專利名稱：用于無線局域網(wǎng)的射程擴大技術(shù)的制作方法
用于無線局域網(wǎng)的射程擴大技術(shù)本申請是申請?zhí)枮?00680046223. 5,PCT國際申請?zhí)枮镻CT/US2006/062033、國際 申請日為2006年12月13日、題為“用于無線局域網(wǎng)的射程擴大技術(shù)”的申請的分案申請。在35U. S. C. § 119下的優(yōu)先權(quán)要求本申請要求2005年12月13日提交的已轉(zhuǎn)讓給本申請受讓人且通過引用納入于 此的題為“〃 RANGE EXTENSION TECHNIQUES FOR A WIRELESS LOCAL AREA NETWORK(用于 無線局域網(wǎng)的射程擴大技術(shù))”的臨時美國申請S/N. 60/750, 183的優(yōu)先權(quán)。背景I.領(lǐng)域本公開一般涉及通信，尤其涉及用于擴大無線局域網(wǎng)(WLAN)的傳輸射程的技術(shù)。II.背景無線通信網(wǎng)絡(luò)被廣泛地部署以提供諸如數(shù)據(jù)、語音、視頻等各種通信服務(wù)。這些無 線網(wǎng)絡(luò)包括為大地理區(qū)域(例如，城市)提供通信覆蓋的無線廣域網(wǎng)(WWAN)、為中等大小的 地理區(qū)域(例如，大樓)提供通信覆蓋的無線局域網(wǎng)(WLAN)、以及為小地理區(qū)域(例如，家 庭)提供通信覆蓋的無線個域網(wǎng)(WPAN)。IEEE 802. 11是由電氣和電子工程師協(xié)會(IEEE)為WLAN開發(fā)的標準族。這些標 準涵蓋中程無線電技術(shù)。IEEE標準802. 11，1999版(或簡稱為“802. 11”)使用跳頻擴譜 (FHSS)或直接序列擴譜(DSSS)來支持2. 4吉赫茲(GHz)頻帶中1兆和2兆比特/秒(Mbps) 的數(shù)據(jù)率。IEEE標準802. lla-1999(或簡稱為“802. 11a”)使用正交頻分復用(OFDM)來 支持5GHz頻帶中6到54Mbps的數(shù)據(jù)率。IEEE標準802. llb-1999 (或簡稱為“802. lib”) 使用DSSS來支持2. 4GHz頻帶中1到IlMbps的數(shù)據(jù)率。IEEE標準802. llg-2003 (或簡稱 為“802. Ilg")使用DSSS和OFDM來支持2. 4GHz頻帶中1到54Mbps的數(shù)據(jù)率。這些不同 的IEEE 802. 11標準是本領(lǐng)域內(nèi)公知的且可為公眾得到的。IEEE 802. 11標準所支持的最低數(shù)據(jù)率是1Mbps。可靠地接收在IMbps的最低數(shù)據(jù) 率下發(fā)送的傳輸要求某一最小信噪干擾比(SNI )。由此傳輸?shù)纳涑逃陕湓谄鋬?nèi)的接收站能 達到所要求的或更好的SNR的地理區(qū)域來決定。在某些情形中，希望能以比對應(yīng)于802. 11 標準所支持的最低數(shù)據(jù)率的射程大的射程來發(fā)送傳輸。此外，希望能以發(fā)射和接收站兩者 處硬件復雜度最小的增加來達成更大的傳輸射程。因此，需要能為WLAN擴大傳輸射程的高成本效能的技術(shù)。概述本文中描述了用于在WLAN中擴大傳輸射程的技術(shù)。在一方面，接收站基于一個或 多個初始分組傳輸確定發(fā)射站與該接收站之間的頻率誤差，并為接收自該發(fā)射站的后繼分 組傳輸校正此頻率誤差。分組傳輸是在某個量的時間內(nèi)某個量的數(shù)據(jù)的傳輸。在針對頻率 誤差作校正之后殘余的頻率誤差很小，并且允許接收站執(zhí)行較長時間區(qū)間上的相干累加/ 積分以作針對分組傳輸?shù)臋z測。這種較長的相干累加區(qū)間提升了檢測性能，尤其提升了對 于擴大的傳輸射程會遭遇到的低SNR情況下的檢測性能。每當接收站知道了發(fā)射站的身 份——例如如果后繼分組傳輸是經(jīng)調(diào)度的就可能會是這種情形——就可隨時使用這些頻率校正技術(shù)。在另一方面，用較長的擴展序列來生成前同步碼并將其隨每一分組傳輸發(fā)送。接 收站可執(zhí)行該較長擴展序列的長度上的相干累加以在低SNR情況下達成更可靠的檢測。在以下更詳細地描述本發(fā)明的各個方面和實施例。附圖簡述

圖1示出了具有接入點和多個用戶終端的WLAN。圖2示出了 WLAN的傳輸時間線。圖3示出了 802. Ilb的分組和前同步碼。圖4示出了用于帶頻率校正地來接收數(shù)據(jù)的過程。圖5示出了用于帶頻率校正地來接收數(shù)據(jù)的裝置。圖6示出了用于射程擴大模式的前同步碼。圖7示出了發(fā)射站和接收站的框圖。圖8示出了捕獲處理器的實施例。圖9A到9C示出了捕獲處理器的另一實施例。圖10示出了頻率誤差估計器的框圖。圖11示出用于在WLAN中接收數(shù)據(jù)的過程。圖12示出了用于在WLAN中接收數(shù)據(jù)的裝置。詳細描述本文中描述的射程擴大技術(shù)可用于各種無線電技術(shù)和標準，諸如IEEE802. 11。為 明晰起見，以下描述的很大部分是關(guān)于統(tǒng)稱為802. llb/g的802. Ilb和802. Ilgo圖1示出了具有接入節(jié)點110和多個用戶終端120的WLAN 100。接入點是與用戶 終端通信的站。接入點也可稱為基站、基收發(fā)機子系統(tǒng)(BTQ、B節(jié)點、和/或其它某個網(wǎng)絡(luò) 實體并可包含其部分或全部功能性。用戶終端120可分布在WLAN 100中各處，并且每個用 戶終端可以是固定或移動的。用戶終端也可稱為移動站、用戶裝備(UE)、和/或其其它某個 設(shè)備，并可包括其部分或全部功能性。用戶終端可以是無線設(shè)備、蜂窩電話、膝上型計算機、 個人數(shù)字助理(PDA)、無線調(diào)制解調(diào)器卡等。用戶終端可與接入節(jié)點或另一用戶終端通信。對于集中式網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，網(wǎng)絡(luò)控制器130耦合至接入點并提供對這些接入點的協(xié)調(diào) 和控制。網(wǎng)絡(luò)控制器130可以是單一網(wǎng)絡(luò)實體或是網(wǎng)絡(luò)實體的集合。對于分布式架構(gòu)，接 入點可不使用網(wǎng)絡(luò)控制器130地按需彼此通信。通常，WLAN可包括任何數(shù)目的站，其中站(STA)可以是接入點或用戶終端。站可 實現(xiàn)諸IEEE 802. 11標準——例如802. Ilb和/或802. Ilg——中的任何一個或任何組合。 站也可實現(xiàn)支持至少一個低于IMbps的數(shù)據(jù)率的射程擴大模式。例如，射程擴大模式可支 持500千比特/秒(Kbps)、250Kbps、125Kbps等的數(shù)據(jù)率或這些較低數(shù)據(jù)率的組合。通常， 可為逐漸增大的地理區(qū)域?qū)崿F(xiàn)可在逐漸減低的SNR下接收到的逐漸減低的數(shù)據(jù)率下的分 組傳輸。這是因為可靠接收分組傳輸?shù)湫偷匾竽骋蛔钚”忍啬芰吭肼暶芏缺?Eb/No)。 因此，隨著數(shù)據(jù)率降低，數(shù)據(jù)比特在較長的持續(xù)時間上傳送，接收站處所要求的信號電平得 以降低，并且傳輸射程得以增大。例如，125Kbps下的分組傳輸可在比IMbps所要求的SNR 低得多的SNR下被可靠地接收到。因此，與IMpps傳輸相比，125Kbps傳輸具有更長的傳輸 射程和更大的覆蓋區(qū)域。
