專利名稱：快速時(shí)變信道下基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的ofdm信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本專利發(fā)明了一種應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)中的基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，屬于無(wú)線通信領(lǐng)域，它特別涉及OFDM信道估計(jì)方法屬于實(shí)用電磁波技術(shù)的數(shù)字移動(dòng)通信領(lǐng)域。特別設(shè)計(jì)數(shù)字地面電視，單載波OFDM通信系統(tǒng)，多載波通信系統(tǒng)，無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)等采用OFDM調(diào)制的數(shù)字通信系統(tǒng)中的信道估計(jì)技術(shù)。同時(shí)，本發(fā)明不但可碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時(shí)分多址(TDMA)系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)，而且本發(fā)明的思想還可用于一切BEM方法以及其衍生的方法中估計(jì)雷達(dá)、遙控遙測(cè)、航天等多種技術(shù)領(lǐng)域的其他特征參數(shù)。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexinhg)技術(shù)由于具有數(shù)據(jù)傳輸速率高，抗多徑能力強(qiáng)，頻譜效率高等優(yōu)點(diǎn)，越來(lái)越受到重視。它已經(jīng)成功的用于有線和無(wú)線通信。如DAB，DVB，IEEE802. Ila及HyperLAN/2中。OFDM這種新的調(diào)制技術(shù)也可用于新一代的移動(dòng)通信系統(tǒng)中。OFDM技術(shù)將大大提高新一代移動(dòng)通信系統(tǒng)傳輸數(shù)據(jù)率和頻譜效率，具有很好的抗多徑能力。隨著高速鐵路公路、航空飛行器通信需求的日益增長(zhǎng)，未來(lái)移動(dòng)通信系統(tǒng)將面臨高速移動(dòng)環(huán)境所帶來(lái)的挑戰(zhàn)。高速移動(dòng)環(huán)境產(chǎn)生的大多普勒頻移會(huì)導(dǎo)致信道的快速變化，嚴(yán)重降低移動(dòng)通信系統(tǒng)的性能。對(duì)于大多數(shù)接收機(jī)來(lái)說(shuō)，都是假設(shè)信道是準(zhǔn)靜態(tài)的，也就是說(shuō)假設(shè)信道在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持不變。多普勒衰落使得在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)的信道會(huì)發(fā)生顯著的變化。雖然可以通過減小符號(hào)周期的辦法來(lái)對(duì)抗多普勒衰落，但是這樣做將損失系統(tǒng)對(duì)抗多徑的能力或者降低系統(tǒng)的頻譜利用率。對(duì)時(shí)變信道進(jìn)行估計(jì)常用的方法可分為兩種(I)基于線性近似的信道估計(jì)。見文獻(xiàn)Yasamin Mosto and Donald C. Cox, iiICIMitigation for Pilot-Aided FDM Mobile Systems，，，IEEE Transaction on wirelesscommunication, vol. 4, no. 2, March 2005，Page (s):765:774。在OFDM系統(tǒng)中數(shù)據(jù)是基于符號(hào)發(fā)送，設(shè)fd是多普勒頻移，Ts是一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，那么當(dāng)歸一化多普勒頻移fdTs < 0. 05時(shí)，信道在每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)的變化可以忽略不計(jì)，因此可以認(rèn)為是準(zhǔn)靜止信道。當(dāng)0. 05 < fdTs < 0. I時(shí)，信道在每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)是緩慢變化的，可以近似認(rèn)為是線性變化，而當(dāng)fdTs < 0. I時(shí)，信道在每個(gè)傳輸單元時(shí)間內(nèi)的變化劇烈，不能再近似為線性變化。