專利名稱：：發(fā)送裝置、發(fā)送方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及通過OFDM方式進行通信的發(fā)送裝置、接收裝置、移動通信系統(tǒng)及同步信道發(fā)送方法。
背景技術(shù)：
：在多載波CDMA(MultiCarrierCodeDivisionMultipleAccess:MC-CDMA)方式和OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，正交頻分復用)調(diào)制方式等多載波傳輸方式中，在發(fā)送端由多個子載波對信息信號進行調(diào)制，以減少多路徑延遲波導致的波形失真為目的而在發(fā)送信號中插入保護間隔。作為使用了OFDM調(diào)制方式的多載波傳輸方式中的FFT定時的檢測方式，已知有通過取得在每個碼元中所插入的保護間隔部分的相關(guān)而檢測FFT定時的方法。此外，已知有通過作為定時檢測用信號，將相同的信號重復發(fā)送兩次，并在接收端取兩個碼元之間的相關(guān)，從而檢測FFT定時的方法。此外，有將同步信號在特定的定時復用并發(fā)送的發(fā)送裝置(例如，參照專利文獻1)。該發(fā)送裝置中，同步信號在所有的子載波中被以突發(fā)串式發(fā)送。例如，在該發(fā)送裝置中，在設一個擾碼模式的開始時間和同步信號的發(fā)送定時相同時，在一個擾碼模式的重復時間τ內(nèi)發(fā)送兩次同步信號。專利文獻1特開2003-152681號公報非專利文獻1:R.L.FrankandS.A.Zadoff,"Phaseshiftpulsecodeswithgoodperiodiccorrelationproperties，，，IRETrans.Inform.Theory,vol.IT-8,pp.381-382，1962.##^lJiK2:D.C.Chu."Polyphasecodeswithgoodperiodiccorrelationproperties",IEEETrans.Inform.Theory,vol.IT-18,pp.531-532,July1972.非專利文獻3:A.Milewski,"Periodicsequenceswithoptimalpropertiesforchannelestimationandfaststart-upequalization，，，IBMJ.Res.Develop,vol.27,No.5，pp.426-431，1983.__專禾Ij文獻4:Β·M.Popovic，，，Generalisedchirp-likepolyphasesequencewithoptimumcorrelationproperties，，，IEEETrans.Inform.Theory,vol.38,pp.1406-1409，July1992.5:N.SuehiroandM.Hatori,"ModulatableorthogonalsequencesandtheirapplicationtoSSMAsystems，，，IEEETrans.Inform.Theory,vol.34,pp.93-100，Jan.1998.非專利文獻6:3GPPTS25.213Spreadingandmodulation(FDD)
發(fā)明內(nèi)容發(fā)明要解決的課題但是，上述的
背景技術(shù)：
中存在以下問題。在時域中，OFDM的信號被加上了各種各樣的子載波的信號。因此，在發(fā)送放大器中，需要將這些信號放大后由無線進行發(fā)送。但是，在發(fā)送放大器中，將有寬度的信號線性放大較為困難。這時，有時降低平均功率并進行限幅等處理，以不產(chǎn)生失真。但是，在進行了這樣的處理時，存在數(shù)據(jù)劣化、同步信道(SCHSynchronizationchannel)的檢測精度變差的問題。此外，同步信道在系統(tǒng)中成為負載，所以為了不降低系統(tǒng)的效率，在同步信道中只能分配所有無線資源即時間和頻率的極少一部分。這時，若不能調(diào)整同步信道的發(fā)送功率，則能夠提供給同步信道的信號功率也會變小，所以存在移動臺的小區(qū)搜索時間變長的問題。因此，本發(fā)明是鑒于上述問題而完成的，其目的在于提供能夠改善同步信道的檢測精度的發(fā)送裝置、接收裝置、移動通信系統(tǒng)及同步信道發(fā)送方法。解決課題的方案為了解決上述課題，本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個特征在于，包括振幅調(diào)節(jié)部件，對同步信道乘以調(diào)節(jié)振幅的振幅調(diào)節(jié)序列值。根據(jù)這樣的結(jié)構(gòu)，能夠以比數(shù)據(jù)單元更大的功率來發(fā)送同步信道。此外，本發(fā)明的接收裝置的一個特征在于，包括同步信號副本生成部件，生成與整數(shù)值近似的同步信道副本；以及相關(guān)部件，進行接收到的多載波信號和同步信號副本的相關(guān)檢測，并基于其結(jié)果來檢測表示各個峰值的相關(guān)值和其定時。根據(jù)這樣的結(jié)構(gòu)，能夠減少接收裝置中的有關(guān)相關(guān)處理的運算處理量。此外，本發(fā)明的移動通信系統(tǒng)是包括發(fā)送裝置和接收裝置的移動通信系統(tǒng)，一個特征在于，所述發(fā)送裝置包括振幅調(diào)節(jié)部件，對同步信道乘以調(diào)節(jié)振幅的振幅調(diào)節(jié)序列值，所述接收裝置包括同步信號副本生成部件，生成與整數(shù)值近似的同步信道副本；以及相關(guān)部件，進行接收到的多載波信號和同步信號副本的相關(guān)檢測，并檢測表示各個峰值的相關(guān)值和其定時。根據(jù)這樣的結(jié)構(gòu)，在發(fā)送裝置中，能夠以比數(shù)據(jù)單元更大的功率來發(fā)送同步信道，在接收裝置中，能夠減少有關(guān)相關(guān)處理的運算處理量。此外，本發(fā)明的同步信道發(fā)送方法的一個特征在于，包括同步信道生成步驟，生成同步信道；振幅調(diào)節(jié)步驟，對同步信道乘以調(diào)節(jié)振幅的振幅調(diào)節(jié)序列值；以及合成步驟，將被乘以振幅調(diào)節(jié)序列值的同步信道與數(shù)據(jù)碼元序列進行合成。根據(jù)這樣的結(jié)構(gòu)，能夠以比數(shù)據(jù)單元更大的功率來發(fā)送同步信道，能夠提高接收裝置中的幀檢測精度。此外，本發(fā)明的發(fā)送裝置，一個特征在于，包括生成部件，生成包含多個OFDM碼元的幀；以及發(fā)送部件，發(fā)送在所述生成部件中生成的幀，所述生成部件在幀末尾的OFDM碼元配置用于檢測碼元定時的主同步信道，在配置了主同步信道的OFDM碼元之前的OFDM碼元配置用于檢測接收幀的副同步信道，并且在多個OFDM碼元的每個配置循環(huán)前綴，使用多種規(guī)定的循環(huán)前綴長度中的其中一個。此外，本發(fā)明的發(fā)送方法，一個特征在于，包括生成包含多個OFDM碼元的幀的步驟；以及發(fā)送生成的幀的步驟，進行所述生成的步驟在幀末尾的OFDM碼元配置用于檢測碼元定時的主同步信道，在配置了主同步信道的OFDM碼元之前的OFDM碼元配置用于檢測接收幀的副同步信道，并且在多個OFDM碼元的每個配置循環(huán)前綴，使用多種規(guī)定的循環(huán)前綴長度中的其中一個。發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明的實施例，可以實現(xiàn)能夠改善同步信道的檢測精度的發(fā)送裝置、接收裝置、移動通信系統(tǒng)及同步信道發(fā)送方法。圖1是表示本發(fā)明一實施例的發(fā)送裝置的方框圖。圖2A是表示時域中的重復波形的說明圖。圖2B是表示頻域中的鋸齒型的波形的說明圖。圖3是表示同步信道碼號和擾碼組號的對應的一例的說明圖。圖4A是表示同步信道的波形的生成方法的說明圖。圖4B是表示基本波形的重復及由碼反轉(zhuǎn)的P-SCH信號波形的說明圖。圖4C是表示基站中的P-SCH信號的生成的方框圖。圖5A是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖5B是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖5C是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖5D是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖6A是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖6B是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖7是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖8是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖9是表示同步信道的波形的說明圖。圖IOA是表示同步信道的配置的說明圖。圖IOB是表示S-SCH中使用的信號波形的說明圖。圖IOC是表示S-SCH中使用的信號波形的說明圖。圖IlA是表示同步信道的種類的說明圖。圖IlB是表示P-SCH和S-SCH的復用方法的說明圖。圖12是表示主同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖13A是表示副同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖13B是表示副同步信道的配置的說明圖。圖13C是表示副同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖13D是表示副同步信道的配置的說明圖。圖13E是表示P-SCH和S-SCH的復用方法的說明圖。