圖2示出了 WLAN 100的示例傳輸時間線200。接入點110維護關(guān)于被該接入點覆 蓋的所有傳輸?shù)囊粭l時間線。接入點110定期地傳送攜帶(1)由其它站用于捕獲的前同步 碼和(2)用于支持與該接入點的通信的各種類型的信息這兩者的信標。信標中的這些信息 包括(1)允許用戶終端檢測和標識出接入點的接入點標識符(AP ID)和( 指示相繼信標 傳輸之間的時期的信標間隔。信標是在由信標間隔相隔開的目標信標傳送時間(TBTT)上 傳送的。TBTT之間的時期可被劃分成無爭用期(CFP)和爭用期(CP)。無爭用期覆蓋信標 以及由該接入點控制和調(diào)度的其它傳輸。因此，在無爭用期間的任何給定時刻僅一個站在 該無線介質(zhì)上傳送，并且在此期間，在諸站間沒有對該無線介質(zhì)的爭用。爭用期覆蓋經(jīng)該接 入點調(diào)度的傳輸以及未經(jīng)該接入點調(diào)度的傳輸。因此，在爭用期間，在該無線介質(zhì)上多于一 個的站可同時傳送。IEEE 802. 11規(guī)定了三種信道接入功能，它們被稱為分布式協(xié)調(diào)功能(DCF)、點協(xié) 調(diào)功能(PCF)、和混合式協(xié)調(diào)功能(HCF)。DCF經(jīng)由帶沖突避免的載波偵聽多址(CSMA/CA) 協(xié)議來支持基于爭用的信道接入。對于DCF，分組傳輸是不經(jīng)調(diào)度的，并且站可在偵聽到無 線介質(zhì)不忙的情況下傳送。DCF在爭用期間起作用。PCF經(jīng)由在接入點處實現(xiàn)的集中式點協(xié)調(diào)器來支持無爭用信道接入。對于PCF，點 協(xié)調(diào)器輪詢諸特定站以進行傳送，并且站僅在其被輪詢到時才可傳送。點協(xié)調(diào)器也可向諸 特定站傳送數(shù)據(jù)。PCF在無爭用期間起作用。HCF支持(1)增強型分布式信道接入(EDCA)，它是基于爭用的信道接入方案；以 及0)HCF受控信道接入(HCCA)，它是由混合式協(xié)調(diào)器控制的無爭用信道接入方案。分組 傳輸對于EDCA是不經(jīng)調(diào)度的，而對于HCCA是經(jīng)調(diào)度的。EDCA在爭用期間使用，而HCCA 可用在爭用期間或無爭用期間使用。HCF、EDCA和HCCA在IEEE標準802. Ile (或簡稱為 "802. lie”)中描述。通常，WLAN中的分組傳輸可以是經(jīng)調(diào)度的或非經(jīng)調(diào)度的。在爭用期間，站可能會 在任何時間接收到來自另一個站的非經(jīng)調(diào)度的分組傳輸，并且通常在該分組被檢測出之前 是不知道發(fā)射站的身份的。站可在特定時刻或時間窗內(nèi)從另一個站接收到經(jīng)調(diào)度的分組傳 輸，并且通常在接收到該分組傳輸之前就知道發(fā)射站的身份。WLAN站通常被設(shè)計成接收非經(jīng)調(diào)度的分組傳輸。由于WLAN內(nèi)的諸站通常不將它 們的時鐘鎖定到公共基準頻率地來工作，因此每個站通常獨立地針對每個接收到的分組傳 輸執(zhí)行捕獲。捕獲通常需要針對分組傳輸?shù)拇嬖谧鳈z測并確定檢測到的分組傳輸?shù)臅r基和 頻率。在IEEE 802. 11中，捕獲通常是基于隨每個分組發(fā)送的前同步碼來達成的。對于IEEE 802. 11，話務(wù)數(shù)據(jù)被媒體接入控制(MAC)層處理成MAC協(xié)議數(shù)據(jù)單元 (MPDU)。每個MPDU由物理層會聚協(xié)議(PLCP)處理并被封裝在PLCP協(xié)議數(shù)據(jù)單元(PPDU) 中。每個PPDU由物理層進一步處理并經(jīng)由無線介質(zhì)被傳送。PPDU通常被稱為分組。圖3示出了 802. llb/g的PPDU格式。PPDU包括PLCP前同步碼、PLCP報頭、和MPDU。 PLCP前同步碼包括PLCP同步(SYNC)字段和起始幀定界符(SFD)字段。SYNC字段攜帶通 常稱為前同步碼的固定128比特序列。SFD字段攜帶指示PLCP報頭的起始的固定16比特 序列。PLCP報頭包括傳達數(shù)據(jù)率、持續(xù)時長、和關(guān)于該MPDU的其它信息的各個字段。MPDU 攜帶話務(wù)數(shù)據(jù)并具有可變長度。PLCP前同步碼和PLCP報頭在IMbps下發(fā)送。PLCP前同步碼包含總共144比特，這些比特被處理以生成144個BPSK碼元。這144個BPSK碼元在144 個碼元周期中傳送，其中每個碼元周期具有1微秒(μ s)的持續(xù)時長。圖3還示出了 802. Ilb的前同步碼。該前同步碼由基于偽隨機數(shù)(PN)發(fā)生器生 成的128導頻比特的已知序列構(gòu)成。這128個導頻比特記為屯到屯…每個導頻用稱為 Barker 序列的 11 碼片擴展序列{+1，-1，+1，+1，-1，+1，+1，+1，-1，-1，-1}作擴展。該前 同步碼具有1 μ s的長度。接收站對接收到的信號生成輸入樣本，并使這些輸入樣本與該128比特的導頻序 列及11碼片的Baker序列相關(guān)以針對前同步碼的存在作檢測。接收站可執(zhí)行相干累加和 非相干累加來作前同步碼檢測。相干累加是指復數(shù)值的累加、積分或求和，其中這些復數(shù)值 的相位影響累加結(jié)果。非相干累加是指例如幅度等的實數(shù)值的累加、積分或求和。在以下 詳細描述前同步碼檢測。檢測性能取決于諸如SNR和頻率誤差/偏移量等的各個因素。對于在高SNR下接 收到的分組，前同步碼可容易地通過作前同步碼的小數(shù)目個碼片上的相干累加來被檢測出 來。對于在低SNR下接收到的分組，可靠檢測出前同步碼可能要求作更多碼片上的相干累 加。發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差決定了可被相干累加而不招致顯著組合損失 的碼片的數(shù)目。大頻率誤差導致跨該前同步碼的大相移。例如，5. 8GHz下士百萬分之 40(士40ppm)的頻率誤差對應(yīng)于11碼片的Barker序列上士83°的相移。頻率誤差由此導 致輸入樣本跨該前同步碼的失相逐漸加大，由此限制可被相干累加的碼片的數(shù)目。接收站典型地執(zhí)行11碼片的Barker序列上的相干累加，以及128比特的導頻序 列上的非相干累加。這種方案為最壞情形的頻率誤差提供了良好的檢測性能，并且為作為 由IEEE 802. 11支持的最低數(shù)據(jù)率的IMbps提供了所要求的SNR。接收站在射程擴大模式中的低速率(例如，125Kbps)分組傳輸下會觀察到低SNR。 接收站可執(zhí)行多于11個碼片上的(例如，44個碼片上)的相關(guān)累加以便達成良好的檢測性 能。相干累加區(qū)間可基于分組傳輸所要求的SNR來選擇，該SNR在射程擴大模式下是較低 的。為計及跨較長的相干累加區(qū)間的較大相移，接收站可針對多個頻率假言執(zhí)行檢測。