當(dāng)信道在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)線性變化時(shí)，通過導(dǎo)頻符號(hào)估計(jì)信道抽頭中值，然后通過相鄰的兩個(gè)符號(hào)的信道抽頭中值確定斜率，進(jìn)而確定每個(gè)信道抽頭系數(shù)。但是，該方法需要在每個(gè)OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻個(gè)數(shù)大于L (歸一化信道長(zhǎng)度)，對(duì)于較長(zhǎng)信道的估計(jì)，需要的導(dǎo)頻數(shù)量較多，降低了頻譜利用率。(2)基于 BEM 模型的信道估計(jì)。見文獻(xiàn) Zijinan Tang and Paolo Banelli, ”Pilot-Assisted time-varying Channel Estimation for OFDM Systems，，， IEEE Trans.Signal Processing, 2007. Page (s): I 13.其基本原理如下首先，給出BEM信道建模的通用表達(dá)式，即信道的每一個(gè)時(shí)變抽頭hdn)，n=0, I, ···, N-1,被表示為一組時(shí)變函數(shù)的加權(quán)疊加。M〃) = |XA,,(") ⑴
q=0其中，gu作為第I個(gè)抽頭的第q個(gè)基函數(shù)的系數(shù)；b,(η)為事先設(shè)定的第q個(gè)基函數(shù)，q=0, 1，…，Q，Q為階數(shù)，通常取Q = 2\，Lx和T分別為最大多普勒頻移和最小
傳輸單元的時(shí)間。根據(jù)基函數(shù)的不同，可以對(duì)BEM進(jìn)行分類
(I)傅里葉基函數(shù)采用傅立葉基函數(shù)的BEM即為CE-BEM，是最常見的一類，其基函數(shù)表示為Λι;(") = β/9η(2)其中，wq=(2 ν/λ )cos(2 q/Q)，V和λ分別為收發(fā)端的相對(duì)移動(dòng)速度和載波波
長(zhǎng)。為了運(yùn)算方便，更多的文獻(xiàn)將其簡(jiǎn)化為'=2；rk-9/iV。
V 1 )1CE-BEM有一個(gè)缺點(diǎn)，就是在建模的信道兩端邊緣帶有明顯的模型誤差。為了解決這個(gè)問題，有人提出了過采樣CE-BEM(Oversampled CE-BEM，0CE-BEM)，即
wq=2K[q-^jkN ,k 為一個(gè)正整數(shù)。另外，有人提出了利用余弦基函數(shù)代替傅立葉基函數(shù)的簡(jiǎn)化模型，即C-BEM。這樣可以使得運(yùn)算復(fù)雜度相對(duì)降低。Λ;(/7) = Cos[ ^/(O(2)多項(xiàng)式基函數(shù)采用多項(xiàng)式基函數(shù)的BEM稱為Ρ-ΒΕΜ，它是以泰勒級(jí)數(shù)理論為基礎(chǔ)的，利用一系列的多項(xiàng)式的線性結(jié)合來(lái)對(duì)時(shí)變信道抽頭進(jìn)行逼近，其基函數(shù)表示為bq{n) = (η-—Y (4)P-BEM雖然沒有CE-BEM那樣嚴(yán)重的邊緣問題，但是也不是令人很滿意的。而且對(duì)多普勒擴(kuò)展比較敏感，在低多普勒擴(kuò)展下表現(xiàn)的較好，在高多普勒擴(kuò)展下效果受到影響。除此之外，還有基于離散Karhunen-Loeve(DKL)的基擴(kuò)展模型,其在均方誤差意義上是最優(yōu)的，但這種方法要求信道的多普勒功率譜滿足特定的形狀，一旦實(shí)際信道不能滿足該條件，則將不再最優(yōu)。基于離散橢球序列(DSP, discrete prolate spheroidal)的基擴(kuò)展模型相當(dāng)于是DKL下的矩形譜，DSP是一系列正交的球函數(shù)，具有很強(qiáng)的能量集中性，由橢球基的線性組合來(lái)模擬信道的變化，無(wú)論在低多普勒頻譜擴(kuò)展下還是在高多普勒頻譜擴(kuò)展下都具有較好的擬合程度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有快速信道估計(jì)方法，在復(fù)雜信道環(huán)境下不具有良好的魯棒特性，對(duì)信道邊緣的估計(jì)存在較大的誤差等缺陷，提出了一種應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)中的基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，該方法降低了估計(jì)的參數(shù)個(gè)數(shù)，降低了運(yùn)算復(fù)雜度，減小了現(xiàn)有信道估計(jì)的誤碼率，能夠有效解決復(fù)雜信道環(huán)境的信道估計(jì)問題。本發(fā)明解決上述技術(shù)問題的技術(shù)方案是提出了一種應(yīng)用于OFDM系統(tǒng)中的基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道估計(jì)方法。