圖13F是表示副同步信道的配置的說明圖。圖13G是表示P-SCH和S-SCH的復用方法的說明圖。圖13H是表示P-SCH和S-SCH的復用方法的說明圖。圖14是表示同步信道碼號和CP長度的對應的一例的說明圖。圖15是表示同步信道碼號、擾碼號和CP長度的對應的一例的說明圖。圖16是表示同步信道碼號和擾碼號的對應的一例的說明圖。圖17A是表示同步信道的配置的說明圖。圖17B是表示同步信道的配置的說明圖。圖18A是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的方框圖。圖18B是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的方框圖。圖19A是表示幀定時檢測的說明圖。圖19B是表示幀定時檢測的說明圖。圖19C是表示幀定時檢測的說明圖。圖20是表示同步信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖21是表示子幀的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖22是表示本發(fā)明一實施例的發(fā)送裝置的方框圖。圖23是表示相關(guān)計算方法的說明圖。圖24A是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的方框圖。圖24B是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置中的S-SCH檢測時的同步檢波的說明圖。圖24C是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置中的S-SCH檢測時的同步檢波的說明圖。圖24D是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置中的S-SCH檢測時的同步檢波的說明圖。圖25A是表示對于副同步信道的平均化數(shù)的SNR和檢測概率的關(guān)系的說明圖。圖25B是表示對于副同步信道的平均化數(shù)的SNR和檢測概率的關(guān)系的說明圖。圖沈是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的方框圖。圖27A是表示同步信道和公共導頻信道的結(jié)構(gòu)的說明圖。圖27B是表示本發(fā)明一實施例的對于多個發(fā)送天線的SCH的發(fā)送方法的說明圖。圖27C是表示本發(fā)明一實施例的對于多個發(fā)送天線的SCH的發(fā)送方法的說明圖。圖觀是表示本發(fā)明一實施例的發(fā)送裝置的動作的流程圖。圖^A是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的動作的流程圖。圖^B是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的動作的流程圖。圖^C是表示通過基準信號的小區(qū)ID檢測的說明圖。圖^D是表示通過基準信號的小區(qū)ID檢測的說明圖。圖^E是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的動作的流程圖。圖^F是表示本發(fā)明一實施例的接收裝置的動作的流程圖。圖30是表示各個扇區(qū)的同步信道的發(fā)送方法的說明圖。標號說明10發(fā)送裝置20接收裝置具體實施例方式下面，參照本發(fā)明的實施例。另外，在用于說明實施例的所有圖中，具有相同功能的部分使用相同的標號，并省略重復的說明。說明本發(fā)明實施例的移動通信系統(tǒng)。本實施例的移動通信系統(tǒng)包括發(fā)送裝置10和接收裝置20。下面，參照圖1說明本實施例的發(fā)送裝置10。發(fā)送裝置10發(fā)送同步信道。接收裝置20使用該同步信道來檢測碼元定時和幀定時。并且，接收裝置20使用同步信道檢測擾碼或擾碼組等的控制信息。發(fā)送裝置10設置在發(fā)送無線信號的基站中。發(fā)送裝置10包括多個數(shù)據(jù)信道生成器100.1100.X0在各個數(shù)據(jù)信道生成器100中，將從發(fā)送數(shù)據(jù)發(fā)生單元101輸入的發(fā)送數(shù)據(jù)序列在傳輸路徑編碼器102中進行編碼，在數(shù)據(jù)調(diào)制單元103中進行數(shù)據(jù)調(diào)制。然后，在復用單元104對調(diào)制后的數(shù)據(jù)序列復用導頻碼元，在串并聯(lián)變換單元105進行串并聯(lián)變換而成為頻率軸上的N/SF個的信息碼元序列。串并聯(lián)變換后的頻率軸上的N/SF個的信息碼元序列通過復制單元106，每個信息碼元被復制與短周期擴頻碼的序列長度相等的碼元數(shù)SF個，并被排列在頻率軸上。對于被排列在頻率軸上的N個信息碼元序列，由乘法器108乘以短周期擴頻碼生成器107所生成的短周期擴頻碼。在第1合成單元109中，對被乘以從各個數(shù)據(jù)信道生成器100輸出的各個短周期擴頻碼的、序列長度為N的頻率軸上的碼元序列進行復用。對于被復用的序列長度為N的碼元序列，在N個乘法器111的各個乘法器中，在頻率方向上被乘以從擾碼生成器110輸出的擾碼，并且對于被乘以擾碼的碼元序列，在N個乘法器118的各個乘法器中被乘以振幅調(diào)整單元115輸出的振幅調(diào)節(jié)序列值，并輸出到第2合成單元112。第2合成單元112將被乘以擾碼及振幅調(diào)節(jié)序列值的序列長度為N的碼元序列和在同步信號生成單元120中所生成的同步信號，在N個子載波中相應的特定子載波中進行復用。傅立葉反變換裝置(IFFT)113將N個碼元變換為正交多載波信號。CP(循環(huán)前綴)附加單元114在每個傅立葉對象時間對該多載波信號插入在CP選擇單元117所選擇的CP。然后，發(fā)送裝置10將該CP附加單元114輸出的多載波信號作為無線信號而輸出到空間。在上述的發(fā)送裝置中，說明了應用OFCDM的情況，但也可以應用OFDM。這時，與OFCDM的擴頻關(guān)聯(lián)的部分被消除。具體來講，數(shù)據(jù)信道生成器100.2100.χ、復制106、短周期擴頻碼生成器107、乘法器108及合成單元109被消除。此外，從串并聯(lián)變換單元105輸出N個信息碼元。即，從串并聯(lián)變換單元105輸出的N個信息碼元通過乘法單元111而被乘以擾碼。說明同步信號生成單元120中的同步信號的生成處理。數(shù)據(jù)發(fā)生單元121生成同步信道的碼。例如，數(shù)據(jù)發(fā)生單元121生成所有小區(qū)的公共碼，例如1。由此，與范圍內(nèi)的小區(qū)無關(guān)，接收裝置20通過取公共的同步信道的時間波形和接收信號的相關(guān)，能夠容易地進行定時檢測。此外，如圖2A所示，同步信號生成單元120也可以生成在時域中的重復波形。例如，數(shù)據(jù)發(fā)生單元121重復生成任意的基本波形。這時，在接收裝置中，計算分離了重復周期的量的部分的相關(guān)值。在發(fā)送重復波形的定時，由于發(fā)送同樣的波形，所以相關(guān)值變大。這時，在接收裝置中，不需要知道SCH的波形，對分離的兩處計算相關(guān)值，判斷是否相同。通過這樣利用任意的重復波形，在接收裝置中的定時檢測時，可進行自相關(guān)的定時檢測和頻率偏移補償。例如，由于相同的信號被重復發(fā)送，接收裝置測量其相位并進行比較。接收裝置基于相位的旋轉(zhuǎn)量，能夠進行定時檢測和頻率偏移補償。這樣，用接收信號的自相關(guān)來進行定時檢測和頻率偏移補償，從而與副本相關(guān)的情況相比，能夠減少運算量。此外，如圖2B所示，若將時域中的重復波形進行頻率變換，則可得到頻域中的鋸齒型的波形。同步信號生成單元120也可以生成該頻域下的鋸齒型的波形。由此，能夠得到與上述的效果相同的效果。此外，時域中的重復波形的重復次數(shù)或者頻域中的鋸齒型的波形的鋸齒間距也可以比2大。此外，數(shù)據(jù)發(fā)生單元121也可以生成擾碼和擾碼組等的每個控制信息中所定義的同步信道用碼。這時，如圖3所示地，在擾碼和擾碼組等的每個控制信息中被定義同步信道。即，表示同步信道的同步信道碼號和擾碼和擾碼組等控制信息相對應。這時，接收裝置20通過計算被定義的所有同步信道波形和接收信號的相關(guān)，能夠檢測幀定時及擾碼和擾碼組等控制信息，能夠縮短小區(qū)搜索的時間。因此，能夠減少接收裝置20中的消耗功率。數(shù)據(jù)調(diào)制單元122對該同步信號用數(shù)據(jù)進行調(diào)制，并且，在串并聯(lián)變換單元125進行串并聯(lián)變換后成為頻率軸上的N個碼元序列。對碼元序列的各個信號，由各個乘法器1在頻率方向上乘以同步信號用擴頻碼生成器123所生成的同步信號用擴頻碼，從而生成N個并聯(lián)同步信號。例如，同步信號用擴頻碼生成器123根據(jù)參照圖3說明的同步信道碼號和擾碼組號的對應，乘以與同步信道碼對應的擾碼組號所包含的擾碼。各個乘法器126生成N個并聯(lián)同步信號，輸入到N個乘法器119。在N個乘法器119的各個乘法器中，被乘以由振幅調(diào)節(jié)單元116所輸入的振幅調(diào)節(jié)序列值，輸出到第2合成單元112。下面，詳細說明本實施例的發(fā)送裝置10的振幅調(diào)整單元115和116中的處理。振幅調(diào)整單元115和116對同步信道乘以調(diào)節(jié)振幅的振幅調(diào)節(jié)序列值。例如，振幅調(diào)整單元115和116使用時域信號的峰值功率與平均功率比(PAPR:peak-to-averagepowerratio，峰均功率比)變得充分小的信號，進行降低同步信道的PAPR的處理。在發(fā)送放大器中，數(shù)據(jù)信道被隨機地輸入數(shù)據(jù)，所以PAPR上升。因此，成為如圖4A所示的隨機的波形。在圖4A中，縱軸是基站的發(fā)送功率，橫軸是時間。