每 一頻率假言對應(yīng)于發(fā)射站與接收站之間一不同的假言頻率的誤差。這些頻率假言可被選擇 成使得能執(zhí)行為所要求的SNR而選擇的區(qū)間上的相干累加。一般而言，相干累加區(qū)間受限 于頻率偏移量，并且對于較低的頻率偏移量可執(zhí)行較長區(qū)間上的相干累加。對于每個頻率 假言，接收站可在執(zhí)行相干累加之前移除假言頻率誤差。最接近于實際頻率誤差的校正頻 率假言將導致跨此相干累加區(qū)間的最小相移量并提供最大的累加結(jié)果。接收站可執(zhí)行針對多個假言頻率的前同步碼檢測以便以對每個分組傳輸?shù)莫毩?捕獲來達成低SNR下的良好檢測性能。捕獲硬件可被重復多次以同時評價這多個頻率假 言。每個捕獲硬件可各自被調(diào)諧至一不同的頻率假言并可執(zhí)行所選擇的區(qū)間上的相干累 加。具有最大偏轉(zhuǎn)統(tǒng)計性的捕獲硬件將是具有最低頻率誤差的那一個捕獲硬件。然而，所 重復的硬件會顯著地增加站的成本，這是不可取的。在一方面中，接收站基于一個或多個初始分組傳輸來確定發(fā)射站與該接收站之間 的頻率誤差，并為接收自該發(fā)射站的后繼分組傳輸校正此頻率誤差。每當接收站知道了發(fā) 射站的身份，就可隨時使用這些頻率校正技術(shù)。在譬如IP語音電話(VoIP)呼叫、大文件傳輸?shù)鹊母鱾€操作情景下，接收站可預(yù)期有來自同一發(fā)射站的數(shù)個分組傳輸。一般而言，所預(yù) 期的分組傳輸可以是經(jīng)調(diào)度的或可以不是經(jīng)調(diào)度的。接收站可在對發(fā)射站校正或移除已知 頻率誤差之后對所預(yù)期的分組傳輸執(zhí)行捕獲。在針對已知頻率誤差作校正之后殘余頻率誤 差很小，并且允許接收站執(zhí)行較長區(qū)間上的相干累加，這提升了檢測性能。本質(zhì)上，接收站 可用單個校正頻率假言對每個預(yù)期分組傳輸執(zhí)行捕獲。接收站可使用受限的捕獲硬件來執(zhí)行初始捕獲。例如，捕獲硬件可能對每個分組 傳輸僅能夠評價一個頻率假言。在此情形中，接收站可對每個分組傳輸使用一不同的頻率 假言來執(zhí)行捕獲。當正確的頻率假言被選擇到時，接收站可高概率地檢測出分組傳輸。接 收站在檢測出前同步碼之前可能會錯過一個或多個分組傳輸。錯過的分組傳輸對整體性能 可能具有很小的影響，因為這些分組傳輸可能只不過是用于呼叫建立的和/或可被重傳。圖4示出了由接收站執(zhí)行以帶頻率校正地來接收數(shù)據(jù)的過程400的實施例。接收 站接收到來自WLAN中一發(fā)射站的至少一個初始分組傳輸(框41幻。接收站執(zhí)行針對該至 少一個初始分組傳輸?shù)臋z測(框414)。取決于其硬件能力，接收站可用一個或多個頻率假 言對每個分組傳輸執(zhí)行檢測。接收站基于檢測出的分組傳輸——其通常為最末一個初始分 組傳輸——確定發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差(框416)。然后，在頻率誤差經(jīng)校正的情 況下，接收站執(zhí)行針對來自發(fā)射站的至少一個后繼分組傳輸?shù)臋z測(框418)。頻率誤差校 正可以如下面描述地通過(1)調(diào)整接收站處的下變頻本機振蕩器(LO)信號的頻率和/或 (2)數(shù)字地旋轉(zhuǎn)輸入樣本來達成。對于射程擴大模式，初始和后繼分組傳輸可能會在低于IMbps的數(shù)據(jù)率下被發(fā) 送。分組傳輸也可在IEEE 802. 11支持的數(shù)據(jù)率下被發(fā)送。后繼分組傳輸可以是經(jīng)調(diào)度的 或可以不是經(jīng)調(diào)度的。接收站可執(zhí)行多于11個碼片上的相干累加來檢測分組傳輸。接收站可對初始和 后繼分組傳輸使用相同或不同的累加區(qū)間。例如，接收站可以(1)在發(fā)射站的身份未知時 執(zhí)行用于初始捕獲的第一區(qū)間上的相干累加，以及(2)在發(fā)射站的身份已知時執(zhí)行用于后 繼捕獲的比該第一區(qū)間長的第二區(qū)間上的相干累加。對初始捕獲可使用短區(qū)間以計及信道 衰落、未知頻率誤差等。對后繼捕獲可使用較長區(qū)間以進行更可靠的檢測。圖5示出了用于帶頻率校正地來接收數(shù)據(jù)的裝置500的實施例。裝置500包括 至少一個用于接收來自WLAN中的發(fā)射站的至少一個初始分組傳輸?shù)奶幚砥?12 ；至少一個 用于執(zhí)行針對該至少一個初始分組傳輸?shù)臋z測的處理器514 ；至少一個用于基于檢測出的 分組傳輸確定該發(fā)射站與該接收站之間的頻率誤差的處理器516 ；以及至少一個用于在頻 率誤差經(jīng)校正的情況下執(zhí)行針對來自該發(fā)射站的至少一個后繼分組傳輸?shù)臋z測的處理器 518。在另一方面，用比11碼片長的擴展序列來生成前同步碼。接收站可執(zhí)行此較長的 擴展序列的長度上的相干累加，以在射程擴大模式中可能遭遇的低SNR情況下達成對此前 同步碼更可靠的檢測。此前同步碼也可被延擴成更長以便也提升檢測性能。圖6示出了可用于射程擴大模式的前同步碼600的實施例。對于此實施例，前同 步碼由可基于PN發(fā)生器來生成的一序列64個導頻比特構(gòu)成。這64個導頻比特記為dQ到 Cl630對于此實施例，每個導頻比特屯(1 =0，...，63)用有四個二進制值{+1，+1，_1和+1} 的中間序列作擴展，并且每個二進制值進一步用上述11碼片的Barker序列作擴展。由此，每個導頻比特是用44碼片的擴展序列來擴展的，其中該44碼片的擴展序列包括該11碼片 的Barker序列的四個實例，其中該Barker序列的第三實例在極性上相對于該Barker序列 的另外三個實例被反相。此前同步碼具有256 μ s的長度，并且可為最低至125Kbps的數(shù)據(jù) 率提供可靠檢測。對于圖6中所示的實施例，接收站可執(zhí)行44碼片擴展序列上的相干累加，并且可 執(zhí)行64比特導頻序列上的非相干累加。對于IEEE 802. 11，最大頻率誤差是士40ppm，它對 應(yīng)于在5. 8GHz中心頻率處的士232KHz。此最大頻率誤差士232KHz對應(yīng)于跨此44碼片擴 展序列的士334°的相移。接收站可評價三個頻率假言以將最壞情形的相移減至與最高達 1.4分貝(dB)的組合損失相對應(yīng)的士 111°。這三個頻率假言是針對標稱頻率，該標稱頻 率偏+26. 7ppm,以及該標稱頻率偏-26. 7ppm。對于圖6中所示的實施例，接收站可例如在呼叫建立期間等針對這三個頻率假言 執(zhí)行檢測。如果捕獲硬件對每個分組傳輸僅能評價一個頻率假言，則接收站可循環(huán)遍歷這 三個頻率假言，并可對每個分組傳輸評價一不同的頻率假言。接收站應(yīng)當能夠在至多三個 分組傳輸中檢測出前同步碼。一旦檢測出分組傳輸，接收站就確定頻率誤差并為后繼分組 傳輸校正此頻率誤差。接收站應(yīng)當能夠以較高的概率檢測出每個后繼分組傳輸。圖6示出了用于射程擴大模式的前同步碼的具體實施例。對于此實施例，前同步 碼由以下三個序列構(gòu)成(1)長/外64比特導頻序列；(2)對應(yīng)于每個導頻比特的有四個 二進制值的中間序列；以及C3)對應(yīng)于每個二進制值的短/內(nèi)11碼片Barker序列。