本發(fā)明涉及無線電頻率信號(hào)的信號(hào)處理，并且更特別地涉及用于降低正交頻分調(diào)制的(OFDM)無線電頻率信號(hào)中的峰值與平均功率比(PAR)的信號(hào)處理。

背景技術(shù)：
HDRadioTM(混合數(shù)字無線電)數(shù)字廣播是用于提供優(yōu)于現(xiàn)有的模擬廣播格式的數(shù)字質(zhì)量的音頻的媒介。AM和FMHD無線電信號(hào)能夠以混合格式傳輸，其中數(shù)字地調(diào)制的信號(hào)與當(dāng)前廣播模擬AM或FM信號(hào)共存，或者處于全數(shù)字格式而不具有模擬信號(hào)。帶內(nèi)同信道(IBOC)HD無線電系統(tǒng)不要求新的頻譜分配，因?yàn)槊總€(gè)HD無線電信號(hào)均同時(shí)在現(xiàn)有的AM或FM信道分配的相同頻譜屏蔽內(nèi)傳輸。IBOCHD無線電廣播提升了頻譜的經(jīng)濟(jì)性，同時(shí)使廣播能夠?qū)?shù)字質(zhì)量的音頻提供到其目前基站的聽眾。HD無線電數(shù)字廣播系統(tǒng)在美國(guó)專利No.6,549,544中加以說明，其作為參考并入本文。FMHD無線電廣播系統(tǒng)使用一組正交頻分復(fù)用(OFDM)的子載波來傳輸數(shù)字信號(hào)。OFDM調(diào)制是公知的技術(shù)，其在以不同的等間距頻率調(diào)制的多個(gè)子載波上并行地調(diào)制信息符號(hào)的向量，所述等間距頻率彼此是正交的。這確保了不同的子載波在正常信道條件下不會(huì)相互干擾。OFDM調(diào)制被證明是用于在經(jīng)受多種類型的多路徑和線性失真的信道上的傳輸?shù)挠行侄?。OFDM的一個(gè)公知的缺點(diǎn)是其相對(duì)高的PAR。對(duì)于大量的子載波，OFDM信號(hào)的每個(gè)復(fù)維數(shù)（同相和積分）接近高斯分布。這導(dǎo)致信號(hào)幅度（功率的平方根）機(jī)率密度函數(shù)（PDF）接近瑞利分布。雖然瑞利分布具有理論上無限的峰值，但OFDM峰值受到并行子載波（例如100或20dB）的數(shù)量的限制，或者更特別地，典型的峰值能夠被限制為約12dB，這是由于在鉗位瑞利PDF的不太可能的拖尾（例如高于12dBPAR）時(shí)幾乎不存在失真。高功率放大器（HPA）功效受到影響，這是因?yàn)樵诓僮髦幸筝^大的功率退避以最小化峰值失真。這種峰值失真不僅扭曲（即增加噪聲）子載波調(diào)制，而且由于互調(diào)失真而發(fā)生不期望的帶外發(fā)射。這種最為接近意圖的頻譜占用之外的泄漏可以特別難以由HPA輸出之后的濾波器抑制。已提出了一些不同類型的PAR降低技術(shù)。一種類型的峰值與平均功率比降低技術(shù)在2009年6月2日發(fā)布的名為“Peak-To-AveragePowerReductionForFMOFDMTransmission”的美國(guó)專利No.7,542,517中加以說明，其作為參考并入本文。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
在第一方面中，本發(fā)明提供了一種方法，包括：（a）以一組數(shù)據(jù)調(diào)制一組子載波以產(chǎn)生被調(diào)制的OFDM符號(hào)向量；（b）以所述一組數(shù)據(jù)調(diào)制FM載波信號(hào)以產(chǎn)生被調(diào)制的FM符號(hào)；（c）將被調(diào)制的OFDM符號(hào)與被調(diào)制的FM符號(hào)組合以產(chǎn)生被調(diào)制的混合符號(hào)；（d）限制被調(diào)制的混合符號(hào)的幅度以產(chǎn)生第一受限調(diào)制的混合符號(hào)；（e）解調(diào)所述第一受限調(diào)制的混合符號(hào)以恢復(fù)失真的QPSK星座；（f）將所述失真的QPSK星座約束為大于或等于最小閾值的值以產(chǎn)生被約束的QPSK星座；（g）解調(diào)所述被調(diào)制的混合符號(hào)以產(chǎn)生解調(diào)的混合符號(hào)向量；（h）從所述混合符號(hào)向量中減去解調(diào)的FM符號(hào)向量以產(chǎn)生修正的OFDM符號(hào)向量；（i）對(duì)OFDM符號(hào)向量中的多個(gè)子載波中禁用的子載波應(yīng)用屏蔽；（j）以O(shè)FDM調(diào)制來調(diào)制OFDM符號(hào)向量以產(chǎn)生修正的被調(diào)制的OFDM符號(hào)；（k）將被調(diào)制的OFDM符號(hào)和被調(diào)制的FM符號(hào)組合以產(chǎn)生被調(diào)制的混合符號(hào)；以及（l）輸出所述修正的被調(diào)制的混合符號(hào)。在另一方面中，本發(fā)明提供了用于降低OFDM信號(hào)中的峰值與平均功率比的發(fā)射機(jī)。所述發(fā)射機(jī)包括調(diào)制器、處理電路和放大器，所述調(diào)制器用于以一組數(shù)據(jù)符號(hào)向量調(diào)制一組子載波以產(chǎn)生第一調(diào)制信號(hào)；所述處理電路用于組合被調(diào)制的OFDM符號(hào)和被調(diào)制的FM符號(hào)以產(chǎn)生被調(diào)制的混合符號(hào)，限制被調(diào)制的混合符號(hào)的幅度以產(chǎn)生第一受限調(diào)制的混合符號(hào)，解調(diào)所述第一受限調(diào)制的混合符號(hào)以恢復(fù)失真的QPSK星座，將失真的QPSK星座約束為大于或等于最小閾值的值以產(chǎn)生被約束的QPSK星座，解調(diào)所述被調(diào)制的混合符號(hào)以產(chǎn)生解調(diào)的混合符號(hào)向量，從混合符號(hào)向量中減去所述解調(diào)的FM符號(hào)向量以產(chǎn)生OFDM符號(hào)向量，對(duì)OFDM符號(hào)向量中的禁用的子載波應(yīng)用屏蔽以產(chǎn)生被調(diào)制的OFDM符號(hào)，組合修正的被調(diào)制的OFDM符號(hào)向量和被調(diào)制的FM符號(hào)以產(chǎn)生修正的被調(diào)制的混合符號(hào)，并且輸出所述修正的被調(diào)制的混合符號(hào)；以及所述放大器用于放大所述修正的被調(diào)制的混合符號(hào)。