在移動(dòng)通信中，多普勒頻展所產(chǎn)生的時(shí)變信道，可以通過控制一個(gè)窄帶平穩(wěn)高斯過程的頻譜來(lái)實(shí)現(xiàn)，而且頻域信道兩端具有較多的能量，承載信道較多信息，對(duì)其進(jìn)行準(zhǔn)確的估計(jì)，就可以對(duì)整個(gè)信道進(jìn)行準(zhǔn)確的估計(jì)。這一轉(zhuǎn)化使得原本需要估計(jì)的大量信道參數(shù)， 減少為少量的基系數(shù)。通過對(duì)信道進(jìn)行對(duì)稱基函數(shù)運(yùn)算，用求得的對(duì)稱基系數(shù)擬合整個(gè)信道，該方法能夠有效減小建模誤差，特別是信道邊緣的誤差。由于這種建模是以一個(gè)OFDM符號(hào)周期為單位進(jìn)行的，因此，這些基系數(shù)在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)將保持不變。這一轉(zhuǎn)化使得原本需要估計(jì)的大量信道參數(shù)，減少為少量的BEM基系數(shù)。于是，利用少量的導(dǎo)頻符號(hào)或者訓(xùn)練序列，便能完成對(duì)時(shí)變信道的估計(jì)，且受到信道衰落快慢的影響較小?！N基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，包括步驟(I)對(duì)接收到的OFDM符號(hào)信號(hào)進(jìn)行快速傅里葉變換處理，獲得頻域接收信號(hào)Y(k)；(2)從頻域接收信號(hào)Y(k)中提取導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)；(3)根據(jù)導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)，通過基于對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型估計(jì)信道多徑時(shí)域沖擊響應(yīng)所對(duì)應(yīng)的基系數(shù)向量g。具體為從基擴(kuò)展模型中選取N個(gè)子載波基函數(shù)對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)，
并對(duì)其進(jìn)行擴(kuò)展和壓縮處理，獲得每一個(gè)采用點(diǎn)對(duì)應(yīng)的基函數(shù)％(〃)，建立N個(gè)子載波基函
數(shù)& (〃)對(duì)應(yīng)的對(duì)角矩陣D,，根據(jù)對(duì)角矩陣Dq獲得所有導(dǎo)頻位置所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣；根據(jù)發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào)Xp獲得發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)的頻域矩陣；用利用導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)及發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)的頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)S ；(4)根據(jù)系數(shù)向量^計(jì)算時(shí)域信道矩陣纟，獲得信道沖擊響應(yīng)。根據(jù)^構(gòu)建第q階基函數(shù)的所有L徑對(duì)應(yīng)的基系數(shù)矩陣Gq
"gq,o 0 ··· 0 S認(rèn)-I ··· gq,i~
Sqi gq.n O ■■· O ··■ g,pGq= .； .； .:· ·:·.；'，調(diào)用公式得到估計(jì)的時(shí)域
.... . U
O ··· ··· ··. ... ··. O^ β
h = TD G
Q ...... σ··· ... σ4 q
_ υSq,0_q=C\
信道矩陣 ，得到信道沖擊相應(yīng)完成信道估計(jì)?；鶖U(kuò)展信道模型可采用傅立葉基函數(shù)模型，多項(xiàng)式基函數(shù)模型，卡洛基函數(shù)模型。本發(fā)明提出的信道建模方法的基本原理是通過對(duì)稱基擴(kuò)展擴(kuò)展提高信道在邊界位置的連續(xù)性，對(duì)稱擴(kuò)展以后的信道在頻域上能量相對(duì)更為集中，通過基系數(shù)的選取，可以準(zhǔn)確的擬合出信道矢量，能夠有效的提高擬合信道精度。本發(fā)明可用于無(wú)線通信系統(tǒng)在高速鐵路、航空飛行器等超高速移動(dòng)復(fù)雜環(huán)境下的時(shí)變信道估計(jì)方法。


圖I基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道信道估計(jì)過程；圖2對(duì)比在高速?gòu)?fù)雜信道環(huán)境下LS估計(jì)、BEM估計(jì)、SBEM估計(jì)的均方誤差；
圖3在不同的歸一化多普勒頻率下對(duì)應(yīng)的MSE。
