本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領域，特別涉及一種無線傳感器網(wǎng)絡中的多節(jié)點協(xié)同信號發(fā)射和接收方法。

背景技術(shù)：
無線傳感器網(wǎng)絡(WirelessSensorNetwork,WSN)就是由部署在監(jiān)測區(qū)域內(nèi)大量的靜止或者移動的微型傳感器節(jié)點，通過無線通信方式形成的一個多跳自組織網(wǎng)絡。無線傳感器網(wǎng)絡中，通過傳感器節(jié)點間的相互協(xié)同，可以協(xié)作地感知、采集、處理和傳輸網(wǎng)絡覆蓋地理區(qū)域內(nèi)被感知對象的信息，并最終把這些信息發(fā)送給網(wǎng)絡的所有者。無線傳感器網(wǎng)絡的終端設備價格低廉、體積小，各傳感器節(jié)點獨立處理并傳輸信息的能力弱。因此，利用無線信號在傳輸過程中能被周圍的中間節(jié)點收到的特點，無線傳感器網(wǎng)絡可以采用信源節(jié)點和中間節(jié)點協(xié)同的方式，共同將信息傳遞到信宿節(jié)點。這使得無線傳感器網(wǎng)絡中的信號傳輸具有分布式協(xié)同的特點：發(fā)送過程是由位于不同空間位置上的傳感器節(jié)點共同完成的。由于傳感器節(jié)點的空間分布式特性，使信號協(xié)同發(fā)射面臨一些新的問題，包括時間異步問題和信號協(xié)調(diào)問題。時間異步問題是由于多個處于不同位置的協(xié)同節(jié)點的處理延時，以及它們到信宿節(jié)點的傳播延時都是不同而造成的，這使得它們發(fā)射的協(xié)作信號到達信宿節(jié)點時是以相互“錯位”的方式疊加在一起的，即系統(tǒng)中存在多個不同的時偏。接收端接收到的信號是多個不同時偏信號的疊加，這會導致傳統(tǒng)協(xié)作發(fā)射技術(shù)性能的嚴重惡化。另一方面，為了提供分集增益以克服衰落、提高接收機的性能，在多個節(jié)點分布式發(fā)射過程中，各節(jié)點必然要以某種特殊設計的信號結(jié)構(gòu)協(xié)同地發(fā)射信號，這樣多個節(jié)點之間就必須協(xié)調(diào)好各自的發(fā)射信號保持特定的信號結(jié)構(gòu)，即信號協(xié)調(diào)的問題。信號協(xié)調(diào)需要額外的信令開銷和能量、帶寬的消耗，降低了系統(tǒng)的頻譜效率和能量效率。公開號為CN101237304的發(fā)明專利申請“用于寬帶無線傳感網(wǎng)絡中異步協(xié)作的空時傳輸系統(tǒng)及方法”提出了一種新的協(xié)作通信系統(tǒng)和數(shù)據(jù)傳輸方法。該方法雖然可以獲得頻率選擇性衰落信道下階數(shù)為二的異步協(xié)作分集增益。但是，該方法只能應用于中繼數(shù)為二的系統(tǒng)，多于兩個中繼時無法工作。公開號為CN102013957A的發(fā)明專利申請“一種基于分簇無線傳感器網(wǎng)絡的傳輸方法”提出了一種適用于分簇無線傳感器網(wǎng)絡的虛擬MIMO傳輸方法。該方法雖然可以減少簇頭節(jié)點的能耗，延長無線傳感器網(wǎng)絡的壽命。但是，該方法沒有考慮到各簇頭節(jié)點之間的時間異步和信號協(xié)調(diào)的問題，且不能提供滿分集增益。