這種 前同步碼設(shè)計是有利的，因為其使用11碼片的Barker序列作為基本構(gòu)件塊。因此，執(zhí)行這 11碼片的Barker序列上的相干累加的其它站也可檢測出此前同步碼并意識到無線介質(zhì)正 忙。各種其它前同步碼設(shè)計也可用于射程擴大模式。一般而言，前同步碼可用任何數(shù) 目個序列來生成，且每個序列可以是任何長度的。在一個實施例中，前同步碼由有1408或 更多碼片的單個序列構(gòu)成，其中1408 = U8X11。在另一個實施例中，前同步碼由兩個序 列——導頻序列和比11個碼片長的擴展序列——構(gòu)成。例如，具有良好相關(guān)性質(zhì)的有44 個偽隨機碼片的擴展序列可用于前同步碼。在又一實施例中，前同步碼由多于兩個的序列 構(gòu)成。圖7示出了 WLAN 100中的發(fā)射站710和接收站750的框圖。站710和750可各自 是接入點或用戶終端。出于簡便起見，對于圖7中所示的實施例，每個站配備有單個天線。在發(fā)射站710處，發(fā)射處理器730接收來自數(shù)據(jù)源720的話務(wù)數(shù)據(jù)并根據(jù)選定的 數(shù)據(jù)率處理(例如，編碼、交織、碼元映射、和擴展)該話務(wù)數(shù)據(jù)。發(fā)射處理器730還生成前 同步碼(例如，如圖3或6中所示)，將為話務(wù)數(shù)據(jù)生成的碼片和為前同步碼生成的碼片復 用，并提供輸出碼片。發(fā)射機(TMTR)732處理(例如，轉(zhuǎn)換成模擬、放大、濾波和上變頻)輸 出碼片并生成將經(jīng)由天線734發(fā)射的已調(diào)制信號。在接收站750處，天線752接收所傳送的信號并將接收到的信號提供給接收機 (RCVR) 754。接收機7M處理并數(shù)字化接收到的信號并將輸入樣本提供給捕獲處理器760。 捕獲處理器760如以下描述地執(zhí)行捕獲，針對分組傳輸作檢測，確定并校正頻率誤差，并提 供經(jīng)解擴的碼元。接收處理器770以與發(fā)射處理器730所執(zhí)行的處理互補的方式處理經(jīng)解 擴的碼元并將經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)提供給數(shù)據(jù)阱772。
控制器/處理器740和780分別指導發(fā)射站710和接收站750處的操作。存儲器 742和782分別為站710和750存儲數(shù)據(jù)和/或程序代碼。接收機7M在等于或高于碼片率的樣本率下提供復數(shù)值的輸入樣本。為了簡便 起見，以下描述假定輸入樣本是在碼片率下提供的。對于802. lib,前同步碼的碼片率是 llMcps，且其比特率和碼元率是1Mbps。因此，對于802. Ilb的前同步碼，碼元周期(Ts)是 1 μ s，而碼片周期(Τ。)是90. 9納秒(ns)。對于圖6中所示的前同步碼，比特率和碼元率是 250Kbps，且碼元周期(Ts)是4μ s并覆蓋44個碼片。在以下描述中，“η”是碼片周期的索 引，“k”是頻率槽的索引，而“i”是前同步碼中的導頻比特的索引。圖8示出了作為圖7中的捕獲處理器760的實施例的捕獲處理器760a的框圖。在 處理器760a內(nèi)，乘法器810將輸入樣本與復正弦信號… ‘f‘n相乘并提供經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本。 如果發(fā)射站的身份是未知的，則此正弦信號的頻率由正被評價的頻率假言決定。如果發(fā)射 站的身份是已知的，則此正弦信號的頻率由發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差決定。解擴器820將經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本解擴并提供經(jīng)解擴的碼元。在捕獲期間，解擴器820解 擴L個碼片上的經(jīng)旋轉(zhuǎn)樣本并在碼片率下提供經(jīng)解擴碼元，其中L可等于11、22、44或其它 某個值。對于每個碼片周期n，解擴器820將碼片周期η到η-L+l的L個輸入樣本與L碼片 的擴展序列的L個碼片相乘，累加這L個乘法結(jié)果，并提供該碼片周期的經(jīng)解擴碼元χ (η)。 在一個實施例中，L等于11，此L碼片的擴展序列是11碼片的Barker序列，并且解擴器820 執(zhí)行此11碼片的Barker序列的長度上的解擴。在另一個實施例中，L等于44，此L碼片的 擴展序列是圖6中所示的44碼片的擴展序列，并且解擴器820執(zhí)行此44碼片的擴展序列 的長度上的解擴。對于其它實施例，L可等于其它值，并且其它L碼片的擴展序列可用于解 擴。在任一情形中，解擴器820皆執(zhí)行輸入樣本與此L碼片的擴展序列的滑動相關(guān)以獲得 每個碼片周期(代替每個碼元周期)的經(jīng)解擴碼元，并對每一L碼片區(qū)間提供L個經(jīng)解擴 碼元。這L個經(jīng)解擴碼元對應(yīng)于關(guān)于正確時基的L種不同的可能碼片偏移量(或即L種時 基假言)。對于圖8中所示的實施例，單元840計算來自解擴器820的每個經(jīng)解擴碼元的平 方幅度。在未在圖8中示出的另一個實施例中，多個經(jīng)解擴碼元被相干累加，并且單元840 計算每個相干累加的結(jié)果的平方幅度。對于這兩個實施例，累加器850均對每個不同的碼 片偏移量執(zhí)行非相干累加。如果L= 11，例如對于圖3中所示的前同步碼，則有11個不同 的碼片偏移量，且累加器850可為每個碼片偏移量累加最多達1 個經(jīng)解擴碼元的幅度平 方。如果L = 44，例如對于圖6中所示的前同步碼，則有44個不同的碼片偏移量，并且累加 器850可為每個碼片偏移量累加最多達64個經(jīng)解擴碼元的幅度平方。累加器850執(zhí)行滑 動非相干累加，并為每一 L碼片區(qū)間提供關(guān)于L種不同碼片偏移量的L個累加結(jié)果。信號/前同步碼檢測器870接收每一 L碼片區(qū)間的這L個累加的結(jié)果，將每個累 加的結(jié)果對比閾值Sth，并在累加的結(jié)果超出該閾值的情況下聲明存在前同步碼。信號/前 同步碼檢測器870繼續(xù)監(jiān)視累加的結(jié)果以搜索峰值并提供對應(yīng)于此峰值的碼片偏移量作 為檢測出的前同步碼的時基(tau)。碼元緩沖器830存儲來自解擴器820的經(jīng)解擴碼元。一旦檢測出前同步碼，頻率誤 差估計器880就接收來自碼元緩沖器830的經(jīng)解擴碼元和來自信號/前同步碼檢測器870 的時基(tau)。頻率誤差估計器880確定檢測出的前同步碼中的頻率誤差并提供頻率誤差估計。圖9A示出了作為圖7中的捕獲處理器760的另一個實施例的捕獲處理器760b的 框圖。在處理器760b內(nèi)，乘法器910將輸入樣本與復正弦信號相乘并提供經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本。 解擴器920用L碼片的擴展序列解擴經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本并對每一 L碼片區(qū)間提供L個經(jīng)解擴碼 元。