附圖說明圖1是HD無線電FM混合模式理想信號(hào)和頻譜屏蔽的示意圖。圖2是HD無線電FM全數(shù)字模式理想信號(hào)和頻譜屏蔽的示意圖。圖3是包括PAR降低算法的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的簡(jiǎn)化的功能框圖。圖4是PAR降低算法的高級(jí)流程圖。圖5是PAR降低算法迭代框的流程圖。圖6是示出了鉗位非線性函數(shù)的幅度的圖表。圖7是示出了在PAR降低算法之后的QPSK星座中的被約束的失真的圖示。圖8是在PAR降低算法之后的調(diào)制的信號(hào)的頻譜圖。圖9是包括PAR降低算法的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的簡(jiǎn)化的功能框圖。具體實(shí)施方式在一個(gè)方面中，本發(fā)明涉及信號(hào)處理方法，所述信號(hào)處理方法指向降低OFDM調(diào)制的無線電頻率信號(hào)中的峰值與平均功率比（PAR）。這種方法提供了用于降低PAR同時(shí)控制不期望的帶外發(fā)射的改進(jìn)的性能。在PAR降低算法中還可以包括均衡以補(bǔ)償由高功率放大器（HPA）輸出網(wǎng)絡(luò)引起的線性類濾波器失真的影響，以及部分補(bǔ)償非線性信號(hào)壓縮并放大PAR降低的信號(hào)的峰值以下的調(diào)制/相位調(diào)制（AM/PM）變換。該方法能夠提供用于使用OFDM（例如FMHD無線電系統(tǒng)）降低電子信號(hào)的PAR的有效計(jì)劃。圖1是頻譜分布和混合FMIBOCHD無線電信號(hào)10的信號(hào)分量的相對(duì)功率頻譜密度的示意圖?；旌细袷桨▊鹘y(tǒng)的FM立體聲模擬信號(hào)12，其具有由定位在信道的中央頻帶16部分中的三角形形狀14表示的功率頻譜密度。典型的模擬FM廣播信號(hào)的功率頻譜密度（PSD）是大致三角形的，具有自中心頻率的大約-0.35dB/kHz的斜率。數(shù)字調(diào)制的等間距的多個(gè)子載波定位在模擬FM信號(hào)的每一側(cè)上，即在上側(cè)帶18和下側(cè)帶20中，并且與模擬FM信號(hào)同時(shí)發(fā)射。所有的載波均以落入美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)（FCC）信道屏蔽22中的功率水平發(fā)射。圖1中的縱軸示出了與更傳統(tǒng)的平均功率頻譜密度特征相對(duì)的峰值功率頻譜密度。在FM混合HD無線電調(diào)制格式中，數(shù)字信號(hào)在位于模擬頻譜的每一側(cè)上的OFDM子載波上發(fā)射。一組等間距的正交頻分復(fù)用（OFDM）子載波被置于主模擬FM信號(hào)的每一側(cè)上，所述主模擬FM信號(hào)占據(jù)從距離主FM中心頻率約129kHz至約199kHz的頻譜，如圖1中的上側(cè)帶和下側(cè)帶所示。在這種混合系統(tǒng)的示例中，在每個(gè)側(cè)帶中的OFDM調(diào)制的子載波中的總的數(shù)字信號(hào)功率被設(shè)置為約-23dBc（相對(duì)于其主模擬FM功率）。然而，當(dāng)前的FCC修正規(guī)則允許每個(gè)側(cè)帶的功率在-23dBc至-13dBc之間。在每個(gè)側(cè)帶上的功率可以被獨(dú)立地調(diào)節(jié)以適應(yīng)站的覆蓋面積的干涉條件。一種特定的混合模式信號(hào)包括高于主FM頻譜的頻率的191個(gè)子載波和低于主FM頻譜的頻率的191個(gè)子載波。每個(gè)子載波均是以344.53125Hz的符號(hào)速率QPSK調(diào)制的。同相和積分相位脈沖的形狀是邊緣漸縮（超過時(shí)間=7/128）的根升余弦，從而抑制頻譜旁瓣。這種脈沖形狀引起363.3728Hz的正交子載波頻率間距。混合信號(hào)的數(shù)字調(diào)制的部分是將以全數(shù)字FMHD無線電格式傳輸?shù)娜珨?shù)字信號(hào)的子集。圖2中示出了由項(xiàng)目編號(hào)24說明的全數(shù)字FMHD無線電格式的OFDM數(shù)字子載波的頻譜設(shè)置和相關(guān)信號(hào)功率密度水平。圖1中的模擬FM信號(hào)被稱為擴(kuò)展的全數(shù)字信號(hào)26的位于中心頻率帶28中的額外的OFDM子載波組替換。再一次地，等間距的OFDM子載波位于上側(cè)帶30和下側(cè)帶32中。圖2中的全數(shù)字格式的側(cè)帶比圖1中的側(cè)帶更寬。此外，全數(shù)字外部信號(hào)側(cè)帶的功率頻譜密度水平被設(shè)置為比混合IBOC側(cè)帶中允許的功率頻譜密度水平高約10dB。這為全數(shù)字信號(hào)提供了顯著的性能優(yōu)勢(shì)。此外，在頻譜的中間的輔助全數(shù)字信號(hào)的功率頻譜密度比混合側(cè)帶的功率頻譜密度低約15dB。這最小化了相鄰的混合或全數(shù)字信號(hào)的任何干擾問題，同時(shí)為其他數(shù)字服務(wù)提供了額外的能力。圖2中的全數(shù)字模式是混合模式的邏輯擴(kuò)展，其中之前占據(jù)中央±100kHz區(qū)域的模擬信號(hào)被替換為低水平的數(shù)字子載波。位于低水平載波的每側(cè)上的是兩個(gè)數(shù)字側(cè)帶，所述數(shù)字側(cè)帶與混合模式不同的是將帶寬增加到約100kHz并且將功率增加約10dB。全數(shù)字系統(tǒng)包括在每個(gè)側(cè)帶中的267個(gè)載波和在中央的559個(gè)載波。每個(gè)數(shù)字子載波是QPSK調(diào)制的。同相和積分相位脈沖形狀是邊緣漸縮（超過時(shí)間=7/128）的根升余弦，從而抑制頻譜旁瓣。這種脈沖形狀引起363.3728Hz的正交子載波頻率間距。