另一方面，同步信道是基準被固定的模式(pattern)，所以，通過選擇某個模式，能夠選擇PAPR較低的信號。在圖4A中，用虛線表示了放大器能夠輸出的上限功率時，數(shù)據(jù)單元估計信號的變動邊際(margin)，補償設定得低于平均。作為同步信道而生成PAPR為零，即不產(chǎn)生峰值的時間波形時，能夠相應地發(fā)送比數(shù)據(jù)信道的平均大的輸出信號。因此，能夠提高接收裝置20中的同步信道的檢測精度。振幅調(diào)整單元115和116為了形成不產(chǎn)生PAPR的波形，將振幅調(diào)整序列值輸入到乘法單元118和119。這里，振幅調(diào)整序列值具有以下的特性。(a)在時域及頻域具有一定的振幅，例如序列的各個信號分量以exp(jθ)(j是虛數(shù)單位)為基本形。(b)具有理想周期性自相關(guān)(Perfectperiodicautocorrelation)特性。例如，除了零移位(Zeroshift)之外自相關(guān)為0。作為具有這樣的特性的序列，可列舉CAZAC序列(ConstantAmplitudeZeroAutocorrelationsequence，恒定幅度零自相關(guān)序列)(例如，參照非專利文獻1、2及3)。這樣，通過使用CAZAC序列(CAZAC碼)，自相關(guān)特性較佳，所以在接收裝置中，能夠提高基于副本相關(guān)的定時檢測精度。并且，也可以使用在上述特性的基礎上還具有以下特性的序列。(c)即使乘以該序列作為任意的復數(shù)的序列也仍具有上述的(a)、(b)的特性。(d)具有最佳的互相關(guān)(optimumcrosscorrelation)特性。例如，在序列長度為N上，將自相關(guān)(絕對值)抑制為1/#。作為具有以上的特性的序列，可列舉GCL(GeneralizedChirp-Like)序列(例如，參照非專利文獻4)、GeneralizedFrank序列(例如，參照非專利文獻5)。此外，也可以使用Golay碼(例如，參照非專利文獻6)。通過使用Golay碼，自相關(guān)特性較佳，所以在接收裝置中，能夠提高基于副本相關(guān)的定時檢測精度。此外，根據(jù)碼的性質(zhì)，能夠簡化相關(guān)處理。此外，在頻域中，也可以使用通過將SCH帶寬內(nèi)生成的PN碼由IFFT變換為時域而生成的信號。通過使用這樣的信號，自相關(guān)特性較佳，所以在接收裝置中，能夠提高基于副本相關(guān)的定時檢測精度。此外，作為基本波形，也可以使用上述三種波形的任意一個，并將該波形重復發(fā)送。由此，能夠簡化接收裝置中的接收處理。例如，接收裝置只包括一個與基本波形對應的相關(guān)器，對其輸出進行合成。此外，在重復基本波形時，也可以包含碼反轉(zhuǎn)。由此，能夠改善自相關(guān)特性，能夠提高接收裝置中的定時檢測精度。此外，也可以使在接收裝置端，能夠基于接收到的被重復發(fā)送的基本波形，選擇根據(jù)自相關(guān)來進行定時檢測還是根據(jù)副本相關(guān)來進行定時檢測。例如，在重視處理量時，即要減少處理量時，接收裝置根據(jù)自相關(guān)來進行定時檢測。此外，在重視檢測精度時，接收裝置根據(jù)副本相關(guān)來進行定時檢測。例如，作為P-SCH信號波形，使用將自相關(guān)特性較好的基本波形進行碼反轉(zhuǎn)后重復的波形。例如，在時域中，使用長度為10FDM碼元長L的1/N的基本波形。這時，基本波形使用Golay碼、Gold碼、正交Gold碼等自相關(guān)特性較好的碼。如圖4B所示，將基本波形進行碼反轉(zhuǎn)后重復N次，從而形成作為信號整體其自相關(guān)特性也較好的碼。在圖4B中，橫軸是時間(t)。例如，將基本波形A進行碼反轉(zhuǎn)后重復N次。圖4中，用-A表示將基本波形A碼反轉(zhuǎn)后的波形。若原樣則會產(chǎn)生信號頻帶外分量，所以使其通過期望的信號帶寬的濾波器，成為最終的P-SCH信號波形。例如，在參照圖1說明的發(fā)送裝置10中，如圖4C所示地使同步信號用擴頻碼生成單元123包括基本波形生成單元123-1；被輸入基本波形生成單元123-1的輸出信號的重復及碼反轉(zhuǎn)單元123-2；以及被輸入重復及碼反轉(zhuǎn)單元123-2的輸出信號的頻帶限制濾波器123_30基本波形生成單元123-1生成碼長度為L/N的基本波形。重復及碼反轉(zhuǎn)單元123_2進行碼長度為L/N的基本波形的重復及碼反轉(zhuǎn)。例如，重復及碼反轉(zhuǎn)單元123-2進行N次碼長度為L/N的基本波形的重復及碼反轉(zhuǎn)。其結(jié)果，碼長度成為L。頻帶限制濾波器123-3使波形通過期望的信號帶寬的濾波器，從而輸出最終的P-SCH信號波形。期望的信號帶寬為如下兩種。(1)設為提供給S-SCH的帶寬。由此，可以消除對SCH頻帶外的其他信道的影響。(2)設為系統(tǒng)帶寬。由此，會出現(xiàn)若干對SCH頻帶外的其他信道的影響，但SCH信號波形的失真會變小，所以能夠提高移動臺中的檢測精度。在移動臺端，準備與基本波形對應的相關(guān)器，將該輸出進行碼反轉(zhuǎn)后合成。由此，能夠以低運算處理量實現(xiàn)檢測精度高的副本相關(guān)。下面，詳細說明本實施例的發(fā)送裝置10的合成單元112中的處理。如圖5A所示，合成單元112以幀周期插入同步信道。在以幀周期插入同步信道時，合成單元112例如對同步信道進行時間復用，即保存到一部分時隙的OFDM碼元中發(fā)送。這時，例如幀構(gòu)成為時隙長度的整數(shù)倍。1幀由多個時隙，例如15個時隙構(gòu)成，1時隙由多個OFDM碼元，例如7個OFDM碼元構(gòu)成。由此，在發(fā)送裝置10中，在重發(fā)等閉環(huán)控制上，能夠不意識到加入了同步信道的時隙而進行控制。即，往返時間(RoundTripTime)不變。此外，在接收裝置20中，通過取接收信號和同步信道副本在時域中的相關(guān)，能夠確定同步信道的接收定時，能夠同時檢測出碼元定時與幀定時。此外，也可以是接收裝置20通過取接收信號和同步信道副本在頻域中的相關(guān)，確定同步信道的接收定時。這時，接收裝置20在幀檢測后，使用帶有擾碼的公共導頻信道來檢測擾碼。通過只在幀的一處設置同步信道，在同步信道被檢測時，還能檢測出幀的邊界。此外，與設置多個的情況相比，可以提高同步信道的發(fā)送功率，能夠提高檢測精度。此外，也可以是接收裝置20在幀檢測和擾碼組檢測后，使用帶有擾碼的公共導頻信道來檢測擾碼。至此，例如W-CDMA中，在時隙周期、即每個時隙中插入了同步信道，所以以最先檢測出碼元定時，然后檢測出幀定時的兩級步驟來進行幀定時的檢測。該方法中，通過同步信道能夠進行時隙的定時檢測，但無法確定是幀的哪個部分。因此，在時隙的定時檢測后檢測是幀的哪個部分。根據(jù)本實施例，同步信道被檢測出的時刻，可以確定幀，可了解時間定時，因此能夠同時檢測出碼元定時和幀定時。在本實施例中，說明了以幀為單位(周期)插入一處同步信道的情況，但也可以插入多處。即，可以至少插入一處同步信道。例如，可以如圖5B所示地，插入同步信道以使每個幀成為兩周期，也可以如圖5C所示地，插入同步信道以使每個幀成為四周期。接收裝置20通過取接收信號和同步信道副本的相關(guān)，確定同步信道的接收定時。這時取多個幀的相關(guān)并平均化。例如，在1幀內(nèi)有1萬處采樣點時，在1萬處取相關(guān)，并在其中尋找相關(guān)最大處。這時，平均多個幀的情況下，需要將1萬個相關(guān)值暫時存儲在存儲器中。然后，在下一個幀取1萬處的相關(guān)，通過將各處的相關(guān)值相加，從而提高S/N。因此，準備的存儲器的容量變大。通過設置多個同步信道對上述的多個幀進行平均化時，存儲器的容量可以較小。每個幀為兩周期信道時容量為1/2，每個幀為四周期信道時容量為1/4。近而，通過增加每個幀的同步信道的數(shù)量，能夠減少使用的存儲器的容量。配置多個同步信道時，配置以使其均等。即，以幀周期等間隔地插入同步信道。由此，能夠容易地進行多個幀的平均化處理。此外，配置多個同步信道時，配置以使其不均等。由此，能夠容易地檢測出幀的邊界。此外，通過在幀內(nèi)插入多個同步信道，在接收端對多個同步信道的相關(guān)輸出進行合成，從而能夠得到時間分集效應，能夠提高定時檢測精度。此外，如圖5D所示，合成單元112以幀為周期對同步信道進行時間復用時，也可以設置獨立的時隙，插入同步信道。這時，幀成為時隙長的整數(shù)倍+同步信道長。由此，可以使時隙內(nèi)的結(jié)構(gòu)全部相同，可以構(gòu)成簡單的無線I/F。即，能夠簡化發(fā)送接收處理。下面，說明同步信道的結(jié)構(gòu)。如圖6A所示，在W-CDMA中，時隙的開頭保存了同步信道，但不僅是同步信道，還保存了數(shù)據(jù)信道。即，同步信道與其他信道被碼復用后發(fā)送。該結(jié)構(gòu)中，其他信道可以無需考慮同步信道而構(gòu)成，但只能將總發(fā)送功率的一部分分配給同步信道。因此，在接收裝置20中，為了檢測同步信道而需要長時間平均化。在圖6A中，縱軸是發(fā)送功率(碼)，橫軸是時間。在本實施例中，如圖6B所示，在某一時間，例如OFDM碼元被分配給同步信道，因此能夠?qū)⒖偘l(fā)送功率分配給同步信道。通過這樣構(gòu)成，接收裝置20可以縮短接收處理的時間，能夠進行碼元+幀定時檢測。例如，10FDM碼元被分配給同步信道。在圖6B中，縱軸是發(fā)送功率(碼)，橫軸是時間。在W-CDMA中，僅1時隙無法檢測同步信道，如頻率復用型那樣，使用時間上較長的同步信道。在W-CDMA中，使用多個時隙，取其相關(guān)，檢測同步信號。即，為了進行同步信號的檢測，需要一定程度的采樣數(shù)。因此，在接收裝置20中的接收時間變長，運算處理量也較大。在本實施例中，在發(fā)送裝置10能夠?qū)⒖偘l(fā)送功率分配給同步信道，因此能夠增大分配的功率，能夠縮短同步信道的發(fā)送時間。例如，在W-CDMA中需要1幀的10%左右的時間，但本實施例中能夠減少到1%左右的時間。此外，在接收裝置20，能夠縮短取幀的相關(guān)的時間，還能減少運算處理量。