乘法器910和解擴器920以分別與圖8中的乘法器810和解擴器820相同的方式操作。延遲乘法器940如以下所描述地生成經(jīng)解擴碼元的1碼元延遲乘積和2碼元延遲 乘積。1碼元延遲乘積Y1 (η)指示分隔一個碼元周期的兩個經(jīng)解擴碼元χ (η)與X(Ii-Ts)之 間的相位差。2碼元延遲乘積y2(η)指示了分隔兩個碼元周期的兩個經(jīng)解擴碼元χ(η)與 x(n-2Ts)之間的相位差。差分相關(guān)器950a接收1碼元延遲乘積yi (η)，執(zhí)行這些1碼元延 遲乘積與這些乘積的預(yù)期值之間的相關(guān)，并提供每個碼片周期的相關(guān)結(jié)果C1(H)。類似地， 差分相關(guān)器950b接收2碼元延遲乘積y2 (η)，執(zhí)行這些2碼元延遲乘積與這些乘積的預(yù)期 值之間的相關(guān)，并提供每個碼片周期的相關(guān)結(jié)果C2(H)。來自差分相關(guān)器950b的相關(guān)結(jié)果C2 (η)的相位可能與來自差分相關(guān)器950a的相 對應(yīng)的相關(guān)結(jié)果(^ (η)的相位并沒有對齊。乘法器962將來自差分相關(guān)器950b的每個相 關(guān)結(jié)果c2 (η)與Q個不同的假言相位的復相矢 相乘，并為每個碼片周期提供一組Q個相 位經(jīng)旋轉(zhuǎn)的相關(guān)結(jié)果。例如，對于9 = 3，假言相位可以是{0，60°，-60° }，對于Q = 4為 {0,90°，180°，-90° }，依次類推。可選擇這Q個假言相位以使其覆蓋相關(guān)相位的可能范 圍。例如，對于士 232KHz的最大頻率誤差，1碼元延遲乘積與2碼元延遲相關(guān)之間的最大相 位差約為90度。因此，如果使用0、60°、和-60°這三個假言相位，則至少有一個假言相位 落在30°內(nèi)。對于每個碼片周期n，加法器964將來自差分相關(guān)器950a的相關(guān)結(jié)果與來自乘法 器962的這Q個相對應(yīng)的相位經(jīng)旋轉(zhuǎn)的相關(guān)結(jié)果中的每一個相干地相加并提供Q個組合的 相關(guān)結(jié)果％ (η)，q= 1，...，Q。對于每個碼片周期n，單元966計算這Q個組合的相關(guān)結(jié) 果中的每一個的平方幅度，標識出這Q個平方幅度值中最大的平方幅度值，并提供此最大 平方幅度值Z (η)。對于每個碼片周期η，信號/前同步碼檢測器970將此最大平方幅度值 Z (η)對比閾值Zth，并且在Z (η)超過該閾值的情況下聲明存在前同步碼。信號/前同步 碼檢測器970繼續(xù)監(jiān)視平方幅度值以搜索峰值并提供對應(yīng)于此峰值的碼片偏移量作為檢 測出的前同步碼的時基(tau)。碼元緩沖器930存儲來自解擴器920的經(jīng)解擴碼元。頻率誤差估計器980確定檢 測出的前同步碼中的頻率誤差并提供頻率誤差估計。圖9B示出了圖9A中的延遲乘法器940的實施例。在延遲乘法器940內(nèi)，經(jīng)解擴 碼元χ (η)被提供給兩個乘法器94 和942b，且也被提供給兩個串聯(lián)耦合的延遲單元94 和944b。每個延遲單元944提供一個碼元周期Ts的延遲，該周期在L= 11時等于11個碼 片周期而在L = 44時為44個碼片周期。單元946a和94 分別提供來自延遲單元94 和 944b的經(jīng)解擴碼元的復共軛。乘法器94 將每個碼片周期η的經(jīng)解擴碼元χ (η)與單元 946b的輸出相乘并提供該碼片周期的1碼元延遲乘積yi (η)。乘法器942b將每個碼片周期 η的經(jīng)解擴碼元χ (η)與單元946a的輸出相乘并提供該碼片周期的2碼元延遲乘積y2(n)。圖9C示出了可用作圖9A中的差分相關(guān)器950a和950b中的每一個的差分相關(guān)器 950m的實施例。在差分相關(guān)器950m內(nèi)，me {1,2}的m碼元延遲乘積ym (η)被提供給一序列的交替延遲單元952和954。每個延遲單元952提供一個碼片周期的延遲，每個延遲單元 954提供L-I個碼片周期的延遲，并且每對延遲單元952和％4提供構(gòu)成一個碼元周期的L 個碼片周期的總延遲。差分相關(guān)器950m包括P個延遲單元952和P-I個延遲單元954。對 于1碼元延遲差分相關(guān)器950a，在圖3中所示的802. Ilb前同步碼的情況下P等于127，而 在圖6中所示的前同步碼的情況下等于63。對于2碼元延遲差分相關(guān)器950b，在圖3中所 示的802. Ilb前同步碼的情況下P等于126，而在圖6中所示的前同步碼的情況下等于62。 因此，P取決于前同步碼中的比特數(shù)目(B)和延遲量(111)，或即？ = 8-111。P個加法器956耦合至P個延遲單元952。每個加法器956對相關(guān)聯(lián)的延遲單元 952的輸入和輸出求和，并提供輸出。P個乘法器958耦合至P個加法器956，并且還接收 P個m碼元延遲乘積的P個預(yù)期值^bl到^ ρ。對于1碼元延遲差分相關(guān)器950a，m = {1， 2}且i = 1，. . .，P的預(yù)期值am, i可被計算為禮i = Cli^1 · Cli,而對于2碼元延遲差分相關(guān) 器950b可被計算為a2, i = Cli^1 · di+1。隨后預(yù)期值am, i以相同方式被計算m碼元延遲乘積 即7111(11) =χ(η) ·Χ*(η-πι)。然而，由于導頻比特是實數(shù)值，因此對于預(yù)期值可忽略復共軛， 即，αλΓ Λ·d； =4-1 必。每個乘法器958將相關(guān)聯(lián)的求和器956的輸出與其預(yù)期值相乘。 對于每個碼片周期n，加法器960對來自所有P個乘法器958的輸出求和并提供該碼片周期 的相關(guān)結(jié)果cm (η)。圖10示出了作為圖8中的頻率誤差估計器880和圖9Α中的頻率誤差估計器980 的實施例的頻率誤差估計器880a的框圖。頻率誤差估計器880a從碼元緩沖器830或930 接收在由信號/前同步碼檢測器870或970提供的時基tau處開始的由L個碼片周期(或 即一個碼元周期)間隔開的N個經(jīng)解擴碼元。第一經(jīng)解擴碼元由此得以與最佳時基假言 時間對齊。N可以是小于或等于前同步碼中的導頻比特數(shù)目的任意整數(shù)值，例如，N可以是 32、64或128。在頻率誤差估計器880a內(nèi)，N個乘法器1012接收這N個經(jīng)解擴的碼元和前 同步碼中的N個相對應(yīng)的導頻比特。每個乘法器1012將其經(jīng)解擴碼元與其導頻比特di相 乘以移除對該經(jīng)解擴碼元的調(diào)制。單元1014從N個乘法器1012接收N個輸出，對這N個 輸出執(zhí)行N點快速傅立葉變換(FFT)或離散傅立葉變換(DFT)，并提供關(guān)于N個頻率槽的N 個頻域值。N個單元1016接收來自FFT/DFT單元1014的這N個頻域值。每個單元1016計 算其頻域值的平方幅度，并提供關(guān)于各自相應(yīng)頻率槽k的檢出能量。在用乘法器1012移除調(diào)制之后，來自這些乘法器的N個輸出可能會具有周期性分 量。此周期性分量是由發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差導致的。