用于被發(fā)射的信號(hào)的功率頻譜密度圖應(yīng)該恰好位于全數(shù)字FMIBOC屏蔽內(nèi)。圖3是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的簡(jiǎn)化的功能框圖，所述發(fā)射機(jī)系統(tǒng)包括插入在OFDM調(diào)制器和HPA之間的PAR降低算法。發(fā)射機(jī)40包括符號(hào)發(fā)生器42，其產(chǎn)生包括正交相移鍵控（QPSK）數(shù)據(jù)符號(hào)的組的OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量，所述正交相移鍵控（QPSK）數(shù)據(jù)符號(hào)包含被傳輸?shù)矫總€(gè)有效子載波上的信息。這些符號(hào)被傳遞到調(diào)制器44，其中每個(gè)OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量被調(diào)制以產(chǎn)生數(shù)字時(shí)域信號(hào)樣本（標(biāo)準(zhǔn)化的）。這種調(diào)制包括將數(shù)據(jù)符號(hào)傳遞經(jīng)過快速傅立葉逆變換（IFFT）以實(shí)現(xiàn)OFDM調(diào)制。循環(huán)前綴連同根升余弦窗口一起被施加到被調(diào)制的信號(hào)（超過時(shí)間=7/128）。IFFT和窗口操作的組合在以下被稱為OFDM調(diào)制器。OFDM調(diào)制器的被調(diào)制的輸出作為輸入傳遞到PAR降低算法46。這種塊的輸出48被高功率放大器50放大，并且構(gòu)成將在天線52處以降低的PAR發(fā)射的信號(hào)。主要的PAR降低算法步驟的頂級(jí)流程圖在圖4中呈現(xiàn)。該流程圖開始于框60，并且通過針對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)輸出被調(diào)制的并且PAR降低的時(shí)域信號(hào)樣本而示出了輸入OFDM符號(hào)向量的操作。輸入OFDM符號(hào)向量框62示出了所述輸入是數(shù)據(jù)向量，所述數(shù)據(jù)向量包括用于OFDM符號(hào)的每個(gè)有效QPSK子載波的比特對(duì)。這可以被視為OFDM調(diào)制之前的每個(gè)FFT箱（子載波）的頻域表示，其中FFT將復(fù)數(shù)時(shí)域信號(hào)框轉(zhuǎn)換為在樣本速率帶寬上均勻間隔的復(fù)數(shù)頻率分量箱。每個(gè)有效箱由復(fù)數(shù)二進(jìn)制數(shù)字表示以用于該箱（子載波）上的QPSK調(diào)制。具有意圖降低的信號(hào)水平的有效箱可以被縮放到其他水平的二進(jìn)制集合。禁用箱被初始化設(shè)置為零。均衡補(bǔ)償框64示出了任選的均衡補(bǔ)償步驟。當(dāng)線性失真（濾波）是發(fā)射機(jī)的輸出網(wǎng)絡(luò)（HPA輸出）處的顯著因素時(shí)，均衡補(bǔ)償接著可以用于預(yù)校正至HPA的輸入。均衡補(bǔ)償使用用于每個(gè)子載波的向量（與輸入向量的尺寸相同），所述向量包含復(fù)數(shù)輸出增益（線性失真）的倒數(shù)。與每個(gè)箱關(guān)聯(lián)的復(fù)數(shù)增益是復(fù)數(shù)的，事實(shí)上，其乘以（扭曲）原始的復(fù)數(shù)頻率樣本（箱）。輸入向量的每個(gè)元素乘以均衡向量的每個(gè)相應(yīng)的元素以獲得均衡的輸入符號(hào)數(shù)據(jù)向量。線性均衡器可以設(shè)置在HPA之前以補(bǔ)償這些影響。然而，在使用PAR降低算法的傳輸系統(tǒng)中，這種補(bǔ)償將導(dǎo)致信號(hào)的峰值再生。這種峰值再生的發(fā)生是因?yàn)樗鲂盘?hào)的相位和振幅在PAR算法中被略微修正，從而事實(shí)上在峰值處被刪除。在PAR算法之外應(yīng)用的均衡將改變相位和振幅的關(guān)系，其中峰值不以相同的方式被刪除。將該均衡置于前述PAR算法之前也是無效的，因?yàn)镻AR算法將廢除所述均衡。然而，修正PAR算法以包括均衡可以是有效的，并且在以下進(jìn)行說明。所述均衡補(bǔ)償使用用于每個(gè)子載波(有效或禁用)的包含復(fù)數(shù)輸出增益(線性失真)值的倒數(shù)的向量(與OFDM符號(hào)輸入向量具有相同的尺寸)。輸入向量的每個(gè)元素乘以均衡向量的每個(gè)相應(yīng)的元素以獲得均衡的輸入OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量。調(diào)制和解調(diào)均用于圖4中的框68的PAR降低處理中，這在圖5中被進(jìn)一步說明。上述算法中的OFDM調(diào)制和解調(diào)步驟保持不變，但是產(chǎn)生的OFDM符號(hào)時(shí)域樣本在一定程度上由于所述均衡而不同。PAR降低算法內(nèi)的所述均衡在算法中的一些步驟中被去除或重建，使得施加在OFDM符號(hào)向量上的QPSK約束不廢除所述均衡。均衡補(bǔ)償和去除算法的示例如下：調(diào)制OFDM符號(hào)框66示出了輸入符號(hào)數(shù)據(jù)向量被轉(zhuǎn)換為用于每個(gè)OFDM符號(hào)的時(shí)域信號(hào)。這種變換經(jīng)由復(fù)數(shù)快速傅立葉逆變換(IFFT)執(zhí)行，并且之后具有預(yù)定的保護(hù)時(shí)間的循環(huán)前綴在以根奈奎斯特脈沖形狀(root-Nyquistpulseshape)漸縮所述符號(hào)的末尾之前被添加到輸出向量的末尾。所述保護(hù)時(shí)間、循環(huán)前綴擴(kuò)展和開窗口被用于在具有多路徑干擾時(shí)提高信號(hào)的性能，以及用于抑制導(dǎo)致降低的帶外發(fā)射的子載波的頻率旁瓣。PAR降低算法迭代框68表示用于降低調(diào)制的OFDM符號(hào)的PAR的算法。輸出OFDM符號(hào)框70輸出PAR降低的OFDM信號(hào)的時(shí)域樣本。