此外，能夠用1次的同步信道進行碼元+幀定時的檢測，所以能夠削減必要的緩沖量，還能減少消耗功率。此外，合成單元112在如圖7所示地將同步信道進行時間復用時，也可以分配給10FDM碼元的一部分子載波。例如，等間隔地分配給10FDM碼元的一部分子載波。此外，為了提高副本相關(guān)時的檢測精度，也可以不等間隔地分配。在圖7中，縱軸是頻率，橫軸是時間。OFDM中，為了提高對于多路徑的耐性，增加子載波數(shù)從而使OFDM碼元長度變長。因此，將10FDM碼元全部分配給同步信號時，負載變大。因此，合成單元112對一部分子載波分配同步信道，將剩余的子載波分配給其他信道。由此，能夠降低同步信道的負載。此外，即使是總發(fā)送功率被固定的情況下，通過改變同步信道與被復用的信道的發(fā)送功率分配比，能夠調(diào)整同步信道的發(fā)送功率。此外，能夠調(diào)整被復用的信道的發(fā)送功率。同步信道的發(fā)送功率的調(diào)整，例如在小區(qū)設計時通過操作員進行。此外，合成單元112也可以如圖8所示地，使用分配頻率的至少一部分來離散地分配同步信道(正交復用型FDM)。由此，能夠得到頻率分集效應。此外，合成單元112也可以如圖8所示地分配同步信道，以使其疊加在至少一部分的數(shù)據(jù)信道而成為時分復用(非正交復用型TDM)。這時，同步信道疊加在至少一部分的OFDM碼元而時分復用后被發(fā)送。此外，合成單元112也可以如圖8所示地分配同步信道，以使其等間隔地疊加在至少一部分的數(shù)據(jù)信道而成為頻分復用(非正交復用型FDM)。由此，能夠得到頻率分集效應。此外，合成單元112也可以如圖8所示地分配同步信道，以使其與至少一部分的數(shù)據(jù)信道碼分復用(非正交復用型CDM)。其結(jié)果，如圖9所示，屬于擾碼組的同步信道碼Pk(l)，PkO)，...，pk(2n)(k=1、2.....Kgrp)被分配給子載波。分配給子載波的同步信道碼被輸入到傅立葉反變換單元(IFFT單元)113，變換為正交多載波信號，被輸入到CP附加單元114。CP附加單元114在每個傅立葉對象時間所輸入的多載波信號中，插入CP選擇單元117所選擇的循環(huán)前綴(CP)。然后，發(fā)送裝置10將該CP附加單元輸出的多載波信號、即SCH時間波形作為無線信號輸出到空間。該SCH時間波形被定義相當于組數(shù)的量。此外，也可以在子載波之間以差動編碼來配置同步信道序列。這時，在接收裝置端，由子載波之間的延遲相關(guān)來取出相位差信息，從而檢測同步信道序列。在子載波中直接加上同步序列時，若在頻域存在衰落變動(頻率選擇性衰落)，則在頻率軸上較長區(qū)間內(nèi)無法進行同相相加。使用子載波之間的相位差(通過差動編碼)而加上同步信道序列，從而即使在頻域存在衰落變動，只要相鄰的子載波之間的衰落變動較小，通過用延遲檢波性的相關(guān)來取出子載波之間的相位差，就能進行同相加法運算，能夠得到比存在衰落變動時更高的檢測精度。此外，可以使用長序列的相關(guān)，所以可以準備很多序列。S卩，可以使用同步信道來發(fā)送很多信息。這時，如圖IOA所示，不限于相鄰的子載波之間，在同步信道在每隔兩個子載波等情況下也能夠應用。此外，通過準備兩種序列并兩級層化，從而能夠增加可發(fā)送的控制信息量。例如，兩種序列分別為16個模式時，可以發(fā)送16X16=256種信息。這時，使用同步信道，例如，發(fā)送16個小區(qū)ID、兩個幀定時、兩個扇區(qū)結(jié)構(gòu)、兩個MIMO天線結(jié)構(gòu)、兩個CP長度等信息。這時，作為兩種序列的配置方法，例如可以輪番設為序列1、序列2。此外，作為序列，可以應用GCL序列、Walsh序列等。例如，應用了GCL序列時，GCL序列1為Gl⑴，Gl(2)，Gl(3)…，GCL序列2為G2(1)，G2(2)，G2⑶…。此外，作為后述的副同步信道的碼，除了GCL碼、Walsh碼以外，還可以使用在頻域中(1)正交碼，或者(準正交碼，或者(3)自相關(guān)和互相關(guān)特性較好的碼中的任意一個。具體來講，使用在頻率軸上相位以固定旋轉(zhuǎn)速度進行旋轉(zhuǎn)的正交碼。由此，對于任意序列長的碼，能夠形成正交碼，能夠改善第2階段的檢測精度。并且，對于上述碼，也可以進行系統(tǒng)中預先規(guī)定的頻率軸上的擾頻。這時，擾頻不是對每個小區(qū)采用不同的擾頻，而是進行一種擾頻。在上述碼中，由于在頻率軸上相位以固定旋轉(zhuǎn)速度進行旋轉(zhuǎn)，所以在時間軸上形成脈沖波形，從發(fā)送放大器的效率的觀點來看并不理想。在頻率軸上進行擾頻而變得無規(guī)則，從而能夠解決發(fā)送放大器的效率問題。擾碼為移動臺已知，因此在取副同步信道的相關(guān)之前進行解擾(descramble)，取其相關(guān)，從而能夠順利地進行相關(guān)檢測。這里，也可以將屬于擾碼組的同步信道碼Pk(l)，PkO)，...，pk(2n)分離為用于檢測幀定時和用于檢測擾碼組等控制信息。例如，將用于幀定時的同步信道設為主同步信道(Primary-SCH)，將用于組檢測的同步信道設為副同步信道(kcondary-SCH)。這里，設Primary-SCH為所有小區(qū)公共的波形。此外，Secondary-SCH具有在每個擾碼組定義的波形。主同步信道和副同步信道與數(shù)據(jù)碼元序列合成。S卩，在主同步信道中被檢測出接收定時，在副同步信道中被檢測出接收幀和有關(guān)擾碼的信息。例如，在主同步信道中，被通知碼元定時(FFT定時)。此外，將主同步信道的插入間隔設為1幀，能夠通過主同步信道而通知幀定時。使得能夠通過主同步信道檢測出碼元定時和幀定時，從而無需通過副同步信道來通知幀定時。此外，例如，也可以通過副同步信道檢測擾碼的組，也可以通過其檢測至擾碼組的擾碼。通過檢測至擾碼，能夠立即進行解調(diào)處理。例如，定義碼為副同步信道，將不同碼的模式分別與各個擾頻組相對應。例如，有64種碼組時，準備64種碼的模式。如果，有512種擾碼時，準備512種碼的模式。這樣，取與同步信道的相關(guān)。至此，使用導頻信道從擾碼組中檢測了擾碼。此外，也可以將由副同步信道通知的信息僅設為擾碼組的信息。由此，在接收裝置中，能夠減少接收處理的負擔，能夠提高檢測精度。此外，也可以由公共導頻信道(Commonpilotchannel=CPICH)的模式來通知表示擾碼組的信息。通過由CPICH的模式來通知，可以不需要用于通知擾碼組的物理信道即副同步信道。此外，也可以由副同步信道來通知表示系統(tǒng)帶寬的信息。通過設同步信道的發(fā)送帶寬為1.25MHz或者5MHz，在小區(qū)搜索階段，移動臺不需要識別系統(tǒng)帶寬。此外，分配給同步信道的無線資源會成為負載，因此優(yōu)選將其盡量減少。此外，也可以由副同步信道來通知表示報告信道的帶寬的信息。例如，對報告信道的每個帶寬使用不同的副同步信道的信號，從而在接收端可以由副同步信道來檢測出報告信道的帶寬。此外，也可以由副同步信道來通知表示發(fā)送天線數(shù)的信息。例如，同步信道和CPICH的發(fā)送天線數(shù)最大設為2。由此，在小區(qū)搜索階段，不需要識別發(fā)送天線數(shù)。此外，也可以由副同步信道來通知扇區(qū)數(shù)等有關(guān)小區(qū)結(jié)構(gòu)的信息。例如，按照小區(qū)的扇區(qū)數(shù)而使用不同的副同步信道的信號，從而在接收端能夠由副同步信道來檢測出小區(qū)結(jié)構(gòu)。此外，也可以由副同步信道來通知有關(guān)基站的天線數(shù)的信息。例如，按照發(fā)送天線數(shù)而使用不同的副同步信道的信號，從而在接收端能夠由副同步信道來檢測出發(fā)送天線數(shù)。此外，也可以由副同步信道來通知有關(guān)循環(huán)前綴(CP)長度的信息。例如，按照CP長度而使用不同的副同步信道的信號，從而在接收端能夠由副同步信道來檢測出CP長度。作為用于S-SCH的信號波形，例如使用在同一定時互相關(guān)特性較好的碼。在S-SCH中，通過發(fā)送不同的碼來通知控制信息，例如小區(qū)ID組。這時，為了使識別不同的控制信息變得簡單，因此使用不同碼之間的相關(guān)，例如互相關(guān)特性較好的碼。但是，與W-CDMA時不同，成為頻率軸上的碼配置，因此不需要考慮頻率軸上的移位，只要是在同一定時，即沒有頻率方向的移位的狀態(tài)下互相關(guān)特性較好的碼即可。根據(jù)這一點，由于上述的Walsh碼和CAZAC碼在同一定時正交，因此適用。例如，如圖IOB所示，使用了在同一定時互相關(guān)特性較好的碼Kcl,c2，c3，c4，c5，…，cn_l，cn)和碼2(dl，d2，d3，d4，d5，…，dn-1,dn)時，可以由碼1通知信息A，由碼2通知信息B。在圖IOB中，橫軸是頻率。此外，作為用于S-SCH的信號波形，例如也可以使用包含定時移位而自相關(guān)和互相關(guān)特性較好的碼。例如，通過在頻率軸上移位而生成不同的定時。除了互相關(guān)特性之外，還使用包含定時移位而自相關(guān)和互相關(guān)特性較好的碼，從而除了碼之外還可以通過定時移位，例如碼的相位來通知信息。因此，能夠加大發(fā)送的控制信息數(shù)。例如，能夠?qū)⒖砂l(fā)送的信息量增加碼數(shù)X相位移位數(shù)。作為具有這樣的特性的碼，例如可以應用Gold碼、正交Gold碼等。例如，如圖IOC所示，使用了在同一定時互相關(guān)特性較好的碼1(cl，c2,c3,c4,c5，…，cn-1,cn)和、將碼1移位了規(guī)定的相位，例如相位偏移量1的碼l(c2，c3，c4，c5，c6，…，cn_2，cn)時，可以通過碼1通知信息A，通過將碼1移位了相位偏移量1的碼1來通知信息C。圖IOC中，橫軸是頻率。Primary-SCH和kcondary-SCH被復用發(fā)送。例如，也可以像參照圖7說明的那樣，對10FDM碼元的一部分子載波分配I^rimary-SCH，對剩余的子載波分配kcondary-SCH。這時，如圖IlA所示，對10FDM碼元的一部分子載波，分配I^rimary-SCH(PGO)(k=1，3，...