具體實(shí)施例方式BEM信道估計(jì)利用了時(shí)變信道通常具有的窄帶特性，將時(shí)變信道轉(zhuǎn)變成少量正交分量的加權(quán)線性疊加。其中的權(quán)值也就是BEM基系數(shù)。由于這種建模是以一個(gè)OFDM符號(hào)周期為單位進(jìn)行的，因此，這些基系數(shù)在OFDM符號(hào)周期內(nèi)將保持不變。這一轉(zhuǎn)化使得原本需要估計(jì)的大量信道參數(shù)，減少為少量的BEM基系數(shù)。于是，利用少量的導(dǎo)頻符號(hào)或者訓(xùn)練序列，便能完成對(duì)時(shí)變信道的估計(jì)，且受到信道衰落快慢的影響較小。下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。如圖I為基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道信道估計(jì)。具體步驟包括如下步驟I.對(duì)接收到的OFDM符號(hào)進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT)處理，獲得頻域接收信號(hào) Y (k)，k=0, I,…，K-I，K 為 FFT 的點(diǎn)數(shù)；步驟2.從頻域接收信號(hào)Y(k)中提取導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)，其中，P= [P(1，P1，…，Pp-Jt是導(dǎo)頻在子載波中的位置向量，Pffl是第m個(gè)導(dǎo)頻所在的子載波序號(hào)，P為導(dǎo)頻符號(hào)個(gè)數(shù)。步驟3.利用導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)，通過基于對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型估計(jì)出信道多徑時(shí)域
沖擊響應(yīng)所對(duì)應(yīng)的基系數(shù)^。從基擴(kuò)展模型中選取N個(gè)子載波基函數(shù)對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)，并對(duì)其進(jìn)行擴(kuò)展和壓縮處理，獲得每一個(gè)采用點(diǎn)對(duì)應(yīng)的基函數(shù)％ ，建立N個(gè)子載波基函數(shù)％0)對(duì)應(yīng)的對(duì)角矩陣D,，根據(jù)對(duì)角矩陣Dq獲得所有導(dǎo)頻位置所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣，利用導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)及頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)‘本發(fā)明所提出的信道估計(jì)方法是建立在基于對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型的基礎(chǔ)上，通過對(duì)稱擴(kuò)展提高信道在邊界位置的連續(xù)性，對(duì)稱擴(kuò)展以后的信道在頻域上能量相對(duì)更為集中，通過基系數(shù)的選取，可以準(zhǔn)確的擬合出信道矢量，能夠有效的提高擬合信道精度。如設(shè)信道多徑的個(gè)數(shù)為L(zhǎng)，對(duì)稱基擴(kuò)展模型的階數(shù)為Q，通常取2
^ax和T分別為最大多普勒頻移和一個(gè)OFDM符號(hào)周期，基系數(shù)向量g的表達(dá)形式為g = [g^gy,---,gjJ，q=0，I,…，Q，其中 g^ligq，。，gq,i,…，gd]T 為所有 L 條徑的第 q 階系數(shù)，(·)τ表示矩陣的轉(zhuǎn)置，(·)Η表示矩陣的復(fù)共軛轉(zhuǎn)置，(*)-1表示矩陣的求逆。從導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)通過基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型得到基系數(shù)向量g的具體步驟為3. I獲得對(duì)稱基系數(shù)矩陣。提取傳統(tǒng)基擴(kuò)展模型中第q個(gè)基系數(shù)的第η個(gè)采樣點(diǎn)bq(n)，其中傳統(tǒng)基擴(kuò)展模型可包括傅立葉基函數(shù)模型，多項(xiàng)式基函數(shù)模型，卡洛基函數(shù)模型等。現(xiàn)以傅立葉基函數(shù)為例說(shuō)明對(duì)稱基函數(shù)的獲取，其它傳統(tǒng)模型的基函數(shù)獲取方法類似，也可采用本領(lǐng)域技術(shù)人員知曉的其它方法。(I)對(duì)于一個(gè)具有N個(gè)子載波的OFDM系統(tǒng)，其傅立葉基函數(shù)為bq (n) = e . n = 0,\··· ,N -\其中wq=2 3i (q-Q/2)/N。