之后所述處理繼續(xù)隨后的OFDM符號(hào)。PAR降低算法迭代框68表示用于降低調(diào)制的OFDM符號(hào)的算法。這些算法的細(xì)節(jié)在圖5的流程圖中說明。對(duì)這個(gè)流程圖的輸入是調(diào)制的OFDM符號(hào)的序列，同時(shí)輸出是這些符號(hào)的PAR降低的版本。這種迭代算法降低了符號(hào)的PAR，同時(shí)包含可接受的水平的頻域（符號(hào)向量）失真和帶外發(fā)射。在一些迭代后，所述算法收斂到可接受的折衷的PAR，同時(shí)包含可接受的水平的失真。在圖5中所示的處理中，具有總共6種類型的符號(hào)向量。具有用于每個(gè)OFDM符號(hào)、FM符號(hào)和混合符號(hào)（即組合的OFDM和FM）的頻域和時(shí)域符號(hào)向量。因此這里建議將這些項(xiàng)目（重新）命名如下。在以下的說明中，詞語“向量”用于意味頻域，而詞語“調(diào)制的符號(hào)”用于時(shí)域。特別地，頻域和時(shí)域符號(hào)量為：OFDM符號(hào)向量（頻域）、調(diào)制的OFDM符號(hào)（時(shí)域）、FM符號(hào)向量（頻域）、調(diào)制的FM符號(hào)（時(shí)域）、混合符號(hào)向量（頻域）和調(diào)制的混合符號(hào)（時(shí)域）。在一個(gè)方面中，本發(fā)明提供了應(yīng)用混合PAR降低算法以適應(yīng)混合IBOC無線電系統(tǒng)中的模擬FM信號(hào)的方法和設(shè)備。圖5的流程圖開始于框72，其中混合IBOC信號(hào)包括多個(gè)符號(hào)。注意，此處開始兩個(gè)路徑，一個(gè)路徑用于調(diào)制的OFDM符號(hào)時(shí)域樣本，而另一個(gè)路徑用于相應(yīng)的調(diào)制的FM符號(hào)樣本。這些符號(hào)中的每一個(gè)一般包括2160個(gè)復(fù)數(shù)時(shí)域樣本。這種算法同一時(shí)間處理一個(gè)符號(hào)周期。下一個(gè)符號(hào)要求該算法的另一次實(shí)施，等等。下一個(gè)調(diào)制的OFDM符號(hào)是框76的輸入和輸出。其簡(jiǎn)單地示出了所述算法處理下一個(gè)調(diào)制的OFDM符號(hào)。如果調(diào)制的OFDM符號(hào)在時(shí)域中不可直接獲得，則調(diào)制的OFDM符號(hào)可以經(jīng)由具有OFDM調(diào)制的IFFT自頻域OFDM符號(hào)向量獲得（見圖4中的框62），如前所述。OFDM符號(hào)向量以被視為在OFDM調(diào)制之前的每個(gè)FFT箱（子載波）的頻域表示，可包括針對(duì)有效子載波的QPSK同相和積分值，以及在禁用子載波中的一些“噪聲”值。下一個(gè)調(diào)制的FM符號(hào)框78是FM模擬時(shí)域信號(hào)樣本的向量，相應(yīng)于調(diào)制的OFDM符號(hào)樣本。調(diào)制的FM符號(hào)框78在框80中的振幅中縮放，從而提供模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)的恰當(dāng)?shù)谋嚷?。?4使用與應(yīng)用于OFDM符號(hào)的解調(diào)相同的解調(diào)來解調(diào)所述調(diào)制的FM符號(hào)。解調(diào)輸出是頻域FM符號(hào)向量。這被完成以實(shí)現(xiàn)稍后的從被處理的混合符號(hào)向量中減去FM符號(hào)向量的頻域減法。調(diào)制的OFDM符號(hào)和調(diào)制的FM符號(hào)在框82中組合以形成調(diào)制的混合符號(hào)?？?4確定PAR降低算法的最后的迭代是否完成，并且繼續(xù)另一個(gè)迭代或輸出調(diào)制的混合符號(hào)?！巴瓿伞睏l件可以簡(jiǎn)單地通過計(jì)算確定的迭代數(shù)而被確定，但是可以使用用于這種迭代的其他一些度量標(biāo)準(zhǔn)，例如實(shí)際的PAR。最可行的PAR迭代在8次迭代內(nèi)完成。調(diào)制的FM符號(hào)向量如框80中所示地縮放，并且與求和點(diǎn)82中的調(diào)制的OFDM符號(hào)向量組合。所述算法處理跨越每個(gè)數(shù)字符號(hào)的FM模擬信號(hào)的樣本。在一個(gè)示例中，這些均是在744,187.5Hz的樣本率下的每個(gè)符號(hào)的2160個(gè)復(fù)數(shù)樣本的向量。為了本說明書的目的，自求和點(diǎn)82輸出的符號(hào)被稱為調(diào)制的混合符號(hào)。在框84中執(zhí)行測(cè)試以確定PAR降低算法是否完成。如果完成，則調(diào)制的混合符號(hào)在線74上輸出。如果未完成，則執(zhí)行所述算法的迭代。如框86中所示，調(diào)制的混合符號(hào)幅度被鉗位。鉗位信號(hào)幅度框86表示將（調(diào)制的混合符號(hào)的）復(fù)數(shù)時(shí)域OFDM符號(hào)樣本的幅度鉗位（限制）到預(yù)定值的功能。每個(gè)樣本的相位被保持。峰值與平均功率比降低通過迭代的峰值鉗位以及其他信號(hào)處理完成，從而修復(fù)失真作用和不期望的頻譜發(fā)射。迭代修復(fù)處理部分地恢復(fù)峰值，但峰值隨著每次迭代逐漸減小。全數(shù)字IBOC信號(hào)的“最優(yōu)”的鉗位電平憑經(jīng)驗(yàn)建立為平均包絡(luò)電平電壓的1.5倍（或3.52dB）。這種“最優(yōu)”的電平提供了在迭代跨度上的最佳的峰值減小，同時(shí)在每次迭代中被修復(fù)的不期望的副產(chǎn)品符合信號(hào)完整性和帶外發(fā)射的要求。為了方便，輸入復(fù)數(shù)OFDM時(shí)域信號(hào)樣本的額定RMS值被縮放到1。然而，具有低于1.5的幅度的樣本是未受影響的，高于1.5的幅度的樣本被設(shè)置為1.5，同時(shí)保持輸入樣本的相位。檢測(cè)高于鉗位電平的樣本可以使用幅度平方的樣本執(zhí)行以最小化平方根的計(jì)算。