技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明的目的是提供一種無線傳感器網(wǎng)絡中的多節(jié)點協(xié)同信號發(fā)射和接收方法，以解決上述技術(shù)問題。為達到以上目的，本發(fā)明是采用如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)：無線傳感器網(wǎng)絡中的多節(jié)點協(xié)同信號發(fā)射和接收方法，采用一個信源節(jié)點，一個信宿節(jié)點，R個協(xié)同傳輸節(jié)點的系統(tǒng)模型，其中信源節(jié)點、R個協(xié)同傳輸節(jié)點和信宿節(jié)點均配置單天線；協(xié)同傳輸節(jié)點采用協(xié)作地方式共享彼此的天線以形成一個虛擬的多天線結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)空域分集；具體分為兩個階段，包括下述步驟：第一階段：信道估計階段：第一步，信源節(jié)點向協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)送訓練序列，協(xié)同傳輸節(jié)點通過接收到的序列估計出第一跳信道fl,l＝1,2,…,R；第二步，協(xié)同傳輸節(jié)點向信宿節(jié)點發(fā)送訓練序列，并將估計的第一跳信道fl,l＝1,2,…,R以前饋的方式傳遞給信宿節(jié)點；信宿節(jié)點通過接收到的序列估計出第二跳信道gl,l＝1,…,R。第二階段：信號傳輸階段：第一步，在信源節(jié)點，采用單載波塊發(fā)射，發(fā)送一個N長符號塊xn,n＝0,1,2,…,N-1，符號功率為N為正整數(shù)且為2的整數(shù)冪；第二步，信源節(jié)點發(fā)射的信號分別通過信道fl,l＝1,2,…,R傳播到各協(xié)同傳輸節(jié)點，記第l個協(xié)同傳輸節(jié)點的接收信號為則協(xié)同傳輸節(jié)點接收到信號為；其中，vn,n＝1,2,…,N-1是信道噪聲；第三步，各協(xié)同傳輸節(jié)點分別在[0,N/10]區(qū)間內(nèi)按照均勻分布隨機的產(chǎn)生一個整數(shù)，分別記為δ1,δ2,…,δR；每個協(xié)同傳輸節(jié)點基于產(chǎn)生的隨機整數(shù)將接收到的符號塊循環(huán)移位δi,i＝1,2,…,R位；第四步，添加循環(huán)前綴：取協(xié)同傳輸節(jié)點隨機循環(huán)移位之后的符號塊的最后G位，復制并添加到各個符號塊的前端，形成一塊單載波循環(huán)前綴符號；第五步，信號放大轉(zhuǎn)發(fā)：協(xié)同傳輸節(jié)點對接收到的信號放大，并向信宿節(jié)點轉(zhuǎn)發(fā)；假設在信源節(jié)點和協(xié)同傳輸節(jié)點的發(fā)射功率均為ρ，記第l個協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)射信號為則協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)射信號為：其中E(·)表示均值；第六步，各協(xié)同傳輸節(jié)點轉(zhuǎn)發(fā)的信號分別通過信道gl,l＝1,…,R傳播到信宿節(jié)點；由于各協(xié)同傳輸節(jié)點在空間位置的差異，信宿節(jié)點接收到的信號相互之間存在一定的時間差；這個時間差既包括信源節(jié)點到各協(xié)同傳輸節(jié)點的時延，也包括從各協(xié)同傳輸節(jié)點到信宿節(jié)點的時延；記從信源節(jié)點到協(xié)同傳輸節(jié)點再到信宿節(jié)點的延時分別為τl,l＝1,…,R；介于這些延時是相對的，設τ1＝0,且τ1≤τ2≤…≤τR，且G≥τR；因為時延的緣故，信宿節(jié)點接收到信號為：y＝λhX+λgV+un；(5)其中，表示放大增益；信道h＝[h1h2…h(huán)R],g＝[g1g2…gR]，其中的hl＝flgl,l＝1,2,…,R，un為的信道噪聲，X為信號矩陣：V為噪聲矩陣：第七步，信宿節(jié)點接收信號后截取完