，2n-l)和kcondary-SCH(S(k))(k=2，4，···，2n)。此外，也可以將I^rimary-SCH和kcondary-SCH分配給不同時隙中發(fā)送。此外，也可以像參照圖8說明的那樣，使用分配頻率的至少一部分，離散地分配I^rimary-SCH和Secondary-SCH(正交復用型FDM)。由此，能夠得到頻率分集效應。此外，也可以分配為使I^rimary-SCH和kcondary-SCH疊加到至少一部分的數(shù)據(jù)信道而成為時分復用(非正交復用型TDM)。這時，Primary-SCH和kcondary-SCH疊加到至少一部分的OFDM碼元而時分復用后發(fā)送。此外，也可以使I^rimary-SCH和kcondary-SCH等間隔地疊加到至少一部分的數(shù)據(jù)信道而成為頻分復用(非正交復用型FDM)。由此，能夠得到頻率分集效應。此外，也可以分配為使I^rimary-SCH和kcondary-SCH與至少一部分的數(shù)據(jù)信道碼分復用(非正交復用型CDM)。同步信道被分離為Primary-SCH和kcondary-SCH而發(fā)送時，接收裝置20由Primary-SCH檢測幀定時，并基于所檢測的幀定時，使用kcondary-SCH檢測擾碼信道。由此，在幀定時檢測時刻計算一種同步信道波形，這里計算ft~imary-SCH和接收信號的相關(guān)即可，此外，在幀定時檢測后，僅在幀定時計算同步信道波形，這里基于kcondary-SCH和接收信號計算即可，因此與相應于碼組數(shù)量來定義所有頁面(page)的同步信道波形的結(jié)構(gòu)相比，能夠減少接收裝置中的運算量。此外，由S-SCH通知表示擾碼組的信息時，也可以預先定義組數(shù)量的不同的波形，由該波形進行通知。由此，在組數(shù)較少時，能夠減少接收處理的負擔，能夠提高檢測精度。此外，由S-SCH通知表示擾碼組的信息時，也可以以應用了信道編碼的控制比特的形式進行通知。由此，特別是組數(shù)較多時和由S-SCH通知表示擾碼的信息以外的控制信息時，能夠減少接收處理的負擔，能夠提高檢測精度。此外，也可以應用CRC，因此能夠提高檢測的可靠性。此外，如圖IlB所示，也可以將P-SCH和S-SCH在同一OFDM碼元上用FDM進行復用。在圖IlB中，縱軸是頻率，橫軸是時間。由此，與用TDM復用的情況相比，在分配SCH的碼元數(shù)相同時，P-SCH和S-SCH都能在很多OFDM碼元中，例如在時間上離散配置，因此能夠加大時間分集效應。此外，S-SCH和P-SCH被配置在同一OFDM碼元中，所以在S-SCH檢測時，容易進行以P-SCH作為基準的同步檢波。能夠在與S-SCH接收定時相同的時間進行信道估計，因此能夠進行有效的同步檢波。作為P-SCH和S-SCH的FDM方法，有以下兩種。(1)設為每隔1個子載波的規(guī)則的配置，使P-SCH和S-SCH交錯。由此，能夠得到較高的頻率分集效應。同步檢波S-SCH時，對于周頻率軸上任意S-SCH的子載波，P-SCH始終均等地配置在其兩側(cè)，因此能夠高精度地進行以P-SCH作為基準的信道估計。由于是FDM，因此也不會產(chǎn)生P-SCH和S-SCH的干擾。(2)設為P-SCH和S-SCH在頻率軸上不規(guī)則地交替插入配置。這時，配置的方法由系統(tǒng)事先定義。作為(1)的問題點，P-SCH在頻率軸上每隔1個子載波配置時，在時域成為兩次重復波形，因此在定時檢測時出現(xiàn)多個峰值而使檢測精度劣化。通過在頻率軸上不規(guī)則地配置P-SCH，能夠避免該問題點。例如，在IOmsec幀內(nèi)2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH。通過在IOmsec幀內(nèi)配置多個，能夠得到時間分集效應。在2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH時，W-CDMA的SCH的負載，例如，假設10%的發(fā)送功率比時，能夠減小SCH負載到約以下。例如，用5MHz以上的系統(tǒng)帶寬發(fā)送1.25MHz的SCH時，能夠減小SCH負載。此外，由于能夠在時間上集中配置SCH，因此能夠用比W-CDMA更少的SCH負載來實現(xiàn)高速小區(qū)搜索。下面，參照圖12說明主同步信道的發(fā)送處理和接收處理。發(fā)送裝置10也可以由不連續(xù)的(discrete)子載波來發(fā)送主同步信道。例如，每隔1個子載波進行發(fā)送。例如，從某個子載波開始由第1、3、5、7號子幀，以所有小區(qū)公共的PN-Iike的模式進行發(fā)送。這時，所有的子幀發(fā)送公共的主同步信道。其結(jié)果，時間信號成為相當于載波間隔的重復信號。即，通過每隔1個子載波進行發(fā)送，時間上同樣的模式被重復。即，在有效數(shù)據(jù)期間(Effectivedataduration)被重復兩次時間上同樣的模式。同樣地，每隔兩個子載波發(fā)送時，在有效數(shù)據(jù)期間被重復三次時間上同樣的模式。即，空出子載波的間隔進行發(fā)送，從而相同的信號被重復發(fā)送。由此，移動臺(接收裝置)比較被重復發(fā)送的主同步信道，通過計算主同步信道之間的相位旋轉(zhuǎn)量等，能夠取得頻率同步。作為接收端的處理，檢測接收信號之間在時域中的互相關(guān)。這時，在隔開1載波以上來配置同步信道時是有效的。這時，能夠根據(jù)相關(guān)值的相位旋轉(zhuǎn)量而檢測頻率漂移(drift)量。此外，檢測接收信號和主同步信道在時域中的相關(guān)。這時，能夠根據(jù)OFDM碼元內(nèi)的部分相關(guān)的相位旋轉(zhuǎn)量而檢測頻率漂移(drift)量。下面，參照圖13A和圖1說明副同步信道的發(fā)送處理和接收處理。在幀中配置多個副同步信道時，也可以配置不同的副同步信道。即，對幀的每個同步信道改變碼模式。例如，根據(jù)擾碼組和子幀的位置而設為不同的調(diào)制模式。說明這時的接收處理。作為副同步信道的檢測方法，有頻域處理和時域處理。頻域處理中如圖13A所示，由主同步信道而已知碼元定時，因此已知進行FFT處理的場所。所以，在FFT處理后進行。在使用絕對相位時，檢測接收信號和副同步信道的相關(guān)。這時，有時因衰落的相位旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生特性劣化。在使用與接近的主同步信道的絕對相位時，使特性追隨衰落的相位旋轉(zhuǎn)。即，把主同步信道看作導頻，返回副同步信道的相位。然后計算相關(guān)值。時域處理在FFT之前進行，檢測接收信號和副同步信道的相關(guān)。這時，在隔開兩個載波以上來配置時，存在接收信號之間的互相關(guān)。此外，如圖1所示，將主同步信道和副同步信道配置在同一碼元中。由此，能夠減少由主同步信道進行信道估計時的衰落的影響。例如，在不同的碼元位置上配置了主同步信道和副同步信道時，特別在快速移動中受到衰落變動的影響。例如，在不同的碼元位置上被配置主同步信道Pi、P2、P3.....PN/2和副同步信道S，ka,S'k,2、S，........S，k,N/2(k擾碼組索引，N:子載波號)。主同步信道在所有小區(qū)通用，副同步信道是表示擾碼的碼控制比特(擾碼)。此外，也可以如圖13C所示地，對同一OFDM碼元由FDM進行復用，即不是像圖那樣交錯配置P-SCH和S-SCH，而是連續(xù)地配置P-SCH和S-SCH。此外，也可以如圖13D所示地，對同一OFDM由CDM進行復用，即，使P-SCH和S-SCH重疊。如圖13E所示，將P-SCH和S-SCH在同一OFDM碼元上進行碼復用，從而與用FDM進行復用的情況相比，P-SCH在頻率軸上連續(xù)配置，因此不會產(chǎn)生每隔1子載波配置P-SCH時產(chǎn)生的定時檢測精度的劣化問題。此外，可以取較大的S-SCH的子載波數(shù)，即頻率軸上的碼長度，所以能夠發(fā)送很多控制信息，例如小區(qū)ID組等。對S-SCH進行同步檢波時，在頻率軸上對于任意一個S-SCH的子載波，P-SCH都被復用在同一子載波上，所以可進行將P-SCH作為基準的信道估計。例如，在IOmsec幀內(nèi)2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH。這樣，通過在IOmsec幀內(nèi)配置多個，能夠得到時間分集效應。在2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH時，W-CDMA的SCH的負載，例如，假設10%的發(fā)送功率比時，能夠減小SCH負載到約以下。例如，用5MHz以上的系統(tǒng)帶寬發(fā)送1.25MHz的SCH時，能夠減小SCH負載。由于能夠在時間上集中配置SCH，因此能夠用比W-CDMA更少的SCH負載來實現(xiàn)高速小區(qū)搜索。此外，也可以如圖13F所示地將P-SCH和S-SCH在不同的OFDM碼元上用TDM進行復用。例如，如圖13G所示，將P-SCH和S-SCH在不同的OFDM碼元上用TDM進行復用。由此，與用FDM復用的情況相比，P-SCH在頻率軸上連續(xù)配置，因此不會產(chǎn)生每隔1子載波配置P-SCH時產(chǎn)生的定時檢測精度的劣化問題。此外，可以取較大的S-SCH的子載波數(shù)，即頻率軸上的碼長度，所以能夠發(fā)送很多控制信息，例如小區(qū)ID組等。作為P-SCH和S-SCH的配置，有以下所示的兩種配置。(1)如圖13G所示，隔開規(guī)定的幀量而配置P-SCH和S-SCH。由此，例如隔開5msec而配置時，5msec的單位可采用相同的結(jié)構(gòu)。(2)如圖13H所示，在時間軸上相鄰地配置P-SCH和S-SCH。由此，在S-SCH檢測時，能夠進行以P-SCH為基準的同步檢波。具體來講，在IOmsec幀內(nèi)2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH。這樣，通過在IOmsec幀內(nèi)配置多個，能夠得到時間分集效應。