以下算法可以用作一個(gè)示例：其中Sn是將被鉗位的復(fù)數(shù)調(diào)制的混合符號(hào)，而magsqn是其幅度的平方。所述算法的最后的步驟將Sn替換為具有相同相位的Sn的幅度鉗位的版本。雖然軟和硬限制函數(shù)可以用于鉗位，但圖6中的圖中所示的硬限制函數(shù)顯示出對(duì)于本示例是簡(jiǎn)單和有效的。如果施加到HPA的最終的PAR降低的時(shí)域信號(hào)仍被期望在這些降低的峰值處經(jīng)歷一些壓縮，則軟鉗位或HPA的壓縮建模應(yīng)該被包括在本鉗位處理中。通過包括這種額外的HPA壓縮，PAR迭代將降低這種失真作用。混合信號(hào)的鉗位電平取決于數(shù)字和模擬分量的相對(duì)水平。由于模擬FM信號(hào)具有的PAR為1（或0dB），所以僅模擬信號(hào)的鉗位電平將為1。因此，不需要鉗位?；旌闲盘?hào)的鉗位電平取決于數(shù)字和模擬分量的相對(duì)水平。期望的是基于任意的模擬與數(shù)字的比率來設(shè)置該鉗位電平。所述算法將所述信號(hào)的數(shù)字部分歸一化為統(tǒng)一的功率（電壓的平方），之后在期望的相對(duì)水平處添加FM模擬信號(hào)。所述模擬信號(hào)被假設(shè)為具有統(tǒng)一的功率（幅度=1）的基帶復(fù)指數(shù)，其被變量scalefm縮放以實(shí)現(xiàn)期望的模擬數(shù)字比率。直觀地，當(dāng)模擬信號(hào)與數(shù)字分量相比變得非常小時(shí)，設(shè)置鉗位電平的表達(dá)式應(yīng)該漸近地接近1.5。類似地，當(dāng)數(shù)字信號(hào)與模擬分量相比變得非常小時(shí)，鉗位水平應(yīng)該漸近地接近scalefm。并且符合準(zhǔn)則的最簡(jiǎn)單的表達(dá)式為：鉗位=1.5+scalefm然而，該表達(dá)式未提供具有中間scalefm值的最佳鉗位電平，并且對(duì)10dB至20dB之間的scalefm的FCC認(rèn)證的范圍特別感興趣。3.16≤scalefm≤10用于憑經(jīng)驗(yàn)確定以滿足“最優(yōu)化”準(zhǔn)則的鉗位的表達(dá)式為：同樣還建立負(fù)鉗位閾值。當(dāng)信號(hào)包絡(luò)接近零或者變得非常小（負(fù)dB）時(shí)，一些混合信號(hào)HPA難以適應(yīng)所述信號(hào)。為此原因，同樣建立了負(fù)（dB）鉗位電平。負(fù)鉗位限制低于RMS信號(hào)值的Sn的幅度（為負(fù)的dB）。該水平取決于實(shí)際的HPA，并且并非總是需要的。然而，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)-3dB（或0.707幅度）的負(fù)鉗位電平可以被PAR降低算法接受，而不顯著損害其他性能參數(shù)。因此可以謹(jǐn)慎地設(shè)置-3dB（或0.707幅度）的默認(rèn)的負(fù)幅度鉗位電平，其可以針對(duì)特定的HPA要求進(jìn)行調(diào)節(jié)。接下來，OFDM符號(hào)如框88中所示被解調(diào)。本框中的解調(diào)處理是之前所述的調(diào)制OFDM符號(hào)處理的逆。解調(diào)步驟包括加權(quán)和折疊符號(hào)時(shí)間的末尾（循環(huán)前綴），之后計(jì)算FFT以獲得輸入符號(hào)數(shù)據(jù)向量的一定程度失真的版本。如果在之前的步驟中執(zhí)行了任選的頻域均衡補(bǔ)償，則該均衡必須在本迭代中的算法的接下來的一些步驟中被臨時(shí)去除。去除均衡（如果補(bǔ)償均衡有效）框90示出了如果執(zhí)行了任選的頻域均衡補(bǔ)償，則該均衡必須在本迭代中的算法的接下來的一些步驟中被臨時(shí)去除。用于去除所述均衡的向量類似于原始均衡向量，但全部元素均是原始均衡向量的倒數(shù)。約束QPSK星座框92去除由之前的信號(hào)鉗位處理引入的顯著的失真。由鉗位導(dǎo)致的互調(diào)失真將噪聲（失真）引入到符號(hào)向量的全部頻率箱中。這種函數(shù)將失真分量約束為可接受的水平。這種失真不能被徹底去除，因?yàn)檫@會(huì)具有不期望的作用，即使峰值恢復(fù)為時(shí)域信號(hào)。替代以這種方式修正失真的是，最小化QPSK解調(diào)性能中的衰退，并且基于預(yù)定義的帶外發(fā)射屏蔽向量將帶外發(fā)射抑制到可接受的水平。這種處理導(dǎo)致時(shí)域信號(hào)的部分峰值的再生。多個(gè)迭代趨向于收斂以最小化峰值，同時(shí)將互調(diào)產(chǎn)物約束在可接受的水平。有效子載波的QPSK星座被約束為最小化BER（比特誤差率）性能的衰退。在沒有噪聲和失真的情況下，理想的QPSK星座包含在(+1,+1),(+1,-1),(-1,+1)和(-1,-1)處的基于每個(gè)符號(hào)傳輸2比特的復(fù)數(shù)星座點(diǎn)（為了方便而歸一化）。QPSK還可以被視為一對(duì)正交的BPSK信號(hào)，其中每個(gè)BPSK分量攜帶1比特。PAR降低算法，特別是鉗位，添加噪聲到星座點(diǎn)。當(dāng)附加的噪聲改變一個(gè)比特的極性時(shí)發(fā)生的比特誤差（例如為+1.0）退化到-0.1（在此情況下噪聲分量是-1.1）。信道添加更多噪聲到接收到的信號(hào)，并且BER性能是傳輸信號(hào)的裕度的函數(shù)。換句話說，如果理想的傳輸信號(hào)分量+1.0被PAR算法退化為輸出+0.5，則系統(tǒng)丟失針對(duì)該特定比特的6dB的裕度。然而，PAR降低處理中的其他比特實(shí)際上可以被增強(qiáng)，因?yàn)橐恍┦д娣至繉⒃龃?1.0的值（例如+1.2，或3.5dB的提高）。即便通過改善接收機(jī)處的輸出BER的前向誤差校正（FEC），性能仍通過降低所述裕度的編碼比特退化。因此，PAR降低算法將裕度的損失約束到相對(duì)于1.0的可接受的水平（例如，0.85）。因此，當(dāng)之前的鉗位處理失真比特分量到小于預(yù)定閾值（例如，+0.85，或負(fù)極性的>-0.85）的值時(shí)，所述向量被恰當(dāng)?shù)丶s束到閾值（+0.85，或負(fù)極性的-0.85）。