整的一塊長度為N的單載波符號塊：y＝[y0,…,yN-1]；第八步，在接收端設計頻域判決反饋均衡器；利用MMSE準則計算頻域最佳前饋濾波器系數(shù)第九步，計算均衡器的最佳反饋濾波器系數(shù)L為反饋濾波器的長度；第十步，接收信號yn通過前饋濾波器生成中間信號sn，用中間信號sn減去前一時刻的判決信號并通過反饋濾波器生成待判決信號zn，再使zn通過判決器生成當前時刻的判決信號本發(fā)明進一步的改進在于：第三步中各協(xié)同傳輸節(jié)點對接收到的符號塊進行隨機的循環(huán)移位，得到發(fā)射空時碼矩陣：本發(fā)明進一步的改進在于：第五步中協(xié)同傳輸節(jié)點采用放大轉(zhuǎn)發(fā)策略，且放大增益為其中的E表示對信道取均值；本發(fā)明進一步的改進在于：第八步中所述的是按照如下方法得到的：記Sk,Dk,Bk,Zk,Pk為sn,dn,bn,zn,pl的頻域信號，通過N點的DFT來獲得；根據(jù)MMSE準則，計算均衡器前饋濾波器系數(shù)：其中k＝0,1,…,N-1，ρ表示發(fā)射功率。本發(fā)明進一步的改進在于：第九步中給出的是按照如下方法得到的：記po是Wiener-Hoff等式解：Rpo＝r；(14)其中R和r分別是為：其中[R]m,n表示矩陣R第m行n列的元素，[r]m表示向量r的第m的元素；代入(14)式得到po。本發(fā)明進一步的改進在于：G＝25，R＝3或5，N＝128。無線傳感器網(wǎng)絡中的多節(jié)點協(xié)同信號發(fā)射和接收方法，采用一個信源節(jié)點，一個信宿節(jié)點，R個協(xié)同傳輸節(jié)點的無線傳感器網(wǎng)絡系統(tǒng)模型，其中信源節(jié)點、R個協(xié)同傳輸節(jié)點和信宿節(jié)點均配置單天線；協(xié)同傳輸節(jié)點采用協(xié)作的方式共享彼此的天線以形成一個虛擬的多天線結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)空域分集；在信道估計階段，通過發(fā)送訓練序列，在協(xié)同傳輸節(jié)點和信宿節(jié)點分別估計出兩跳信道，并將協(xié)同傳輸節(jié)點估計的第一跳信道以前饋的方式傳遞給信宿節(jié)點；在信號傳輸階段，利用放大轉(zhuǎn)發(fā)中繼策略進行通信；在接收端設計判決反饋均衡器，其中包括設計前饋濾波器系數(shù)和反饋濾波器系數(shù)；讓接收信號通過判決反饋均衡器，得到正確判決信號。本發(fā)明與現(xiàn)有的無線傳感器網(wǎng)絡發(fā)射和接收方法相比，具有以下有益效果：1、因為在協(xié)同傳輸節(jié)點對源符號塊進行了隨機循環(huán)移位，所以不再需要考慮無線傳感器網(wǎng)絡中的信號協(xié)調(diào)問題，降低了復雜度且無需額外的能量和頻譜開銷。2、可以克服無線傳感器網(wǎng)絡中由時間異步所造成的系統(tǒng)性能的下降，達到滿分集增益。3、接收端只需設計線性的前饋濾波器和反饋濾波器，大大降低了計算的復雜度。附圖說明圖1是本發(fā)明方法所涉及的信號傳輸模型示意圖。圖2是本發(fā)明加CP和截取循環(huán)移位信號的示意圖。圖3是本發(fā)明方法所涉及的頻域判決反饋器的結(jié)構(gòu)圖。圖4是本發(fā)明方法仿真結(jié)果對比圖；其中：循環(huán)前綴CP長度為G＝25，協(xié)同傳輸節(jié)點個數(shù)分別為R＝3,R＝5，符號塊長度為N＝128。具體實施方案下面結(jié)合附圖與具體實施例對本發(fā)明做進一步的詳細說明。