FFT/DFT單元1014提供來 自諸乘法器1012的N個輸出的頻譜響應(yīng)。具有最大檢出能量的頻率槽即指示發(fā)射站與接 收站之間的頻率誤差。選擇器1018選擇關(guān)于這N個頻率槽的N個檢出能量中最大的那個檢出能量。信 號/前同步碼檢測器1020將此最大檢出能量對比閾值，在此最大檢出能量大于該閾值 Eth的情況下聲明檢測出信號，并提供具有此最大檢出能量的那個頻率槽作為頻率誤差估 計。閾值Eth可被設(shè)置成等于前同步碼的總收到能量乘以比例定標因子。信號/前同步碼 檢測可分多級(例如，用檢測器870或970和檢測器1020)來執(zhí)行以提升檢測性能。在前同步碼檢測和頻率誤差估計的另一實施例中，對不同的假言頻率誤差將輸 入樣本與導頻序列相關(guān)。對于每個假言頻率誤差，將輸入樣本旋轉(zhuǎn)該頻率誤差，使經(jīng)旋轉(zhuǎn) 的樣本與該導頻序列相關(guān)，將相關(guān)結(jié)果對比閾值，并在相關(guān)結(jié)果超過該閾值的情況下聲明檢測到信號/前同步碼。此相關(guān)可用有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器結(jié)構(gòu)在時域中執(zhí)行或用 FFT-乘-IFFT運算在頻域中執(zhí)行。頻率誤差估計由產(chǎn)出超過該閾值的最大相關(guān)結(jié)果的那個 假言頻率誤差來給出。在頻率誤差估計的又一實施例中，輸入樣本首先被解擴以如圖8或9A中所示地獲 得碼片率下的經(jīng)解擴碼元。然后，將經(jīng)解擴碼元與相對應(yīng)的導頻比特相乘以移除導頻調(diào)制。 結(jié)果所得的碼元被用于例如使用圖9B中的延遲乘法器940等來生成1碼元延遲乘積和2 碼元延遲乘積。關(guān)于每個延遲的延遲乘積被處理以生成對應(yīng)于該延遲的復數(shù)值。對于m = {1，2}的每個延遲m，m碼元延遲乘積被提供給L-I個串聯(lián)耦合的碼片間隔的延遲單元以獲 得L種不同碼片偏移量上的m碼元延遲乘積。對于每個碼片偏移量，對應(yīng)于那個碼片誤差 的諸m碼元延遲乘積被跨該前同步碼相干累加。對應(yīng)于這L種碼片偏移量的L個累加結(jié)果 可被組合(例如，使用最大比組合)以生成對應(yīng)于延遲m的復數(shù)值Vm。對應(yīng)于1碼元延遲 和2碼元延遲的復數(shù)值V1與V2之間的相位差可被計算出并用于導出頻率誤差?；谝陨厦枋龅倪@些技術(shù)中的任何一種導出的頻率誤差估計通常均包含殘余頻 率誤差?？赏ㄟ^基于該前同步碼的前半部分導出第一L抽頭信道估計并基于該前同步碼的 后半部分導出第二 L抽頭信道估計來估計此殘余頻率誤差，其中這兩個信道估計均是在消 去了初始頻率偏移量估計的情況下被導出的?？稍诿砍轭^的基礎(chǔ)上計算第二信道估計與第 一信道估計的復共軛的乘積。L個結(jié)果所得的乘積可被相干地求和以獲得這兩個信道估計 之間的相位差。可以(1)在計算乘積之前對每個信道抽頭執(zhí)行取閾和/或( 在對諸乘積 求和之前對每個乘積執(zhí)行取閾。取閾移除了具有低于預(yù)定閾值的低能量的信道抽頭。殘余 頻率誤差可基于這兩個信道估計之間的相位差來估計，并且可與初始頻率誤差估計相組合 以獲得最終的頻率誤差估計。發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差可通過(1)調(diào)整圖7中接收機754的下變頻LO 信號的頻率或(2)將具有正當頻率(它是頻率誤差估計的負數(shù))的正弦信號施加于圖8中 的乘法器810或圖9A中的乘法器910來移除。解擴器820和920可在捕獲期間執(zhí)行11個 或更多碼片上的解擴以及在數(shù)據(jù)接收期間執(zhí)行11個碼片上的解擴。圖11示出了由接收站執(zhí)行以接收數(shù)據(jù)的過程1100的實施例。接收站用正弦信號 旋轉(zhuǎn)輸入樣本以獲得經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本(框1112)。在不知道發(fā)射站的身份的初始捕獲期間， 此正弦信號具有同發(fā)射站與該接收站之間的假言頻率誤差相對應(yīng)的頻率。在知道發(fā)射站的 身份的后繼捕獲期間以及在數(shù)據(jù)接收期間，此正弦信號具有同該發(fā)射站與接收站之間的估 計頻率誤差相對應(yīng)的頻率。接收站用L碼片的擴展序列解擴經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本以獲得經(jīng)解擴碼 元，其中在捕獲期間L可以大于11 (例如，L = 44)而在數(shù)據(jù)接收期間可等于11 (框1114)。對于捕獲，接收站基于經(jīng)解擴碼元針對在WLAN中傳送的前同步碼作檢測(框 1116)。接收站可例如像圖8中所示那樣對經(jīng)解擴碼元執(zhí)行非相干累加以獲得累加結(jié)果并 可基于這些累加結(jié)果來針對前同步碼作檢測。接收站也可例如像圖9A到9C中所示那樣導 出經(jīng)解擴碼元的對應(yīng)于至少兩種延遲的乘積，執(zhí)行對應(yīng)于每種延遲的乘積與對應(yīng)于該延遲 的諸預(yù)期值的相關(guān)，組合對應(yīng)于這至少兩種延遲的相關(guān)結(jié)果，并基于該組合的相關(guān)結(jié)果針 對前同步碼作檢測。接收站基于檢測出的前同步碼確定發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差 (框1118)。接收站可例如像圖10中所示那樣確定經(jīng)解擴碼元關(guān)于多個頻率槽的能量并可 提供具有最大檢出能量的那個頻率槽作為頻率誤差。
圖12示出了用于在WLAN中接收數(shù)據(jù)的裝置1200的實施例。裝置1200包括至少一 個用于用正弦信號旋轉(zhuǎn)輸入樣本以獲得經(jīng)旋轉(zhuǎn)樣本的處理器1212 ；至少一個用于用L碼片 的擴展序列將經(jīng)旋轉(zhuǎn)樣本解擴以獲得經(jīng)解擴碼元的處理器1214，其中在捕獲期間L > 11 ； 至少一個用于基于經(jīng)解擴碼元針對在WLAN中傳送的前同步碼作檢測的處理器1216 ；以及 至少一個用于基于檢測出的前同步碼確定發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差的處理器1218。為明晰起見，已針對802. llb/g具體描述了各種射程擴大技術(shù)。這些技術(shù)也可用 于其它IEEE 802. 11標準。例如，在802. Ila中，前同步碼由10個短訓練碼元和2個長訓 練碼元構(gòu)成，其中每個短訓練碼元由16個復數(shù)值碼元構(gòu)成。這些頻率校正技術(shù)可用于(1) 確定和校正發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差以及( 執(zhí)行多于16個的復數(shù)值碼元上的相 干累加，這可提升檢測性能。