專利名稱：一種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于水聲無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體指的是ー種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法。
背景技術(shù)：
在水聲通信系統(tǒng)中，由多徑效應(yīng)和信道畸變引起的碼間干擾(inter-symbolinterference, ISI)，降低了信息的發(fā)送速率和可靠性。為了克服水聲信道中的ISI，需要采用盲自適應(yīng)均衡技術(shù)來消除。盲自適應(yīng)均衡技術(shù)因其不需要發(fā)射訓(xùn)練序列而成為水聲通信領(lǐng)域研究的熱點，時域常數(shù)模方法(constant modulus algorithm, CMA)應(yīng)用最為廣泛,該方法非常適用于對常模信號的均衡。然而，非常模M階正交幅度調(diào)制信號(MQAM)的星座和其統(tǒng)計模值不匹配，導(dǎo)致CMA對MQAM(例如16QAM信號)的均衡效果較差。通過模值變換將非常模MQAM的多個幅度模值變換成單一幅度模值后，對其進(jìn)行均衡，有效降低了穩(wěn)態(tài)誤差。在傳統(tǒng)盲自適應(yīng)均衡方法(簡稱盲均衡方法)中，信道噪聲都被假設(shè)為高斯噪聲，但是近些年的大量研究表明，實際信道中的ー些噪聲經(jīng)常表現(xiàn)為較強的脈沖性，并不完全服從高斯分布模型，而是ー種稱為Ct穩(wěn)定分布的廣義高斯分布模型。在a穩(wěn)定分布噪聲中，信號的ニ階統(tǒng)計量是不存在的，基于信號ニ階統(tǒng)計量的信號處理方法已經(jīng)不再適用，因此需要采用分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量對信號進(jìn)行分析與處理。頻域常數(shù)模方法(frequencydomain constant modulus algorithm, FCMA)將傳統(tǒng)時域盲均衡方法變換到頻域進(jìn)行盲均衡處理，由于利用了快速傅里葉變換(fastfourier transform,FFT)和重疊保留法(overlap-save law,0SL),減少了時域盲均衡方法的計算量。將正交小波變換引入到盲均衡方法中，利用正交小波對均衡器輸入信號良好的去相關(guān)性，加快了收斂速度。綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)中，對a穩(wěn)定分布噪聲信道條件下多模盲均衡問題還沒有形成ー個完整、有效的技術(shù)方案。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，針對時域常數(shù)模方法CMA在a穩(wěn)定分布噪聲中性能退化及其無法有效均衡16階正交幅度調(diào)制多模信號的缺點，提出ー種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法WT-FL0SMTFMMA ;所述方法利用分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量對a穩(wěn)定分布噪聲進(jìn)行抑制，利用模值變換將多個幅度模值變換成單一幅度模值，以降低穩(wěn)態(tài)誤差；利用快速傅里葉變換及重疊保留法，以減少傳統(tǒng)盲均衡方法的計算量；利用正交小波變換，以降低均衡器輸入信號的自相關(guān)性。為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是:ー種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法，包括如下步驟:步驟A，將發(fā)射信號a (n)經(jīng)過脈沖響應(yīng)信道c(n)得到信道輸出向量b (n)，其中n為時間序列；步驟B，采用a穩(wěn)定分布噪聲w(n)和步驟A所述的信道輸出向量b (n)得到正交小波變換前的均衡器輸入信號y(n):y(n)=w(n) +b (n)；步驟C，對步驟B所述的均衡器輸入信號y(n)取其實部yjn)和虛部yjn)，然后對實部h(n)和虛部yi(n)分別進(jìn)行正交小波變換，則經(jīng)過正交小波變換后的信號為vr (n) =Qyr (n), Vi (n) =Qyi (n)式中，Q為正交小波變換矩陣，'(n)和Vi(n)分別為時域均衡器輸入信號y(n)的實部h(n)和虛部yi(n)經(jīng)過正交小波變換后的信號分量，頻域均衡器輸出Z(N)的實部Zr(N)和虛部Zi (N)分別為Zr (N) =Rr (N) Fr (N)，Zi (N) =Ri (N) Fi (N)式中，N表示長度為L的數(shù)據(jù)塊的塊數(shù)，L為均衡器權(quán)向量長度，F(xiàn)r(N)和Fi (N)分別為頻域均衡器權(quán)向量F(N)的實部和虛部，も(N)和Ri (N)分別為\(n)和Vi (n)經(jīng)過快速傅里葉變換后的頻域?qū)嵅亢吞摬?；步驟D，對步驟C頻域均衡器輸出信號Z (N)的實部\ (N)和虛部Zi (N)分別作傅里葉反變換得到時域均衡器輸出信號z (n)的實部％(n)和虛部Zi (n)。所述步驟C中，頻域均衡器權(quán)向量F(N)的計算步驟如下:步驟C-1,計算模值變換時域誤差函數(shù)et(n)的實部ert(n)與虛部eit (n),計算公式如下:
權(quán)利要求
1.ー種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法，其特征在于，包括如下步驟: 步驟A，將發(fā)射信號a(n)經(jīng)過脈沖響應(yīng)信道c(n)得到信道輸出向量b (n)，其中n為時間序列； 步驟B，采用a穩(wěn)定分布噪聲w (n)和步驟A所述的信道輸出向量b(n)得到正交小波變換前的均衡器輸入信號y(n):y(n)=w(n) +b (n)； 步驟C，對步驟B所述的均衡器輸入信號y (n)取其實部(n)和虛部Ji (n)，然后對實部yjn)和虛部yi(n)分別進(jìn)行正交小波變換，則經(jīng)過正交小波變換后的信號為vr ui) =Qyr Ui)，Vi (n) =Qyi Ui) 式中，Q為正交小波變換矩陣，\(n)和Vi(n)分別為時域均衡器輸入信號y(n)的實部yr (n)和虛部yi(n)經(jīng)過正交小波變換后的信號分量，頻域均衡器輸出Z(N)的實部ZjN)和虛部Zi (N)分別為 Zr (N) =Rr (N) Fr (N)，Zi (N) =Ri (N) Fi (N) 式中，N表示長度為L的數(shù)據(jù)塊的塊數(shù)，L為均衡器權(quán)向量長度，^(N)和Fi(N)分別為頻域均衡器權(quán)向量F(N)的實部和虛部，も(N)和Ri (N)分別為\(n)和Vi (n)經(jīng)過快速傅里葉變換后的頻域?qū)嵅亢吞摬浚? 步驟D，對步驟C頻域均衡器輸出信號Z (N)的實部ZJN)和虛部Zi (N)分別作傅里葉反變換得到時域均衡器輸出信號z (n)的實部ら(n)和虛部Zi (n)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的ー種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法，其特征在于，所述步驟C中，頻域均衡器權(quán)向量F(N)的計算步驟如下: 步驟C-1,計算模值變換時域誤差函數(shù)et(n)的實部ert(n)與虛部eit (n),計算公式如下:
全文摘要
本發(fā)明提出了一種分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量模值變換小波頻域多模盲均衡方法，所述方法利用分?jǐn)?shù)低階統(tǒng)計量抑制α穩(wěn)定分布噪聲的同時，利用模值變換將多個幅度模值變換成單一幅度模值，然后將正交小波變換、快速傅里葉變換引入到多模盲均衡方法中。所述方法通過模值變換實現(xiàn)了對M階正交幅度調(diào)制信號MQAM的有效均衡，同時利用FFT和重疊保留法減小了計算量，并在信號進(jìn)入均衡器之前對其進(jìn)行正交小波變換，減小了輸入信號的自相關(guān)性。本發(fā)明方法具有較快的收斂速度和較小的穩(wěn)態(tài)誤差，在水聲通信領(lǐng)域具有一定的應(yīng)用價值。
文檔編號H04L25/03GK103117969SQ20131003611
公開日2013年5月22日 申請日期2013年1月30日 優(yōu)先權(quán)日2013年1月30日
發(fā)明者郭業(yè)才, 郭軍, 龔溪, 冷柯辰, 畢丞 申請人:南京信息工程大學(xué)