本發(fā)明涉及系統(tǒng)模型如圖1所示，有一個信源節(jié)點，一個信宿節(jié)點，R個協(xié)同傳輸節(jié)點的系統(tǒng)模型，其中信源節(jié)點、R個協(xié)同傳輸節(jié)點和信宿節(jié)點均配置單天線；協(xié)同傳輸節(jié)點采用協(xié)作地方式共享彼此的天線以形成一個虛擬的多天線結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)空域分集；在信道估計階段，通過發(fā)送訓練序列，在協(xié)同傳輸節(jié)點和信宿節(jié)點分別估計出兩跳信道，并將協(xié)同傳輸節(jié)點估計的第一跳信道以前饋的方式傳遞給信宿節(jié)點；在信號傳輸階段，利用放大轉(zhuǎn)發(fā)(AF)中繼策略進行通信。在信宿節(jié)點設計判決反饋均衡器，其中包括設計前饋濾波器系數(shù)和反饋濾波器系數(shù)讓接收信號通過均衡器，得到正確判決信號。本發(fā)明一種無線傳感器網(wǎng)絡中的多節(jié)點協(xié)同信號發(fā)射和接收方法，分為兩個階段，包括下述步驟：第一階段：信道估計階段：第一步，信源節(jié)點向協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)送訓練序列，協(xié)同傳輸節(jié)點通過接收到的序列估計出第一跳信道fl,l＝1,2,…,R；第二步，協(xié)同傳輸節(jié)點向信宿節(jié)點發(fā)送訓練序列，并將估計的第一跳信道fl,l＝1,2,…,R以前饋的方式傳遞給信宿節(jié)點；信宿節(jié)點通過接收到的序列估計出第二跳信道gl,l＝1,…,R。第二階段：信號傳輸階段：第一步，在信源節(jié)點，采用單載波(SingleCarrier)塊發(fā)射，發(fā)送一個N長符號塊xn,n＝0,1,2,…,N-1，符號功率為N為正整數(shù)且為2的整數(shù)冪；第二步，信源節(jié)點發(fā)射的信號分別通過信道fl,l＝1,2,…,R傳播到各協(xié)同傳輸節(jié)點，記第l個協(xié)同傳輸節(jié)點的接收信號為則協(xié)同傳輸節(jié)點接收到信號為；其中，vn,n＝1,2,…,N-1是信道噪聲；第三步，各協(xié)同傳輸節(jié)點分別在[0,N/10]區(qū)間內(nèi)按照均勻分布隨機的產(chǎn)生一個整數(shù)，分別記為δ1,δ2,…,δR；每個協(xié)同傳輸節(jié)點基于產(chǎn)生的隨機整數(shù)將接收到的符號塊循環(huán)移位δi位，i＝1,2,…,R。通過循環(huán)移位，得到發(fā)射的空時編碼矩陣：第四步，添加循環(huán)前綴：取協(xié)同傳輸節(jié)點隨機循環(huán)移位之后的符號塊的最后G位，復制并添加到各個符號塊的前端，形成一塊單載波循環(huán)前綴符號；第五步，信號放大轉(zhuǎn)發(fā)：協(xié)同傳輸節(jié)點對接收到的信號放大，并向信宿節(jié)點轉(zhuǎn)發(fā)；假設在信源節(jié)點和協(xié)同傳輸節(jié)點的發(fā)射功率均為ρ，記第l個協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)射信號為則協(xié)同傳輸節(jié)點發(fā)射信號為：其中E(·)表示均值。記表示協(xié)同傳輸節(jié)點放大增益，有：第六步，各協(xié)同傳輸節(jié)點轉(zhuǎn)發(fā)的信號分別通過信道gl,l＝1,…,R傳播到信宿節(jié)點；由于各協(xié)同傳輸節(jié)點在空間位置的差異，信宿節(jié)點接收到的信號相互之間存在一定的時間差；這個時間差既包括信源節(jié)點到各協(xié)同傳輸節(jié)點的時延，也包括從各協(xié)同傳輸節(jié)點到信宿節(jié)點的時延。