本文中所描述的射程擴大技術(shù)可通過各種手段來實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可在硬件、 固件、軟件、或其任何組合中實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，接收站處的處理單元可在一個或多個專 用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信道處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件 (PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子器件、設(shè)計成 執(zhí)行本文中所描述的功能的其它電子單元、或其組合內(nèi)實現(xiàn)。發(fā)射站處的處理單元也可在 一個或多個ASIC、DSP、處理器等內(nèi)實現(xiàn)。對于固件和/或軟件實現(xiàn)，這些技術(shù)可用被至少一個處理器使用以執(zhí)行本文中所 描述的功能的代碼(例如，過程、函數(shù)、指令等)來實現(xiàn)。軟件代碼可被存儲在存儲器(例 如，圖7中的存儲器742或78 中并由處理器(例如，處理器740或780)來執(zhí)行。該存儲 器單元可實現(xiàn)在該處理器內(nèi)，或者可實現(xiàn)在該處理器外，此外，對于軟件實現(xiàn)，代碼可在計算機可讀介質(zhì)上存儲或傳送。計算機可讀介質(zhì)包 括計算機存儲介質(zhì)和通信介質(zhì)兩者，通信介質(zhì)包括助益于將計算機程序從一個地方傳遞到 另一地方的任何媒介。存儲介質(zhì)可以是可由通用或?qū)Ｓ糜嬎銠C訪問的任何可用介質(zhì)，作為 示例而非限定，這樣的計算機可讀介質(zhì)可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盤存儲、 磁盤存儲或其它磁存儲設(shè)備、或者可用來攜帶或存儲指令或數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)形式且可由通用或?qū)?用計算機、或通用或?qū)Ｓ锰幚砥髟L問的合需程序代碼手段的任何其它介質(zhì)。任何連接也正 當?shù)乇环Q為計算機可讀介質(zhì)。例如，如果該軟件是使用同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、數(shù)字訂 戶線(DSL)、或諸如紅外、無線電、以及微波等無線技術(shù)從web網(wǎng)站、服務(wù)器、或其它遠程源 傳送的，則該同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、DSL、或諸如紅外、無線電、以及微波等無線技術(shù) 也被包括在介質(zhì)的定義之內(nèi)。如在此所用的碟或盤包括壓縮盤(CD)、激光盤、光盤、數(shù)字多 功能盤(DVD)、軟盤和藍光盤，其中碟通常以磁的方式再現(xiàn)數(shù)據(jù)，而盤通常用激光以光的方 式再現(xiàn)數(shù)據(jù)。上述的組合也應(yīng)被包括在計算機可讀介質(zhì)的范圍內(nèi)。提供所公開的實施例的先前描述旨在使本領(lǐng)域的任何技術(shù)人員皆能夠制作或使 用本發(fā)明。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，對這些實施例的各種修改將是顯而易見的，并且在 此所定義的一般性原理可適用于其它實施例而不會脫離本發(fā)明的精神實質(zhì)或范圍。因此， 本發(fā)明無意被限定于這里所示出的實施例，而應(yīng)根據(jù)與在此所公開的原理和新穎特征相一 致的最寬范圍來授權(quán)。
權(quán)利要求
1.一種裝置，包括至少一個處理器，配置成生成有多個比特的第一序列，用有多于11個碼片的第二序列 來擴展所述第一序列中的所述多個比特中的每一個以生成前同步碼，以及將所述前同步碼 附加到要在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的分組；以及耦合至所述至少一個處理器的存儲器。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第二序列包括有至少兩個值的第三序 列，并且其中所述第三序列中的所述至少兩個值中的每一個用有11個碼片的Barker序列 作擴展。
3.如權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，所述第三序列包括四個值。
4.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述第二序列包括至少44個碼片。
5.如權(quán)利要求1所述的裝置，其特征在于，所述前同步碼具有比144微秒(μs)長的持 續(xù)時長。
6.一種裝置，包括用于生成有多個比特的第一序列的裝置；用于用有多于11個碼片的第二序列擴展所述第一序列中的所述多個比特中的每一個 以生成前同步碼的裝置；以及用于將所述前同步碼附加到要在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的分組的裝置。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其特征在于，所述第二序列包括有至少兩個值的第三序 列，并且其中所述第三序列中的所述至少兩個值中的每一個用有11個碼片的Barker序列 作擴展。
8.如權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于，所述第三序列包括四個值。
9.如權(quán)利要求6所述的裝置，其特征在于，所述第二序列包括至少44個碼片。
10.如權(quán)利要求6所述的裝置，其特征在于，所述前同步碼具有比144微秒(μs)長的 持續(xù)時長。
11.一種方法，包括生成有多個比特的第一序列；用有多于11個碼片的第二序列擴展所述第一序列中的所述多個比特中的每一個以生 成前同步碼；以及將所述前同步碼附加到要在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的分組。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，所述第二序列包括有至少兩個值的第三 序列，并且其中所述第三序列中的所述至少兩個值中的每一個用有11個碼片的Barker序 列作擴展。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述第三序列包括四個值。
14.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，所述第二序列包括至少44個碼片。
15.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，所述前同步碼具有比144微秒(ys)長的 持續(xù)時長。
16.一種計算機程序產(chǎn)品，包括用于致使至少一個處理器生成有多個比特的第一序列的代碼；用于致使至少一個處理器用有多于11個碼片的第二序列擴展所述第一序列中的所述多個比特中的每一個以生成前同步碼的代碼；以及用于致使至少一個處理器將所述前同步碼附加到要在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的分 組的代碼。