具有大于0.85的幅度的比特保持不變。這種約束具有的作用是，最小化任何特定比特的最壞情況的裕度損失，同時(shí)在時(shí)域信號(hào)中僅使得適中的峰值信號(hào)再生。閾值的適當(dāng)?shù)闹凳荁ER裕度的損失和峰值再生之間的折衷。例如，如果閾值被設(shè)置為0.95，則BER裕度損失甚至更少，但峰值再生更大。繼續(xù)鉗位和約束處理的連續(xù)迭代以降低PAR，同時(shí)在其收斂到一些最小的PAR值時(shí)達(dá)到星座約束。QPSK約束算法的示例如下：在上述算法中，dn是輸入OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量的適當(dāng)?shù)膹?fù)數(shù)元素，其中dn是相應(yīng)的QPSK符號(hào)的復(fù)數(shù)（可以縮放）二進(jìn)制數(shù)據(jù)。復(fù)數(shù)QPSKn值是在鉗位和約束迭代后的該元素的PAR降低的版本。縮放dn允許用于稍后討論的全數(shù)字選項(xiàng)中的不同水平的有效子載波。圖7中說明了約束QPSK星座點(diǎn)的處理，其中本示例中的閾值被設(shè)置為0.85，并且添加數(shù)百Q(mào)PSK符號(hào)的點(diǎn)。雖然一些比特實(shí)際上經(jīng)歷了信號(hào)裕度的增大，但是BER性能中的整體損失被最小化。一些系統(tǒng)可以使用基準(zhǔn)子載波來輔助相干信號(hào)跟蹤，并且估計(jì)用于隨后的FEC軟解碼的信道狀態(tài)信息（CSI）。期望的是，這些子載波不會(huì)因PAR降低算法而失真。對(duì)于這些子載波，約束可以是將這些QPSK星座精確校正到原始OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量值。由于基準(zhǔn)子載波的數(shù)量相對(duì)于承載數(shù)據(jù)的子載波通常很小，因此調(diào)制的信號(hào)中的時(shí)域峰值的再生被最小化。禁用的子載波同樣被約束以抑制可接受的預(yù)定屏蔽水平內(nèi)的帶外發(fā)射。帶外發(fā)射屏蔽是與OFDM符號(hào)向量相同尺寸的向量，其中禁用的子載波與針對(duì)每個(gè)禁用的子載波定義的最大屏蔽幅度相關(guān)聯(lián)。針對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)向量的被禁用的子載波被約束為不超過屏蔽幅度（或?yàn)榱擞?jì)算效率的幅度的平方）值。每個(gè)子載波（FFT箱）當(dāng)其值低于屏蔽時(shí)均不受影響。當(dāng)箱超過所述屏蔽時(shí)，幅度被約束為屏蔽水平，同時(shí)保持箱的相位。以下算法獲得了這種屏蔽約束：如在約束被禁用的子載波至屏蔽中所示，特定的子載波不僅被約束為小于屏蔽，而且還被允許具有非零值。解調(diào)的FM符號(hào)如框94所示被解調(diào)，并且如減法點(diǎn)96所示被從約束的QPSK星座中去除（即減去）。框88和94示出了“解調(diào)OFDM符號(hào)”。雖然框94實(shí)際上是處理調(diào)制的FM符號(hào)，但是其如同OFDM符號(hào)一樣被解調(diào)，使得其作用可以在頻域中的OFDM符號(hào)向量上被處理。將調(diào)制的FM符號(hào)添加(框82)到調(diào)制的OFDM符號(hào)并且之后減去(框96)FM符號(hào)向量是本方法的關(guān)鍵元素。首先，添加調(diào)制的FM符號(hào)允許合成的調(diào)制的混合符號(hào)被PAR降低(鉗位)。隨后框88中的OFDM解調(diào)包括調(diào)制的FM符號(hào)的干擾作用，然而，這些干擾作用在約束QPSK星座框92中被消除。因此，本方法避免了由延伸超過±100kHz的FM帶寬引起的模數(shù)主干擾。其次，F(xiàn)M符號(hào)向量減法(框96)允許隨后的互調(diào)產(chǎn)物因鉗位產(chǎn)生的抑制(在禁用的子載波框98上應(yīng)用屏蔽)。如果未去除FM符號(hào)向量，則處理位于遠(yuǎn)在FM信號(hào)頻譜之下的互調(diào)產(chǎn)物是不切實(shí)際的。因此，本方法還降低了數(shù)字與FM的干擾，或因鉗位產(chǎn)生的FM信號(hào)的互調(diào)失真。在擴(kuò)展的HD無線電模式(即MP2、MP3、MP4)中接受內(nèi)部子載波的現(xiàn)有方法因這種主FM模數(shù)干擾而存在問題。補(bǔ)救辦法包括降低模擬信號(hào)上的調(diào)制偏差，或者可以增大內(nèi)部子載波功率，兩者均是沒有吸引力的選項(xiàng)。這種混合PAR降低算法避免了對(duì)這些不期望的補(bǔ)救方法的需求。在OFDM信號(hào)被解調(diào)并且從被約束的QPSK星座去除之后，屏蔽被施加到框98中的禁用的子載波，并且均衡在框100中被重建。重建均衡(如果均衡補(bǔ)償是有效的)框100示出了如果在之前的步驟中執(zhí)行了任選的頻域均衡補(bǔ)償，則本均衡必須被重建，因?yàn)槠湓谥暗牟襟E中被去除。之后OFDM符號(hào)在框102中被調(diào)制和歸一化，并且用于所述算法的下一個(gè)迭代。這個(gè)框?qū)⑤斎敕?hào)數(shù)據(jù)向量轉(zhuǎn)換為用于每個(gè)OFDM符號(hào)的時(shí)域信號(hào)。圖5中的調(diào)制和解調(diào)步驟可以在以下的算法說明中被描述?？?4提供了用于在最后的迭代上結(jié)束迭代算法的手段。最后的迭代可以基于用于PAR降低的OFDM符號(hào)的預(yù)定數(shù)量的迭代（例如4）。一旦達(dá)到最后的迭代，則在線74上輸出混合信號(hào)符號(hào)向量?？商鎿Q地，最后的迭代可以基于達(dá)到預(yù)定PAR值的條件，如果該目標(biāo)在最大迭代數(shù)之前被實(shí)現(xiàn)。雖然這可以減少用于PAR降低所要求的MIPS，但是如果PAR目標(biāo)未實(shí)現(xiàn)，則信號(hào)處理器應(yīng)該能夠執(zhí)行最大數(shù)量的迭代。