記從信源節(jié)點到協(xié)同傳輸節(jié)點再到信宿節(jié)點的延時分別為τl,l＝1,…,R；介于這些延時是相對的，設τ1＝0,且τ1≤τ2≤…≤τR，且G≥τR；因為時延的緣故，信宿節(jié)點接收到信號為：y＝λhX+λgV+un；(5)其中，表示放大增益；信道h＝[h1h2…h(huán)R],g＝[g1g2…gR]，其中的hl＝flgl,l＝1,2,…,R，un為信道噪聲，X為信號矩陣：V為噪聲矩陣：第七步，請參閱圖2所示，信宿節(jié)點接收信號后截取完整的一塊長度為N的單載波符號塊。在去CP之后，這樣的MISO信道可以等效為頻率選擇性信道，接收到的符號塊就是信道與發(fā)送符號序列的循環(huán)卷積：其中，un,n＝1,2,…,N-1是信道噪聲；根據(jù)(1)(4)(8)式，有：其中，hl＝flgl,l＝1,2,…,R。寫成矩陣形式：y＝λHx+λGV+u；(10)其中x＝[x0,x1,…,xN-1]T,y＝[y0,y1,…,yN-1]T，噪聲v＝[v0,v1,…,vN-1]T,u＝[u0,u1,…,uN-1]T，H和G是N×N的循環(huán)矩陣，主對角線上的元素分別為h1,g1，首列h＝[h1,0,…,0,h2,0…,h3,0,…,hR]T，g＝[g1,0,…,0,g2,0…,g3,0,…,gR]T；記F是N×N的DFT變換矩陣，在上式兩邊同時乘以F：Y＝λDHFx+λDGFv+U＝λDHX+λDGV+U；(11)其中Y＝Fy＝[Y0,Y1,…,YN-1]T，X＝Fx＝[X0,X1,…,XN-1]T，N＝Fn＝[N0,N1,…,NN-1]T，U＝Fu＝[U0,U1,…,UN-1]T。DH＝FHFH＝diag(H0,…,HN-1)是一個對角矩陣，第k個元素為DG＝FGFH＝diag(G0,…,GN-1)也是一個對角矩陣，第k個元素為那么接收信號Yk在頻域可以表示成：Yk＝λHkXk+λGkVk+Uk,k＝0,1,…,N-1；(12)其中[F]k,l表示矩陣F第k行第l列的元素。第八步，在接收端設計頻域判決反饋均衡器(FrequencyDomainDecisionFeedbackEqualizer)。利用MMSE準則得到頻域最佳前饋濾波器系數(shù)記Sk,Dk,Bk,Zk,Pk表示sn,dn,bn,zn,pl的頻域信號，通過N點的DFT來獲得；根據(jù)MMSE準則可得：其中k＝0,1,…,N-1，ρ表示發(fā)射功率。第九步，計算均衡器的最佳反饋濾波器系數(shù)L為反饋濾波器的長度：記po是Wiener-Hoff等式解：Rpo＝r；(14)其中R和r分別是為：其中[R]m,n表示矩陣R第m行n列的元素，[r]m表示向量r的第m的元素；代入(14)式得到po。第十步，根據(jù)圖3所示的結(jié)構(gòu)圖，接收信號yn通過前饋濾波器生成中間信號sn，用中間信號sn減去前一時刻的判決信號并通過反饋濾波器生成待判決信號zn，再使zn通過判決器生成當前時刻的判決信號接收節(jié)點接收完成。本實施例中使用的符號塊長為N＝128，循環(huán)前綴CP長度為G＝25，協(xié)同傳輸節(jié)點個數(shù)為R＝3,R＝5，每個信道參數(shù)為獨立瑞利衰落，且信道的能量歸一化。每個符號塊中的載波上發(fā)送的符號為獨立同分布的四相位移相鍵控調(diào)制(QPSK)符號。信噪比定義為其中為接收信號功率，為高斯白噪聲方差。仿真在低信噪比段采用較多次數(shù)實現(xiàn)，在高信噪比采用較少次數(shù)實現(xiàn)，以誤碼率作為性能指標。圖4給出了對本發(fā)明方法進行計算機仿真得到的仿真結(jié)果，其中N＝128，以R＝3,R＝5兩種情況作以比較。并且分別畫出兩種情況下的滿分集的曲線作比較。在仿真中，我們假設判決完全正確，采用源發(fā)射信號作為反饋。通過圖4可以看出，在高信噪比下，AF策略下的誤碼率曲線和滿分集情況下的誤碼率曲線平行，因此可以充分的說明應用本發(fā)明可以獲得滿分集增益。