在2個或4個OFDM碼元中配置P-SCH和S-SCH時，W-CDMA的SCH的負載，例如，假設10%的發(fā)送功率比時，能夠減小SCH負載到約以下。例如，用5MHz以上的系統(tǒng)帶寬發(fā)送1.25MHz的SCH時，能夠減小SCH負載。此外，由于能夠在時間上集中配置SCH，因此能夠用比W-CDMA更少的SCH負載來實現(xiàn)高速小區(qū)搜索。下面，詳細說明本實施例的發(fā)送裝置10的CP附加單元114中的處理。CP附加單元114在每個傅立葉對象時間，對多載波信號中插入CP選擇單元117所選擇的CP。CP(cyclicPrefix)是為了即使信號因延遲波而在各種各樣的定時到達，也能夠吸收對信號處理的影響而設置的。實際上，一般由系統(tǒng)測量一組多路徑，并基于其結(jié)果而決定CP。這時，如果是來自一個基站的信號，則可知會產(chǎn)生哪種程度的延遲，因此基于該延遲而決定CP。但是，是由來自多個基站的信號所合成的組播時，除了單純的多路徑引起的接收定時的分散之外，還會產(chǎn)生從多個基站發(fā)送信號而導致的傳播延遲。即，被追加傳播延遲的差，比接收來自一個基站的信號的情況，其分散更大。因此，組播的情況和普通的通信，例如單播的情況下，延遲的大小完全不同。因此，在本實施例中，作為無線幀，準備多種，例如兩種。即，準備CP長度不同的多種，例如兩種CP。組播時使用具有較長的CP長度的CP，單播時使用具有較短CP長度的CP。單播時，若使用CP長度較長的CP，則傳輸效率下降，因此在組播時使用CP長度較長的CP。如圖14所示，CP選擇單元117將同步信道碼號和CP長度相對應地存儲。CP選擇單元117基于該對應而選擇CP長度。此外，CP選擇單元117也可以例如圖15所示地，將同步信道碼號和擾碼組號以及CP長度相對應地存儲。圖15中，表示了CP長度為兩種的情況。此外，CP選擇單元117也可以例如圖16所示地，將同步信道碼號和擾碼組號相對應地存儲。在本實施例中，說明使用CP長度不同的兩種CP的情況。如上所述，具有較長的CP長度的CP在從多個基站發(fā)送相同的信號的組播的情況下使用。由此，可以吸收來自多個基站的傳播延遲。具有較短CP長度的CP在組播以外的例如單播時使用。CP附加單元114將由CP選擇單元117所指定的CP附加到從IFFT輸出的多載波信號中。例如，如圖17A和圖17B所示，CP附加單元114附加CP，以使同步信道被配置在幀的開頭或者末尾。圖17A表示CP長度較短的情況，即幀內(nèi)的OFDM碼元數(shù)較大的情況，圖17B表示CP長度較長的情況，即幀內(nèi)的OFDM碼元數(shù)較小的情況。在同一系統(tǒng)內(nèi)，使用不同的CP長度時，子載波的間隔一定時，幀內(nèi)的OFDM碼元數(shù)會改變，因此對于幀邊界的同步信道的位置也會改變。這樣，通過附加CP，以使同步信道被配置在幀的開頭或者末尾，能夠與CP長度無關(guān)地，使對于同步信道位置的幀邊界的位置不變，因此能夠容易進行接收裝置20中的幀邊界(幀定時)的檢測。下面，參照圖18A說明本發(fā)明實施例的接收裝置20。本實施例的接收裝置20包括擾碼接收定時檢測電路200。擾碼接收定時檢測電路200輸入由天線接收到的組播信號，檢測并輸出擾碼接收定時及FFT定時。具體來講，擾碼接收定時檢測電路200將由天線接收到的組播信號輸入到相關(guān)器201。另一方面，同步信號副本生成器202生成預先設定的同步信號副本，依次輸入到相關(guān)器201中。在相關(guān)器201中，進行接收到的多載波信號和同步信號副本的相關(guān)檢測，其結(jié)果，所得到的表示各個峰值的相關(guān)值和其定時被存儲在相關(guān)值和定時的存儲器203中。定時檢測電路204從相關(guān)值和定時的存儲器203內(nèi)的存儲值中選擇最大相關(guān)值和定時，作為擾碼接收定時存儲在存儲器205中。定時檢測電路204還通過擾碼接收定時來計算FFT定時，存儲到存儲器205。FFT定時從該存儲器205被輸出到CP除去電路，擾碼接收定時被輸出到擾碼確認電路和解調(diào)電路。例如，作為P-SCH信號波形，使用了將自相關(guān)特性較好的基本波形反轉(zhuǎn)后重復的波形時，接收裝置20成為圖18B所示的結(jié)構(gòu)。S卩，在參照圖18A說明的接收裝置10中，相關(guān)器201由對于基本波形的相關(guān)器201-1、被輸入對于基本波形的相關(guān)器201-1的輸出信號的碼反轉(zhuǎn)單元201-2、被輸入碼反轉(zhuǎn)單元201-2的輸出信號的對于上位層碼的相關(guān)器201-3所構(gòu)成。對于基本波形的相關(guān)器201-1進行多載波信號和基本波形的相關(guān)檢測。這里，碼長為L/N。碼反轉(zhuǎn)單元201-2將對于基本波形的相關(guān)器201-1的輸出信號進行碼反轉(zhuǎn)。對于上位層碼的相關(guān)器201-3對于碼反轉(zhuǎn)單元201-2的輸出進行與上位層碼的相關(guān)檢測，并將P-SCH相關(guān)值輸入到相關(guān)值和定時的存儲器203中。這里碼長為N。由此，可以不需要碼長為L的較長的相關(guān)值。下面，參照圖19A、圖19B、圖19C、圖20說明相關(guān)器201中的處理。相關(guān)器201取CP長度最小的同步信道副本與接收信號的相關(guān)。由此，能夠用一種搜索方法來檢測幀定時。例如，如圖19A所示，接收裝置20設定有效碼元Si、S2、S3和S4作為相關(guān)計算中使用的同步信道，設定S4被保存的同步信道副本作為CP。例如，使用CP長度較短的SCH。即，復制S4的部分設為CP。該同步信道副本中保存了CP長度最小的CP。這里，從發(fā)送裝置10發(fā)送了被附加CP長度較短的CP的信號時，在S4的部分中出現(xiàn)相關(guān)峰值(圖19B)。另一方面，從發(fā)送裝置10發(fā)送了被附加CP長度較長的CP的信號時，也在S4的部分中出現(xiàn)相關(guān)峰值(圖19C)。從發(fā)送裝置10發(fā)送了被附加CP長度較短的CP的信號和被附加CP長度較長的CP的信號時，出現(xiàn)相關(guān)峰值的都是S4的部分。由于同步信道副本的信號長度已知，因此OFDM碼元的結(jié)尾可知，取相關(guān)的定時可知。此外，通過將同步信道配置在幀的末尾，能夠容易地檢測出幀的邊界。此外，如圖20所示，在將1幀分割為多個子幀中，也可以在子幀的末尾，即子幀的最后OFDM碼元中配置同步信道。子幀中被配置有OFDM碼元和保護間隔。保護間隔(循環(huán)前綴)的長度被定義為多種，例如兩種，其長度也可以對每個子幀都不同。例如，保護間隔的長度基于發(fā)送方法，例如單播或者組播而決定。這時，各個子幀內(nèi)的碼元數(shù)存在兩種。例如，存在組播的子幀和單播的子幀這兩種。即，子幀內(nèi)的碼元數(shù)會改變。有效碼元長和較短的保護間隔通用。將主同步信道配置在子幀的末尾，在移動臺端計算CP長度較短的主同步信道的碼元和接收信號的相關(guān)。這時，子幀的CP長度較長或者較短時，都在從子幀的末尾開始CP長度較短的主同步信道的長度之前的定時，觀測相關(guān)值的峰值。即，有效數(shù)據(jù)碼元長+較短的CP長量，在具有較短的CP長量的CP的子幀，具有較長的CP長量的CP的子幀中相同，所以終端能夠不必識別CP長度而進行載波頻率和同步定時檢測。由此，不必識別子幀中所使用的CP長度，即與CP長度無關(guān)，同步信道的發(fā)送定時(位置)不變，因此即使沒有CP長度的信息，移動臺也能計算相關(guān)值而進行同步信道的搜索，能夠確定幀定時。此外，幀之間的相關(guān)值的平均化也可以不意識到CP長度而進行。此外，進行多個子幀之間的平均化時，同步信道的發(fā)送定時也(位置)不變，因此容易進行平均化。此外，同步信道沒有被配置在子幀的末尾時，假設與較長的CP長對應的定時和與較短的CP長對應的定時，并取其相關(guān)。此外，同步信道沒有被配置在子幀的末尾時，也可以通知CP長。例如，對每個幀預先指定CP長的長度。預先保存用于表示同步信道中所使用的CP的CP長的信息。公共導頻也可以同樣地配置在子幀的末尾。此外，系統(tǒng)所定義的特定的一部分子幀，例如開頭的子幀一定設為單播。S卩，開頭的子幀在組播中不使用。組播的子幀為了能夠進行軟合并(soft-combining)而設為在小區(qū)之間通用的擾碼，因此在小區(qū)搜索時，組播的子幀的公共導頻無法在擾碼檢測時使用。因此，將開頭的子幀一定設為單播(采用小區(qū)固有的擾碼)，從而能夠解決上述的問題，能夠在小區(qū)搜索中將公共導頻用于擾碼檢測。此外，在BCH中，被報告小區(qū)固有的系統(tǒng)信息，因此通過由單播發(fā)送而配置在開頭的單播專用的子幀中，從而可實現(xiàn)高效的無線幀結(jié)構(gòu)。作為一例，參照圖21說明在IOmsec的每個無線幀中被發(fā)送兩個同步信道的情況。開頭的子幀一定設為單播，使用被乘以小區(qū)固有的擾碼的導頻。后續(xù)的子幀可使用于單播或者MBMS。單播時應用施加了小區(qū)固有的擾碼的導頻和較短的CP，MBMS時應用施加了小區(qū)公共的擾碼的導頻和較長的CP。此外，通過將BCH配置在同步信道的一定時間之后，移動臺能夠在使用同步信道進行小區(qū)搜索后，立即接收BCH，能夠減少BCH接收完畢為止的時間。下面，說明用不同的CP長的基準信號(Referencesignal)來進行小區(qū)ID檢測的情況。這時，也可以由系統(tǒng)預先規(guī)定特定的子幀的CP長。例如，決定幀開頭的子幀使用較長的CP長(longCP)或者較短的CP(shortCP)。在小區(qū)搜索時，使用子幀的基準信號來檢測小區(qū)ID。此外，使用基準信號，除了小區(qū)ID之外，還可以檢測扇區(qū)ID等其他信息。這時，由S-SCH通知幀內(nèi)的各個子幀的CP長。例如，通知所有子幀的CP長。由此，由S-SCH通知的信息數(shù)量增加，但在小區(qū)搜索中能夠利用所有子幀的基準，因此能夠快速地檢測出小區(qū)ID。