因此，如果信號(hào)處理器必須在任何情況下操控最差的情況，則減少實(shí)際的MIPS可能并非很重要的目標(biāo)。PAR降低算法之后的被調(diào)制的信號(hào)的頻譜圖在圖8中示出。這種信號(hào)用于HD無線電FM混合模式的MP1，利用在中央FM頻率的每一側(cè)上的大約129-199kHz的頻率范圍中的有效子載波。每個(gè)側(cè)帶上具有191個(gè)子載波（總共382個(gè)），其中每19個(gè)子載波是一個(gè)基準(zhǔn)子載波。FM模擬信號(hào)頻譜在該圖中被省略，其中僅顯示了信號(hào)頻譜的數(shù)字部分。注意，有效子載波外部的噪聲被約束為在屏蔽之下。作用是所述算法將繼續(xù)以與PAR算法相同的方式在不需要均衡的情況下在每次迭代中降低峰值。然而，所述均衡通過PAR降低處理被保留。仿真結(jié)果證明具有相位均衡的PAR降低性能在統(tǒng)計(jì)學(xué)上等同于不具有均衡的性能。這是被期望的，因?yàn)槭д婧头逯当坏匦Ｕ?，并且以同樣的方式收斂。然而，具有?yán)重振幅均衡的PAR降低可以在一定程度上受到影響，因?yàn)檫@可以基于隨后的濾波作用的嚴(yán)重性而改變等同的輸出中的有效功率。例如，如果大量的子載波在HPA輸出處減弱20dB，則所述均衡將要求成比例地更多的功率以補(bǔ)償這些子載波?；フ{(diào)失真在不同的等同水平的全部子載波上的相互影響可以在潛在的PAR降低上具有一定作用。此外，嚴(yán)重的線性失真可以導(dǎo)致OFDM互載干擾以及符號(hào)間干擾，這些干擾在本算法中不被補(bǔ)償。然而，用于嚴(yán)重濾波的HPA輸出信號(hào)的均衡應(yīng)該被慎用。在一些應(yīng)用中，期望的均衡可以不是預(yù)定的固定向量。濾波和天線/HPA輸出網(wǎng)絡(luò)阻抗匹配可以因溫度、下雪和老化而改變。反饋信號(hào)可以用于更新濾波的特性，這可以適應(yīng)性地更新用于PAR降低算法中的均衡向量。圖5示出了通過輸出用于每個(gè)OFDM符號(hào)的調(diào)制的和PAR降低的時(shí)域信號(hào)樣本進(jìn)行的輸入OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)的操作。對(duì)美國(guó)專利No.7,542,517的算法的主要修正是增加了在流程圖的右手邊示出的模擬FM模擬符號(hào)向量。當(dāng)用于混合HD無線電系統(tǒng)時(shí)，增加時(shí)域FM符號(hào)長(zhǎng)度向量，但在每次迭代中減去頻域向量去除了FM與數(shù)字的干擾。通過以下的Mathcad代碼的示例說明了所述算法的一個(gè)實(shí)施例的細(xì)節(jié)：混合IBOC信號(hào)的PAR固有地小于僅數(shù)字信號(hào)的PAR。這是因?yàn)槲刺幚淼臄?shù)字分量的實(shí)際的PAR是12dB，而FM模擬信號(hào)具有恒定的包絡(luò)（PAR=0dB）。因此混合信號(hào)的PAR隨著其數(shù)模比率的增大而增大。此外，PAR降低算法對(duì)模擬和數(shù)字分量的向量和進(jìn)行校正（即數(shù)字分量不獨(dú)立于模擬分量來鉗位）。有時(shí)數(shù)字信號(hào)的峰值被模擬信號(hào)降低，因?yàn)樗矔r(shí)相位大于90度間隔。因此，混合PAR降低算法實(shí)際上在向量和超過閾值時(shí)將峰值鉗位，而不僅僅是在數(shù)字分量超過閾值時(shí)進(jìn)行所述鉗位。這引起更少的失真，或者針對(duì)混合算法的相同的整體失真引起更大的PAR降低。通過由于將數(shù)字信號(hào)添加到恒定包絡(luò)的FM信號(hào)而產(chǎn)生的振幅調(diào)制分量對(duì)FMHPA線性化性能的提高同樣是對(duì)混合PAR降低算法可實(shí)現(xiàn)的技術(shù)。效率提高的主要因素是通過在PAR降低算法內(nèi)包括FM模擬信號(hào)來實(shí)現(xiàn)的。本文討論的算法描述了用于適應(yīng)不相等的數(shù)字側(cè)帶功率以及適應(yīng)組合的模擬加數(shù)字混合信號(hào)的改進(jìn)的方法，因此使用了單個(gè)HPA。在另一個(gè)實(shí)施例中，可以包括自適應(yīng)閾值極限調(diào)節(jié)。圖9是包括具有該特征的PAR降低算法的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的簡(jiǎn)化的功能框圖。圖9包括圖3中的元素，并且進(jìn)一步包括測(cè)量調(diào)制誤差率110；濾波測(cè)量的調(diào)制誤差率的環(huán)路濾波器112；以及調(diào)節(jié)閾值極限114。測(cè)量、濾波和調(diào)節(jié)步驟可以使用已知的組件在硬件或軟件中實(shí)施。調(diào)制誤差率（MER）可以在激勵(lì)器內(nèi)被計(jì)算以最大化性能，可行地以自適應(yīng)的方式計(jì)算。MER被建立以評(píng)估IBOC數(shù)字信號(hào)的完整性。這種MER測(cè)量的特征在于退化，所述退化由于對(duì)用于OFDM調(diào)制中的每個(gè)有效子載波的理想的QPSK星座點(diǎn)的不期望的失真而引起。MER是與信噪比（SNR）類似但適合于IBOC數(shù)字信號(hào)的單位為dB的數(shù)值（例如14dB）。這種SNR測(cè)量偏好重視接近QPSK決策區(qū)域（增大誤差的概率）的失真噪聲分量，而不重視不會(huì)不利地影響誤差的概率的失真分量。傳統(tǒng)的負(fù)反饋控制環(huán)路（例如圖9）使用環(huán)路濾波器以控制環(huán)路帶寬（響應(yīng)時(shí)間和精確度）與環(huán)路噪聲之間的平衡。歸一化的QPSK星座上的閾值極限影響MER。復(fù)數(shù)QPSK星座被歸一化，使得I或Q分量具有絕對(duì)值1。該值被允許減小，從而適應(yīng)鉗位的互調(diào)失真作用。所述閾值極限被建立以避免I或Q分量變得過小，從而影響B(tài)ER性能。因此例如0.75的閾值極限被用作I和Q分量的最小絕對(duì)值。