(2)對(duì)該傅立葉基函數(shù)進(jìn)行擴(kuò)展，得b；；m(n) = ejnrn, η = θχ···αΝ~1 其中”廣=2ir(q-(J2) I [IN) =2)/N。(3 )對(duì)b:m (η)進(jìn)行壓縮，得/': (") = (") + b；·"' (2八,-1 ))/2, " = 0Λ …— I其中，0(4)建立第q個(gè)基函數(shù)久:(")對(duì)應(yīng)的對(duì)角矩陣DqD9 = diag {[Zr； (O),Vq (I), · · ·,釋-1)]}( 5 )建立D,,在頻域?qū)?yīng)的矩陣Λ q=FD F其中，F(xiàn)為NX N維的離散傅立葉變換矩陣Fpm= N ^，p=0, I,…，N-l，m=0，I, — ,N-I ；(6)獲得所有基函數(shù)所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣A = LAtl, A1，…，Aq];(7)根據(jù)基函數(shù)的頻域矩陣獲得所有導(dǎo)頻位置所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣
Δ一 =[ΔΓΑΡ"°ν··,Δ廣,],其中Δ丨表示第q階基系數(shù)PXP維矩陣，Afi矩陣中第m行
第η列的元素= Aq(pn,pn)，Pm是第m個(gè)導(dǎo)頻所在的子載波序號(hào)。3. 2根據(jù)發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào)Xp獲得信號(hào)變換域矩陣(I)通過發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào)Xp得到發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)的對(duì)角矩陣ΛχΔχ = diag(2)通過對(duì)角矩陣Δ γ建立信號(hào)變換域矩陣S = Ie+i (AxFI(p,:))其中，IQ+1為Q+1維的單位矩陣； 為Kronecker積朽為離散傅立葉變換矩陣F的前L列，L是多徑數(shù)，F(xiàn)jp，:)是一個(gè)PXL維的矩陣，其為矩陣^對(duì)應(yīng)于導(dǎo)頻位置的元素。
3. 3根據(jù)所有導(dǎo)頻位置所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣和信號(hào)變換域矩陣根據(jù)公式A=ApilrtS獲得總的頻域矩陣。3. 4根據(jù)導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)及頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)g。可采用了現(xiàn)有的最小二乘法和最小均方誤差法來(lái)獲得基系數(shù)^也可采用本領(lǐng)域技術(shù)人員熟知的其它方法。3. 4. I最小二乘信道估計(jì)方法就是用頻域接收導(dǎo)頻信號(hào)除以頻域發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)，從而得到基系數(shù)g的LS估計(jì)，具體可調(diào)用公式iLS =(AffA)^' AffY(p)獲得基系數(shù)g的LS估計(jì)，作為基系數(shù)。3. 4. 2最小均方誤差信道估計(jì)方法就是將頻域接收信號(hào)和基系數(shù)矩陣的相關(guān)矩陣作為信道估計(jì)初始值，用其乘以頻域接收信號(hào)自相關(guān)矩陣的逆，從而得到基系數(shù)g的MMSE估計(jì)，作為基系數(shù)，該方法可以按照下式進(jìn)行
^mv1se = RgYfp)R；p)Y(p)Y(P) = RgAff (ARgAff ；)—1 Y(p)其中，RgY(p)表示頻域接收信號(hào)和基系數(shù)矩陣的相關(guān)矩陣；RY(P)Y(P)為頻域接收信號(hào)自相關(guān)矩陣，Rg為待估計(jì)的g的自協(xié)方差矩陣。4.根據(jù)基系數(shù)向量g計(jì)算時(shí)域信道沖擊響應(yīng) 4. I通過^求得第q階基函數(shù)對(duì)應(yīng)的所有L徑對(duì)應(yīng)的基系數(shù)矩陣GyGq為NXN維
的循環(huán)Toeplitz矩陣,第一列為[gq，。，gu,…，gu-i，0，…，0]τ,貝丨J
~ Sq,0 0 ■■· 0 ^ ^ ··· sq,i~
Sql gq,o O ··· O ··· gij2
?！ぁ? ··· ··· ··· ··. ο ο '·. '·. '·. '·. 0
0 ...... g^-1 ...... Sqfl _矩陣中的元素包括0，I……L所有L徑對(duì)應(yīng)的第q個(gè)基系數(shù)。4. 2將對(duì)角矩陣Dq和基系數(shù)矩陣Gq擬合得到估計(jì)的時(shí)域信道矩陣