此外，也可以僅對一部分子幀，由S-SCH通知CP長。在小區(qū)搜索中，不需要使用那么多子幀數(shù)，因此可以將由S-SCH通知的信息數(shù)設為必要最低限度。移動臺僅利用被通知的子幀的基準信號。此外，也可以使系統(tǒng)中使用的各個子幀的CP長為完全任意，移動臺盲(blind)檢測CP長。這時，檢測與兩個CP長對應的基準信號，使用相關(guān)值較大一方的結(jié)果。說明基準信號的帶寬。SCH由1.25MHz的固定帶寬所發(fā)送，但基準信號的帶寬在小區(qū)搜索階段不知道。因此，根據(jù)以下的方法來決定所使用的基準信號的帶寬。(1)由S-SCH通知基準信號的帶寬。由此，由S-SCH通知的信息數(shù)增加，但能夠利用基準信號的所有帶寬，能夠?qū)崿F(xiàn)快速小區(qū)搜索。(2)使用與由S-SCH通知的BCH帶寬相同帶寬的基準信號。由S-SCH通知BCH的帶寬時，至少以BCH帶寬以上的帶寬來發(fā)送基準信號，因此在小區(qū)搜索中使用與BCH相同帶寬的基準信號。由此，不用增加由S-SCH通知的信息數(shù)量，就能夠利用較寬的帶寬的基準信號。下面，說明公共導頻被配置在子幀的末尾時的發(fā)送裝置10的結(jié)構(gòu)。如圖22所示，發(fā)送裝置10包括與合成單元109連接的導頻信號生成單元130。在圖22中，應用OFDM時，也同樣消除了與OFDM的擴頻相關(guān)聯(lián)的部分。具體來講，數(shù)據(jù)信道生成器100.2100.X、復制106、短周期擴頻碼生成單元107、乘法器108以及合成單元109被消除。此外，從串并聯(lián)變換單元105輸出N個信息碼元。即，從串并聯(lián)變換單元105輸出的N個信息碼元通過乘法單元111被乘以擾碼。此外，從發(fā)送裝置10發(fā)送同步信道至接收裝置20時，需要通知有關(guān)被附加的CP長的信息，例如由控制信道通知。這時，需要通知有關(guān)被附加在控制信道的CP長的信息，通過預先設定控制信道附加具有較長的CP長的CP，使接收裝置20知道。此外，發(fā)送裝置10也可以由前幀的控制信道通知有關(guān)被附加的CP長的信息，在接收裝置20中也可以由低層取其相關(guān)進行區(qū)別。此外，在計算相關(guān)時，接收裝置20計算接收信號和同步定時副本的相關(guān)，基本上需要實數(shù)(復數(shù))計算。這時，如圖23所示，相關(guān)器201對于同步信道副本，使其近似于整數(shù)值，例如士1。由此，能夠用接收采樣信號的加減運算來進行接收裝置20中的相關(guān)處理。此外，相關(guān)器201設想該相關(guān)處理，將同步信道的時間波形使用接近整數(shù)值例如士1的信號。例如，在移動臺的接收裝置中，計算該信號和接收信號的相關(guān)。這時，能夠由加減運算來實現(xiàn)相關(guān)計算。由此，能夠減少接收裝置20中的運算處理量，減少消耗功率。下面，參照圖M說明設想了在頻域中的處理的接收裝置。接收裝置30包括被輸入接收信號的FFT單元302；與FFT單元302連接的信號分離器304；與信號分離器304連接的信道估計單元306；與信號分離器304和信道估計單元306連接的解調(diào)單元308；與解調(diào)單元308連接的副同步信道相關(guān)單元310；與副同步信道相關(guān)單元310連接的峰值檢測單元312。通過FFT定時檢測單元，使用主同步信道求FFT定時，并輸入到FFT單元302。在FFT單元302中，進行FFT處理，并輸入到信號分離器304。通過信號分離器304，被復用的信號分配到主同步信道(P-SCH)和副同步信道(S-SCH)。例如，在P-SCH和S-SCH由FDM復用時，信道估計單元306對于S-SCH的同步檢波，使用檢波的S-SCH子載波兩側(cè)的N個P-SCH作為基準(相當于導頻)而進行信道估計。這時，P-SCH的碼為已知。N越大則噪音干擾的抑制效果越高，但過大則會受到頻率選擇性衰落的影響。因此，作為N使用13左右的值。此外，這時，也可以隨著從檢波的S-SCH子載波的距離越遠，使用較小的加權(quán)。例如，如圖24B所示地對s2進行檢波時，使用p2和p3進行信道估計。進而，也可以加上Pl和p4進行信道估計。從這一觀點出發(fā)，對于信道估計來說優(yōu)選使用CAZAC碼這樣的低振幅的碼作為P-SCH。此外，例如，在P-SCH和S-SCH由TDM復用時，信道估計單元306對于S-SCH的同步檢波，也可以使用與檢波的S-SCH子載波相同的子載波上端和兩側(cè)的N個P-SCH作為基準(相當于導頻)而進行信道估計。這時，P-SCH的碼為已知。N越大則噪音干擾的抑制效果越好，但過大則會受到頻率選擇性衰落的影響。因此，作為N使用16左右的值。此外，這時，也可以隨著從檢波的S-SCH子載波的距離越遠，使用較小的加權(quán)。例如，如圖24C所示地對s4進行檢波時，使用p4進行信道估計。進而，也可以加上P3和p5進行信道估計。此外，例如，在P-SCH和S-SCH由CDM復用時，信道估計單元306對于S-SCH的同步檢波，也可以使用與檢波的S-SCH子載波相同的子載波上端和兩側(cè)的N個P-SCH作為基準(相當于導頻)而進行信道估計。這時，P-SCH的碼為已知。N越大則噪音干擾的抑制效果越高，但過大則會受到頻率選擇性衰落的影響。因此，作為N使用16左右的值。此外，這時，也可以隨著從檢波的S-SCH子載波的距離越遠，使用較小的加權(quán)。例如，如圖24D所示地檢波s4時，使用p4進行信道估計。進而，也可以加上p3和p5進行信道估計。主同步信道被輸入到信道估計單元306，副同步信道被輸入到解調(diào)單元308。在信道估計單元306中，進行信道估計，其結(jié)果被輸入到解調(diào)單元308。在解調(diào)單元308中，進行解調(diào)處理。這時，進行相位、振幅補償。例如，解調(diào)單元308在衰落的影響較小的范圍內(nèi)使用與解調(diào)的副同步信道的子載波相鄰的至少兩側(cè)的子載波的主同步信道而進行解調(diào)處理。副同步信道相關(guān)單元310取副同步信道的相關(guān)。峰值檢測單元312通過檢測峰值，進行擾碼、幀定時等控制信息的檢測。說明副同步信道相關(guān)時的主同步信道的頻率方向的平均化數(shù)。圖25A表示步行速度中的SNR和檢測概率的關(guān)系。在圖25A中，橫軸表示SNR，縱軸表示檢測概率(Detectionprobability)。Nref表示主同步信道的子載波數(shù)。在圖25A中，fD=5.55Hz、Nref=2是兩側(cè)的一個子載波，Nref=4是兩側(cè)的兩個子載波，Nref=6是兩側(cè)的三個子載波。根據(jù)圖25A，可知增加利用的子載波數(shù)，能夠使檢測概率提高。但是，通過增加利用的子載波數(shù)，衰落的影響也會變大。圖25B表示車的行使速度中的SNR和檢測概率的關(guān)系。在圖25B中，橫軸表示SNR，縱軸表示檢測概率(Detectionprobability)。Nref表示主同步信道的子載波數(shù)。在圖25B中，fD=5.55Hz、Nref=2是兩側(cè)的一個子載波，Nref=4是兩側(cè)的兩個子載波，Nref=6是兩側(cè)的三個子載波。根據(jù)圖25B，可知增加利用的子載波數(shù)，能夠使檢測概率提高。但是，通過增加利用的子載波數(shù)，衰落的影響也會變大。下面，參照圖兌明通過自相關(guān)而進行定時檢測、頻率偏移的補償?shù)慕邮昭b置20。本實施例的接收裝置20包括擾碼接收定時檢測電路200。擾碼接收定時檢測電路200輸入由天線接收到的多載波信號，檢測并輸出擾碼接收定時和FFT定時。具體來講，擾碼接收定時檢測電路200將天線用重復周期T發(fā)送的多載波信號在延遲附加單元206中，延遲時間T，并將被附加了延遲的信號和附加延遲之前的信號通過加法器207進行加法運算，加法運算過的信號在積分器208中對于重復時間T進行積分，并被輸入到峰值檢測單元209。峰值檢測單元209基于被輸入的信號進行定時檢測。通過這樣構(gòu)成，能夠通過自相關(guān)而進行定時檢測、頻率偏移的補償。此外，發(fā)送裝置10也可以應用發(fā)送分集而發(fā)送同步信道(SCH)。例如，利用適合于使用了SCH的小區(qū)搜索的發(fā)送分集而進行發(fā)送。在小區(qū)搜索中，與通常的數(shù)據(jù)信道的發(fā)送接收不同，基站-移動臺之間的控制環(huán)沒有確立，因此使用開環(huán)型的發(fā)送分集。此外，在小區(qū)搜索中，在接收裝置20進行相關(guān)檢測，因此適合切換型的發(fā)送分集或者延遲分集。例如，作為發(fā)送分集，可以應用TSTD(TimeSwitchedTransmitDiversity)>FSTD(FrequencySwitchedTransmitDiversity)>CDD(CyclicDelayDiversity)中的任意一個。此外，進行ΜΙΜΟ傳輸時，從多個天線中的特定的一個天線發(fā)送。此外，也可以通過TSTD(TimeSwitchedTransmitDiversity)來發(fā)送。此外，也可以通過同時發(fā)送來得到延遲分集。例如，具備4條天線的發(fā)送裝置時，4條發(fā)送天線都以1/4的功率進行發(fā)送。此外，這時，天線之間錯開發(fā)送定時。由此，在接收裝置端能夠得到較高的路徑分集效果。此外，在包括多個發(fā)送天線時，也可以僅從2條天線發(fā)送SCH、CPICH。也可以是從所有天線發(fā)送SCH，僅從2條天線發(fā)送CPICH。從4條天線發(fā)送CPICH時，例如使其能夠在頻率軸上正交地進行發(fā)送。在接收裝置中，通過被發(fā)送的公共導頻信號而進行信道估計，進行控制信道的解調(diào)。從4條天線發(fā)送時，不得不使用頻率軸上離散處的公共導頻信號，因此存在信道估計精度下降的問題。優(yōu)選導頻的間隔在頻率軸上較窄。因此，僅從2條天線發(fā)送CPICH。由此，要正交復用的CPICH數(shù)減少為2，所以能夠保持較高的正交性。