然而，期望的是允許該值盡可能地小，并且仍然滿足MER的要求。理想的閾值極限值可以作為由scalefm設(shè)置的相對(duì)模擬和數(shù)字信號(hào)分量水平的函數(shù)而改變。此外，下部和上部不均衡的主側(cè)帶水平的差可以影響理想的閾值極限值。該理想的閾值極限值還受超過MP1模式的擴(kuò)展的內(nèi)部子載波分區(qū)的影響。閾值極限（例如相對(duì)于數(shù)值1為0.85）是頻域QPSK星座（即混合信號(hào)向量）中的下部的I或Q幅度值，如圖7所示。用于設(shè)置閾值極限值的一種方法是計(jì)算用于目前的數(shù)字和模擬水平設(shè)置的MER，之后調(diào)節(jié)閾值極限，使得信號(hào)以一些可接受的裕度超過MER要求。然而，這可能是冗長(zhǎng)的，并且要求針對(duì)相對(duì)信號(hào)水平（模擬子載波、數(shù)字上部主子載波、數(shù)字下部主子載波和數(shù)字輔助子載波）和模式（有效數(shù)字分區(qū)）的每個(gè)組合的重新調(diào)節(jié)。這可以通過以下步驟自動(dòng)實(shí)現(xiàn)，即測(cè)量激勵(lì)器中的MER，之后調(diào)節(jié)反饋控制環(huán)路內(nèi)的閾值極限以保持MER處于期望的目標(biāo)水平。圖9中示出了簡(jiǎn)單的框圖。PAR降低算法還可以被應(yīng)用于具有不均衡的數(shù)字側(cè)帶的混合或全數(shù)字信號(hào)。目前對(duì)FCC規(guī)則進(jìn)行的允許混合數(shù)字IBOC功率的增大以及不均衡的數(shù)字側(cè)帶功率水平的增大的改變具有迅速重新開始的作用，從而提高組合方法以及具有混合IBOC信號(hào)的PAR降低算法的效率和性能?？梢杂糜趯?shí)施本發(fā)明的實(shí)施例的PAR降低算法適應(yīng)模擬FM信號(hào)以及不均衡的數(shù)字側(cè)帶的添加。如在本說明書中使用的，不均衡的數(shù)字側(cè)帶是指上部或下部主數(shù)字側(cè)帶的不均衡的水平。在新的FCC裁定之前，主上部和下部側(cè)帶（距中心頻率100-200kHz）被限制在相對(duì)于主FM模擬信號(hào)的-23dB的水平?，F(xiàn)在每個(gè)側(cè)帶水平可以被獨(dú)立地設(shè)置在-23dBc至-13dBc之間，以便適應(yīng)特定的第一相鄰的干擾條件。為了適應(yīng)不均衡的數(shù)字側(cè)帶，QPSK星座被約束以用于上部主子載波、下部主子載波或輔助子載波中的不均衡的子載波水平。HD無線電全數(shù)字FM模式MP4填充整個(gè)±200kHz的帶寬，所述帶寬具有有效子載波，該有效子載波不存在FM模擬信號(hào)。在±100kHz內(nèi)的新的輔助子載波被以低于超過±100kHz的主子載波的數(shù)值為20dB的降低的水平發(fā)射。這是OFDM數(shù)據(jù)向量的輔助子載波（箱）的縮放被用于二進(jìn)制數(shù)據(jù)的情況。雖然可以應(yīng)用與之前所述相同的PAR降低算法，但主要在外部的輔助子載波中的相對(duì)失真增大。這種相對(duì)失真中的增大是因?yàn)榫哂?0dB或更高水平的附近的主子載波的互調(diào)產(chǎn)物。在這些輔助子載波上應(yīng)用額外的約束以進(jìn)一步減小這種增大的相對(duì)失真。雖然可以通過將輔助子載波約束為輸入OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量來禁止所述輔助子載波中的任何失真，但這是過度的約束并且將導(dǎo)致時(shí)域信號(hào)中的增大的峰值再生。然而，即便施加了對(duì)閾值的裕度的約束（例如0.85），之前所述的約束也允許失真值相對(duì)較大。由于大于數(shù)值1.0值的失真分量，這種失真導(dǎo)致子載波功率的顯著增大。這個(gè)問題的一種解決方案是首先約束如前所述地用于主子載波的星座。額外的約束被施加在輔助子載波上，其中被約束的新的星座值是新的被約束的輸出和輸入的OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)向量的加權(quán)均值。這種平均降低了較大的失真值，使得引起的失真類似于（成比例于）主子載波。加權(quán)的均值可以進(jìn)一步被用于調(diào)節(jié)失真減小的程度。仿真顯示出在這種情況下是有效的。對(duì)這種平均權(quán)值的試驗(yàn)產(chǎn)生了權(quán)值的表達(dá)式，所述權(quán)值作為相對(duì)于最高子載波水平的子載波的水平的函數(shù)。子載波的最高水平可以被定義為具有水平1。其他子載波被設(shè)置為相對(duì)于1的某個(gè)（電壓）水平。例如，如果輔助子載波被設(shè)置為低于主子載波20dB，則主子載波的水平為1，并且輔助子載波的水平為0.1。類似地，如果下部的主子載波被設(shè)置為比上部的主子載波的水平低10dB，則下部主子載波的水平為0.316（-10dB）。因此，在相對(duì)于最大子載波電壓水平的電壓水平下用于任意子載波的權(quán)值為：權(quán)值=0.5·（1-水平）這種技術(shù)使用收斂偏置權(quán)值來控制更小的子載波上的失真水平。操控不均衡的主和輔助子載波水平的相同方法可以被重復(fù)應(yīng)用到上部和下部數(shù)字側(cè)帶。在此情況下，更大的上部或下部主側(cè)帶的子載波縮放（加權(quán)）始終被設(shè)置為1。之后其他側(cè)帶相對(duì)于1縮放，以便維持上部和下部側(cè)帶水平的恰當(dāng)?shù)谋嚷?。使用收斂偏置?quán)值控制輔助子載波上的失真水平的相同技術(shù)現(xiàn)在可以應(yīng)用于更小的上部或下部子載波。雖然本發(fā)明依據(jù)一些實(shí)施例進(jìn)行了說明，但對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員顯然的是，可以對(duì)公開的實(shí)施例進(jìn)行各種變化，而不背離如在以下的權(quán)利要求中提出的本發(fā)明的范圍。