17.一種裝置，包括至少一個處理器，配置成用有多于11個的碼片的序列解擴樣本以獲得經(jīng)解擴的碼元， 以及基于所述經(jīng)解擴的碼元針對在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的前同步碼作檢測；以及 耦合至所述至少一個處理器的存儲器。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器被配置成用正弦信 號旋轉(zhuǎn)輸入樣本以獲得經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本以及解擴所述經(jīng)旋轉(zhuǎn)的樣本以獲得所述經(jīng)解擴的碼 元，其中所述正弦信號具有同發(fā)射站與接收站之間的假言頻率誤差相對應(yīng)的頻率。
19.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述序列包括至少44個碼片。
20.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器被配置成對所述經(jīng) 解擴的碼元執(zhí)行非相干累加以獲得累加結(jié)果，以及基于所述累加的結(jié)果針對所述前同步碼 作檢測。
21.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器被配置成導出經(jīng)解 擴碼元的對應(yīng)于至少兩種延遲的乘積，執(zhí)行對應(yīng)于每種延遲的乘積與對應(yīng)于該延遲的各個 預(yù)期值的相關(guān)，組合所述至少兩種延遲的相關(guān)結(jié)果，以及基于所述組合的相關(guān)結(jié)果來針對 所述前同步碼作檢測。
22.如權(quán)利要求21所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器被配置成基于數(shù)對 分隔一個碼元周期的經(jīng)解擴碼元來導出1碼元延遲的乘積，以及基于數(shù)對分隔兩個碼元周 期的經(jīng)解擴碼元導出2碼元延遲的乘積。
23.如權(quán)利要求21所述的裝置，其特征在于，對于所述至少兩種延遲中的每一種，所述 至少一個處理器被配置成將對應(yīng)于該延遲的數(shù)個毗鄰乘積求和以及執(zhí)行求和的乘積與對 應(yīng)于該延遲的所述各個預(yù)期值之間的相關(guān)。
24.如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，所述至少一個處理器被配置成確定所述 經(jīng)解擴碼元關(guān)于多個頻率槽的能量，以及基于所述關(guān)于多個頻率槽的能量來確定發(fā)射站與 接收站之間的頻率誤差。
25.一種方法，包括用有多于11個碼片的序列解擴樣本以獲得經(jīng)解擴的碼元；以及基于所述經(jīng)解擴的碼元針對在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的前同步碼作檢測。
26.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，所述針對前同步碼作檢測包括 對所述經(jīng)解擴的碼元執(zhí)行非相干累加以獲得累加結(jié)果，以及基于所述累加的結(jié)果針對所述前同步碼作檢測。
27.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，所述針對前同步碼作檢測包括 導出經(jīng)解擴碼元的對應(yīng)于至少兩種延遲的乘積，執(zhí)行對應(yīng)于每種延遲的乘積與對應(yīng)于該延遲的各個預(yù)期值的相關(guān)， 組合對應(yīng)于所述至少兩種延遲的相關(guān)結(jié)果，以及 基于組合的相關(guān)結(jié)果針對所述前同步碼作檢測。
28.如權(quán)利要求25所述的方法，其特征在于，還包括確定所述經(jīng)解擴碼元的關(guān)于多個頻率槽的能量；以及基于所述關(guān)于多個頻率槽的能量來確定發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差。
29.一種裝置，包括用于用有多于11個碼片的序列解擴樣本以獲得經(jīng)解擴碼元的裝置；以及 用于基于所述經(jīng)解擴的碼元針對在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的前同步碼作檢測的裝置。
30.如權(quán)利要求四所述的裝置，其特征在于，所述用于針對前同步碼作檢測的裝置包括用于對所述經(jīng)解擴的碼元執(zhí)行非相干累加以獲得累加結(jié)果的裝置，以及 用于基于所述累加的結(jié)果針對所述前同步碼作檢測的裝置。
31.如權(quán)利要求四所述的裝置，其特征在于，所述用于針對前同步碼作檢測的裝置包括用于導出經(jīng)解擴碼元的對應(yīng)于至少兩種延遲的乘積的裝置， 用于執(zhí)行對應(yīng)于每種延遲的乘積與對應(yīng)于該延遲的各個預(yù)期值的相關(guān)的裝置， 用于組合對應(yīng)于所述至少兩種延遲的相關(guān)結(jié)果的裝置，以及 用于基于所述組合的相關(guān)結(jié)果針對所述前同步碼作檢測的裝置。
32.如權(quán)利要求四所述的裝置，其特征在于，還包括用于確定所述經(jīng)解擴碼元的關(guān)于多個頻率槽的能量的裝置；以及 用于基于關(guān)于所述多個頻率槽的能量來確定發(fā)射站與接收站之間的頻率誤差的裝置。
33.一種計算機程序產(chǎn)品，包括用于致使至少一個處理器用有多于11個碼片的序列解擴樣本以獲得經(jīng)解擴碼元的代 碼；以及用于致使基于所述經(jīng)解擴碼元針對在無線局域網(wǎng)(WLAN)中傳送的前同步碼作檢測的 代碼。
全文摘要
描述了用于在WLAN中擴大傳輸射程的技術(shù)。在一方面，接收站基于一個或多個初始分組傳輸確定發(fā)射站與該接收站之間的頻率誤差，并為接收自該發(fā)射站的后繼分組傳輸校正此頻率誤差。在校正此頻率誤差之后，殘余頻率誤差很小，并且允許接收站執(zhí)行較長時間區(qū)間上的相干累加/積分以作針對分組傳輸?shù)臋z測。這種較長的相干累加區(qū)間提升了檢測性能，尤其提升了因擴大的傳輸射程而導致的低SNR情況下的檢測性能。每當接收站知道了發(fā)射站的身份——例如如果后繼分組傳輸是經(jīng)調(diào)度的——就可隨時使用這些技術(shù)。在另一方面，用較長的擴展序列生成前同步碼并將其隨每一分組傳輸發(fā)送。
文檔編號H04B1/707GK102142858SQ20111007215
公開日2011年8月3日 申請日期2006年12月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月13日
發(fā)明者J·R·沃爾頓, M·S·華萊仕 申請人:高通股份有限公司