所以，能夠提高利用了CPICH的信道估計等的精度，能夠提高L1/L2控制信道等的接收質(zhì)量。這時，移動臺在小區(qū)搜索時設想最大僅從2條天線發(fā)送而進行處理即可。因此，能夠簡化接收處理，此外，還能簡化無線接口。圖27A表示發(fā)送天線數(shù)為4時的同步信道和公共導頻信道的結(jié)構(gòu)例。在該圖的例子中，同步信道從4條發(fā)送天線發(fā)送，公共導頻信道僅從2條發(fā)送天線發(fā)送。例如，說明發(fā)送天線數(shù)為4時，發(fā)送SCH和CPICH的2條天線的組合。發(fā)送SCH和CPICH的2條天線也可以為固定。例如，如圖27B所示，有#1至#4的發(fā)送天線時，發(fā)送SCH和CPICH的天線通常設為#1和#2。在圖27B中，縱軸是發(fā)送天線，橫軸是時間。此外，發(fā)送SCH和CPICH的2條天線也可以在系統(tǒng)中預先定義。由此，能夠簡化發(fā)送接收處理。此外，也可以隨時間而改變發(fā)送SCH和CPICH的2條天線的組合。即，預先決定多個發(fā)送SCH和CPICH的2條天線的組合模式，并將該模式隨時間而改變。例如，如圖27C所示，有#1至#4的發(fā)送天線時，在時刻如(η為自然數(shù))時僅從#1和#2發(fā)送，在時刻如+1時僅從#2和#3發(fā)送，在時刻如+2時僅從#3和#4發(fā)送，在時刻如+3時僅從#4和#1進行發(fā)送。這時，組合模式的變更方法由系統(tǒng)預先定義。由此，發(fā)送接收處理會變得有些復雜，但能夠得到分集效果(隨機化)。此外，對于從2條天線發(fā)送的SCH，也可以應用發(fā)送分集。通過這樣僅設為2條天線，能夠簡化無線接口和發(fā)送接收處理，能夠得到發(fā)送分集的優(yōu)點。這時，作為對于SCH的發(fā)送分集，可以應用TSTD、FSTD、⑶D中的任意一個。此外，作為對于CPICH的發(fā)送分集，可以應用FDM、CDM中的任意一個。此外，也可以將對于SCH的發(fā)送分集和對于CPICH的發(fā)送分集進行組合。下面，參照圖28說明本實施例的發(fā)送裝置10的動作。發(fā)送裝置10的同步信號數(shù)據(jù)發(fā)生單元121基于同步信道的擾碼和發(fā)送方法，例如單播或者組播而選擇同步信道碼號(步驟S1602)。接著，對同步信號碼元乘以與同步信道碼號對應的擾碼組號所包含的擾碼(步驟S1604)。接著，對同步信號乘以振幅調(diào)節(jié)序列值(步驟S1606)。接著，附加與同步信道碼號對應的CP后發(fā)送(步驟S1608)。下面，對于本實施例的接收裝置20的動作，分為不進行擾碼組分配的情況和進行的情況來說明。首先，參照圖2抓說明不進行擾碼組分配的情況。定時檢測電路204進行通過同步信道的碼元和幀定時的檢測(步驟S1702)。接著，定時檢測電路204通過公共導頻進行擾碼(或者小區(qū)ID)的檢測(步驟S1704)。參照圖^B說明進行擾碼組分配的情況。定時檢測電路204進行通過同步信道的碼元和幀定時的檢測(步驟S1706)。接著，定時檢測電路204通過同步信道進行擾碼組(或者小區(qū)ID組)的檢測(步驟S1708)。接著，定時檢測電路204通過公共導頻進行擾碼的檢測(步驟S1710)。例如，定時檢測電路204通過對基準信號之間的相位差進行積分，檢測基準信號的相關(guān)。由于基準信號的子載波間隔較寬，因此通過對子載波之間的相位差進行積分來檢測擾碼。此外，也可以根據(jù)預先假定的擾碼模式將相位差進行碼反轉(zhuǎn)而積分。由此，在擾碼一致時能夠得到較大的相關(guān)值。例如，由S-SCH檢測了小區(qū)結(jié)構(gòu)時，在一個扇區(qū)結(jié)構(gòu)時，由該相關(guān)方法進行檢測。如圖29C所示，可以通過對同一子幀中的子載波之間的相位差進行積分來檢測擾碼，并且也可以如虛線所示，通過對不同的幅幀中的子載波之間的相位差進行積分來檢測擾碼。此外，例如，在應用了扇區(qū)間正交導頻時，例如由S-SCH檢測了小區(qū)結(jié)構(gòu)的結(jié)果，檢測出是3扇區(qū)結(jié)構(gòu)時，由于由相鄰的3個子載波構(gòu)成正交模式，因此，如圖29D所示，定時檢測電路204用相鄰的3個子載波進行與正交導頻模式相應的同相加法運算，并取出假定的扇區(qū)的基準信號。其結(jié)果，作為基準信號，能夠取出cl、c2、c3、...。接著，關(guān)于基準信號Cl、c2、c3、...，根據(jù)擾碼模式對相鄰塊之間的相位差進行積分而檢測擾碼。如圖29D所示，也可以用同一幅幀中的相鄰的3個子載波進行與正交導頻模式相應的同相加法運算，從而取出假定的扇區(qū)的基準信號，并且也可以如虛線所示，通過用不同的幅幀中的相鄰的3個子載波進行與正交導頻模式相應的同相加法運算，從而取出假定的扇區(qū)的基準信號。下面，參照圖29E說明小區(qū)搜索步驟。在小區(qū)搜索中，被檢測出要連接的載波頻率，要連接的小區(qū)的接收定時，例如FFT定時、幀定時等，以及要連接的小區(qū)的擾碼。接收定時也可以由保護間隔來檢測。但是，切換(handover)處的小區(qū)搜索的定時檢測，其精度較差。并且，保護間隔無法正確地同時檢測出載波頻率。在偏移的頻率也被檢測出較大的相關(guān)值。因此，優(yōu)選通過同步信道進行定時檢測。定時檢測電路204進行載波頻率的檢測(步驟S2502)。接著，定時檢測電路204進行接收定時(碼元電平)的檢測(步驟S2504)。這里，也可以同時檢測步驟S2502和步驟S2504。這時使用主同步信道。此外，在頻域的處理中，F(xiàn)FT處理變得非常大，因此優(yōu)選在時域中進行處理。此外，通過保護間隔的相關(guān)檢測，進行預備檢測，從而能夠削減處理量。接著，定時檢測電路204進行接收幀定時的檢測(步驟S2506)。例如，1幀中配置有1處同步信道時，檢測接收定時的同時，還進行接收幀的檢測。另一方面，1幀中配置有多個同步信道時，需要在接收定時的檢測處理后進行接收幀的檢測處理。為了進行接收幀的檢測處理，使用副同步信道。接著，定時檢測電路204進行擾碼組的確認(步驟S2508)。這里，也可以同時檢測步驟S2506和步驟S2508。這時，若同步信道發(fā)送周期為幀周期，則不需要幀定時檢測。此外，這些處理中使用副同步信道。此外，可以在頻域中進行處理，也可以在時域中進行處理。接著，進行擾碼的確認(步驟S2510)。作為小區(qū)搜索的步驟，也可以如圖29F所示，在頻率同步及定時的檢測步驟后，經(jīng)過幀定時檢測、小區(qū)ID組(擾碼組)檢測、扇區(qū)及發(fā)送天線數(shù)檢測、BCH發(fā)送帶寬檢測、CP長檢測的步驟，進行小區(qū)ID(擾碼組)檢測、扇區(qū)檢測的步驟。該處理中，使用公共導頻信道。此外，可以在頻域中進行處理，也可以在時域中進行處理。下面，參照圖30說明各個扇區(qū)中的同步信道的映射。例如，一個基站覆蓋的小區(qū)由3個扇區(qū)構(gòu)成時，在扇區(qū)之間使幀定時通用。在W-CDMA中，扇區(qū)之間定時錯位，各個扇區(qū)中的擾碼也各不相同。因此，在扇區(qū)之間也發(fā)送不同的副同步信道。在本實施例中，主同步信道在扇區(qū)之間使幀定時通用。扇區(qū)之間幀定時通用，其他扇區(qū)的主同步信道不會成為干擾，對幀定時的檢測是有效的。此外，在本實施例中，副同步信道由各個擾碼組定義。在一個基站中，擾碼相同，由導頻的模式所識別的擾碼組也相同。因此，副同步信道也在扇區(qū)之間使幀定時通用。本國際申請主張基于2005年6月14日申請的日本專利申請2005-174391號的優(yōu)先權(quán)，基于2005年8月23日申請的日本專利申請2005-241901號的優(yōu)先權(quán)，基于2006年1月18日申請的日本國際申請2006-010500號的優(yōu)先權(quán)，基于2006年3月20日申請的日本國際申請2006-077821號優(yōu)先權(quán)，將2005-174391號、2005-M1901號、2006-010500號和2006-077821號的全部內(nèi)容援用到本國際申請中。工業(yè)上的可利用性本發(fā)明的發(fā)送裝置、接收裝置、移動通信系統(tǒng)及同步信道發(fā)送方法可以應用于無線通信系統(tǒng)中。權(quán)利要求1.一種發(fā)送裝置，其特征在于，包括生成部件，生成包含多個OFDM碼元的幀；以及發(fā)送部件，發(fā)送在所述生成部件中生成的幀，所述生成部件在幀末尾的OFDM碼元配置用于檢測碼元定時的主同步信道，在配置了主同步信道的OFDM碼元之前的OFDM碼元配置用于檢測接收幀的副同步信道，并且在多個OFDM碼元的每個配置循環(huán)前綴，使用多種規(guī)定的循環(huán)前綴長度中的其中一個。2.如權(quán)利要求1所述的發(fā)送裝置，其特征在于，所述生成部件對組播的OFDM碼元使用比單播的OFDM碼元長的循環(huán)前綴。3.—種發(fā)送方法，其特征在于，包括生成包含多個OFDM碼元的幀的步驟；以及發(fā)送生成的幀的步驟，進行所述生成的步驟在幀末尾的OFDM碼元配置用于檢測碼元定時的主同步信道，在配置了主同步信道的OFDM碼元之前的OFDM碼元配置用于檢測接收幀的副同步信道，并且在多個OFDM碼元的每個配置循環(huán)前綴，使用多種規(guī)定的循環(huán)前綴長度中的其中一個。4.如權(quán)利要求3所述的發(fā)送裝置，其特征在于，進行所述生成的步驟對組播的OFDM碼元使用比單播的OFDM碼元長的循環(huán)前綴。全文摘要本發(fā)明的發(fā)送裝置包括振幅調(diào)節(jié)部件，該振幅調(diào)節(jié)部件對為了移動臺確立同步而從基站發(fā)送的同步信道乘以調(diào)節(jié)振幅的振幅調(diào)節(jié)序列值。文檔編號H04B1/7087GK102118346SQ20111000997公開日2011年7月6日申請日期2006年6月8日優(yōu)先權(quán)日2005年6月14日發(fā)明者丹野元博,佐和橋衛(wèi),岸山祥久,樋口健一申請人:株式會社Ntt都科摩