八裏h = 2]D G。
9=0其中， 是NXN的時(shí)域信道矩陣，表示為
"hj0) O … O h,J0) ··· Iil(O)" h/J) Ii0(I) O ···O ··· h2(l) = ·· ·· ···· ·· ；Α(η)表示第 I 個(gè)
H,(L -I) ·· ·· ···· ·· O
ο ■·. '·. '·. '·. ··· O
O··· ··· hL j(N-1) ··· ··· H0(N-I)信道抽頭在η時(shí)刻的信道沖激響應(yīng)。獲得信道沖擊響應(yīng)，由此完成信道估計(jì)。圖2對(duì)比了在高速?gòu)?fù)雜信道環(huán)境下LS估計(jì)、BEM估計(jì)以及本發(fā)明提出的對(duì)稱基擴(kuò)展模型估計(jì)(SBEM)的均方誤差(MSE)，即我們采用發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)與其估計(jì)值之間的差值
取平方，其中β =「Λ·7 ，即可很清楚的發(fā)現(xiàn)本發(fā)明所提出的信道估計(jì)算法的性能優(yōu)于現(xiàn)
有算法。從圖2比較可知本專利相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)可以更為準(zhǔn)確的估計(jì)出信道的沖激響應(yīng)。圖3是2時(shí)本發(fā)明在不同的歸一化多普勒頻率下對(duì)應(yīng)的MSE，我們仿真
信噪比(SNR)為30dB時(shí)的均方誤差(MSE)。從圖3中可以看出，對(duì)于時(shí)變信道不同的多普勒頻率，本發(fā)明的性能優(yōu)于現(xiàn)有的技術(shù)。
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圖2到圖3的仿真主要參數(shù)為信道采用單徑的瑞利信道，采樣點(diǎn)個(gè)數(shù)n=1024個(gè)，采樣速率sampling_rate=30. 72X IO6,載波頻率fe=2. 6GHz,相對(duì)運(yùn)動(dòng)速度圖2中v=120km/h0本發(fā)明適用于所有采用OFDM系統(tǒng)進(jìn)行調(diào)制的系統(tǒng)，尤其適用于OFDM系統(tǒng)中的信道估計(jì)技術(shù)。雖然本發(fā)明的技術(shù)方案主要針對(duì)OFDM系統(tǒng)，但是，任何具有信號(hào)處理、通信等知識(shí)背景的工程師都可以根據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)出相應(yīng)的針對(duì)碼分多址、時(shí)分多址的信道估計(jì)方法，這些均應(yīng)本發(fā)明思想和范圍之中。同時(shí)，本專利的思想也可以用于采用BEM方法以及其衍生方法估計(jì)其他特征參數(shù)，這些方法也應(yīng)包含在本發(fā)明的思想和范圍中。
權(quán)利要求
1.一種基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，包括步驟(1)對(duì)接收到的OFDM符號(hào)信號(hào)進(jìn)行快速傅里葉變換處理，獲得頻域接收信號(hào)Y(k)； (2)從頻域接收信號(hào)Y(k)中提取導(dǎo)頻符號(hào)Y (P)； (3)根據(jù)導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)，通過基于對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型估計(jì)信道多徑時(shí)域沖擊響應(yīng)所對(duì)應(yīng)的基系數(shù)g ; (4)根據(jù)系數(shù)向量g計(jì)算時(shí)域信道矩陣纟，獲得信道沖擊響應(yīng)。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，所述對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型包括傅立葉基函數(shù)模型，多項(xiàng)式基函數(shù)模型，卡洛基函數(shù)模型。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，估計(jì)信道多徑時(shí)域沖擊響應(yīng)所對(duì)應(yīng)的基系數(shù)向量g具體為從基擴(kuò)展模型中選取N個(gè)子載波基函數(shù)對(duì)應(yīng)的采樣點(diǎn)，并對(duì)其進(jìn)行擴(kuò)展和壓縮處理，獲得每一個(gè)采用點(diǎn)對(duì)應(yīng)的基函j / b ( )，建立N個(gè)子載波基函數(shù)％( )對(duì)應(yīng)的對(duì)角矩陣D,，根據(jù)對(duì)角矩陣Dq獲得所有導(dǎo)頻位置所對(duì)應(yīng)的頻域矩陣；根據(jù)發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào)Xp獲得發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)的頻域矩陣；利用導(dǎo)頻符號(hào)Y (P)及發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)的頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)S。