng)過信道的多徑衰落得到接收端Z=(μrμtdiag {H} +vrvt*diag {H#})S+μrvtdiag {H} +vrμt*diag {H#})S#+ ω , 其中，μ=cos+ya.sin(I), =czcos-/sin€)，下標(biāo)r、t分別表示接收端、 發(fā)送端，α、Θ為同相支路與正交支路的幅度和相位失真參數(shù)，H為信道沖激響應(yīng)h= [&Ii1…\]1勺DFT變換，上標(biāo)#表示復(fù)共軛向量的DFT變換； 步驟 13)，記凡=μrytdiag{H}+vrvt*diag{H #}，Hb=μrvtdiag{H}+vryt*diag{H#}，Ha=Urytdiag{H}+vrvt*diag{H #},Hb=μrvtdiag{H}+vryt*diag{H #},ha、hb分另丨」為 Ha、Hb的IDFT變換，將Z表示為Ζ=ΑΧ+ω,其中A=[diag{S}F NXN/2diag{S#}FNXN/2]，
開以，X在時(shí)域最小_乘估計(jì)下可以表不為
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用信道的系數(shù)特性，進(jìn)行時(shí)域?yàn)V 波，并通過估計(jì)噪聲方差確定合適的門限，過濾循環(huán)前綴長度內(nèi)的噪聲，包括： 步驟21)，根據(jù)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)能量集中在循環(huán)前綴長度內(nèi)，把循環(huán)前綴后f-L個(gè) 值置零； 步驟22)定義門限:A= 7乾，其中，殆.為循環(huán)前綴后f 個(gè)點(diǎn)的噪聲方差平均值，系 數(shù)Y的取值范圍為I 步驟23)以0.01的單位遞增Y，將循環(huán)前綴長度內(nèi)小于λ的值置零，得到毛. 并以此恢復(fù)信號(hào)S，使估計(jì)出的S誤碼率最低，確定最佳門限Aci，得到信道沖激響應(yīng)
【文檔編號(hào)】H04L25/02GK104468429SQ201410733821
【公開日】2015年3月25日 申請(qǐng)日期:2014年12月4日 優(yōu)先權(quán)日:2014年12月4日
【發(fā)明者】張德鵬, 崔玉荻, 束鋒, 徐彥青, 桂林卿, 吳瓊, 余詩堯, 王憶蒙 申請(qǐng)人:南京理工大學(xué)