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，根據(jù)系數(shù)向量-計(jì)算時(shí)域信道沖擊響應(yīng)具體包括根據(jù)g構(gòu)建第q階基函數(shù)的所有L徑對(duì)應(yīng)的基系數(shù)矩陣Gq
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)于傅立葉基函數(shù)模型，提取OFDM系統(tǒng)中傅立葉基函數(shù)= n = 0,l-,N-l ;對(duì)其進(jìn)行擴(kuò)展及壓縮獲得第q個(gè)基函數(shù)％( );建立第q個(gè)基函數(shù)％( )對(duì)應(yīng)的對(duì)角矩陣Dq:
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，根據(jù)公式b:「(n) = eJ<\ η- I 2\ -I 進(jìn)行擴(kuò) 展，根據(jù)公 式A:(") = (0) + A; d _l))/2, η = 0Χ···,Ν-1 對(duì) b:m(n)進(jìn)行壓縮，其中，
7 根據(jù)權(quán)利要求3所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，利用導(dǎo)頻符號(hào)Y(p)及頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)進(jìn)一步包括采用最小二乘法，調(diào)用公式^S=(A A)—1AffY(P)用接收的頻域?qū)ьl信號(hào)除以頻域發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)，得到基系數(shù)g的LS估計(jì)作為基系數(shù)g。
8.根據(jù)權(quán)利要求3所述的快速時(shí)變信道估計(jì)方法，其特征在于，利用導(dǎo)頻符號(hào)Y(P)及頻域矩陣估計(jì)基系數(shù)進(jìn)一步包括采用最小均方誤差信道估計(jì)方法，根據(jù)公式g,mi , = RgY(P)R,·(Ρ)Υ(Ρ)Υ(Ρ) = RgAii (ARgAffY Y(P)將頻域接收信號(hào)和基系數(shù)矩陣的相關(guān)矩陣作為信道估計(jì)初始值，用其乘以頻域接收信號(hào)自相關(guān)矩陣的逆，從而得到基系數(shù)g的MMSE估計(jì)作為基系數(shù)^其中，RgY(p)表示頻域接收信號(hào)和基系數(shù)矩陣的相關(guān)矩陣；RY(P)Y(P)為頻域接收信號(hào)自相關(guān)矩陣，Rg為g的自協(xié)方差矩陣。
全文摘要
快速時(shí)變信道下基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的OFDM信道估計(jì)方法。本發(fā)明提供了一種快速時(shí)變信道估計(jì)方法。在高速、中速、低速等復(fù)雜信道環(huán)境下現(xiàn)有的基于基擴(kuò)展模型的信道估計(jì)方法不具有良好的魯棒特性。本發(fā)明提出了基于對(duì)稱基擴(kuò)展模型的信道估計(jì)。從頻域接收信號(hào)Y(k)中提取導(dǎo)頻符號(hào)Y(p)；根據(jù)導(dǎo)頻符號(hào)Y(p)，通過基于對(duì)稱基擴(kuò)展信道模型估計(jì)信道多徑時(shí)域沖擊響應(yīng)所對(duì)應(yīng)的基系數(shù)向量；根據(jù)系數(shù)向量計(jì)算時(shí)域信道矩陣，獲得信道沖擊響應(yīng)，完成信道估計(jì)。該方法復(fù)雜度低，是具有高精度的新型快速時(shí)變信道估計(jì)的方法。本發(fā)明能用于各類采用OFDM進(jìn)行調(diào)制的通信系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)，也可用于碼分多址(CDMA)系統(tǒng)、時(shí)分多址(TDMA)系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)。
文檔編號(hào)H04L27/26GK102833194SQ201210307760
公開日2012年12月19日 申請(qǐng)日期2012年8月27日 優(yōu)先權(quán)日2012年8月27日
發(fā)明者王毅, 陳前斌, 龍墾, 張祖凡, 王香瑜, 范小川 申請(qǐng)人:重慶郵電大學(xué)