專利名稱：虛擬mimo的上行鏈路噪聲估計(jì)的制作方法
虛擬MIMO的上行鏈路噪聲估計(jì)
背景技術(shù)：
當(dāng)在無線信道上傳送信息時(shí)，那么接收信號(hào)可能會(huì)由于多路徑傳輸效應(yīng)而失真。多路徑傳輸可能是由于傳送信號(hào)在諸如建筑物、車輛和其它類型的障礙物的物體上的反射造成的。結(jié)果是，傳送信號(hào)的多個(gè)副本到達(dá)接收器，每個(gè)信號(hào)具有特定時(shí)間延遲。時(shí)間延遲量與信號(hào)行進(jìn)的路徑長(zhǎng)度成比例。顯然，多次反射的信號(hào)將比具有直達(dá)線的信號(hào)行進(jìn)更長(zhǎng)的路徑。第一信號(hào)(通常是直達(dá)線信號(hào))和最后一個(gè)反射信號(hào)到達(dá)接收器之間的時(shí)間量稱為延遲擴(kuò)展。在蜂窩通信應(yīng)用中，延遲擴(kuò)展可以約為數(shù)個(gè)微秒。由多路徑引起的延遲可以使沿延遲路徑接收的符號(hào)“滲入”到經(jīng)由更直接路徑到達(dá)接收器的隨后符號(hào)中。這通常稱為符號(hào)間干擾(ISI)。在單載波通信系統(tǒng)中，符號(hào)時(shí)間隨著數(shù)據(jù)速率增大而減小。在非常高的數(shù)據(jù)速率(具有對(duì)應(yīng)較短的符號(hào)周期)，ISI可能會(huì)超過整個(gè)符號(hào)周期并溢出到第二或第三隨后符號(hào)中。這可在接收器處造成顯著問題。除了時(shí)域中的問題之外，還可能存在由于多路徑失真導(dǎo)致的頻域中的額外問題。當(dāng)多個(gè)反射信號(hào)在接收器處組合時(shí)，信號(hào)通帶內(nèi)的一些頻率可能會(huì)經(jīng)歷相長(zhǎng)干擾(同相信號(hào)的線性相加)，而其它信號(hào)可能會(huì)經(jīng)歷相消干擾(異相信號(hào)的線性相加)。這可導(dǎo)致因頻率選擇性衰減而失真的復(fù)合接收信號(hào)。估計(jì)接收信號(hào)的信號(hào)功率和噪聲功率的能力可以顯著提高接收具有失真的信號(hào)的能力。


通過結(jié)合一起舉例說明本發(fā)明的特征的附圖閱讀以下詳細(xì)描述，本發(fā)明的特征和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見，附圖中:
圖1提供LTE幀結(jié)構(gòu)的實(shí)例圖示；
圖2提供由兩個(gè)時(shí)隙組成的實(shí)例子幀的框 圖3示出實(shí)例SC-FDMA傳送器/接收器的框 圖4提供從兩個(gè)單獨(dú)的傳送天線接收的實(shí)例子幀的框 圖5描繪根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例用于估計(jì)虛擬多輸入多輸出(MMO)系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率的方法的流程 圖6提供根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例用于估計(jì)虛擬多輸入多輸出(MMO)系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率的系統(tǒng)的框圖的實(shí)例圖示；以及
圖7示出曲線圖，該曲線圖示出根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例虛擬MMO系統(tǒng)中的上行鏈路信號(hào)的噪聲功率估計(jì)對(duì)實(shí)際噪聲功率?，F(xiàn)在將參考所示的實(shí)例性實(shí)施例，并且本文將使用特定語言來對(duì)其進(jìn)行描述。然而，將了解，不是要由此限制本發(fā)明的范圍。
具體實(shí)施例方式
在公開和描述本發(fā)明之前，將了解，本發(fā)明不限于本文公開的特定結(jié)構(gòu)、過程步驟或材料，而是如本領(lǐng)域技術(shù)人員所意識(shí)到的，可以擴(kuò)展到其等效物。還應(yīng)了解，使用本文中所采用的術(shù)語只是為了描述特定實(shí)施例，而不是要進(jìn)行限制。定義
如本文所使用的，術(shù)語“基本上”是指動(dòng)作、特性、性質(zhì)、狀態(tài)、結(jié)構(gòu)、項(xiàng)或結(jié)果的完全或幾乎完全的范圍或程度。例如，“基本上”封閉的物體是指，該物體完全封閉或幾乎完全封閉。在一些情況下，偏離絕對(duì)完全性的確切可允許程度可取決于特定上下文。但是，一般來說，接近完全將是具有好像獲得絕對(duì)且全部完全的那樣的相同的總體結(jié)果。當(dāng)在否定含義中用于指完全或幾乎完全缺少某個(gè)動(dòng)作、特性、性質(zhì)、狀態(tài)、結(jié)構(gòu)、項(xiàng)或結(jié)果時(shí)，使用“基本上”同樣適用。實(shí)例實(shí)施例
下文提供技術(shù)實(shí)施例的初始概述，然后稍后將進(jìn)一步詳細(xì)描述特定技術(shù)實(shí)施例。該初始概要旨在幫助讀者 更快速地理解該技術(shù)，而不是要標(biāo)識(shí)該技術(shù)的關(guān)鍵特征或基本特征，也不是要限制要求權(quán)利的主題的范圍。為了該概述和下文描述的實(shí)施例的清楚性，提供以下定義。單載波系統(tǒng)經(jīng)由時(shí)域均衡化來補(bǔ)償信道失真。一般來說，時(shí)域均衡器通過以下兩種方法之一來補(bǔ)償多路徑引起的失真:
1.信道反轉(zhuǎn):在發(fā)送信息之前在信道上傳送已知序列。由于在接收器處知道原始信號(hào)，所以信道均衡器能夠確定信道響應(yīng)并將隨后的數(shù)據(jù)承載信號(hào)乘以信道響應(yīng)的逆以便基本上反轉(zhuǎn)多路徑的效應(yīng)。2.CDMA系統(tǒng)可以采用耙式均衡器來解析各個(gè)路徑，然后將時(shí)間上有所偏移的接收信號(hào)的數(shù)字副本加以組合以便增強(qiáng)接收信號(hào)噪聲比(SNR)。在任一情況下，信道均衡實(shí)現(xiàn)隨著數(shù)據(jù)速率的增加而變得越來越復(fù)雜。符號(hào)時(shí)間變得更短，并且選擇成比例變快的接收器采樣時(shí)鐘。這導(dǎo)致可以跨越數(shù)個(gè)符號(hào)周期的更加嚴(yán)重的符號(hào)間干擾。在單載波信號(hào)上發(fā)送的數(shù)據(jù)只會(huì)因?yàn)閿?shù)據(jù)速率的增大而增加。為了在允許數(shù)據(jù)速率增大的同時(shí)減小符號(hào)間干擾，可以在多個(gè)并行路徑上發(fā)送數(shù)據(jù)。例如，在正交頻分調(diào)制(OFDM)中，通信系統(tǒng)不依賴增大的符號(hào)速率來實(shí)現(xiàn)更高的數(shù)據(jù)速率。而是，OFDM系統(tǒng)將可用帶寬分解成多個(gè)具有較窄頻率帶寬的副載波并在并行流中傳送數(shù)據(jù)。每個(gè)OFDM符號(hào)是信道中的每個(gè)副載波的瞬時(shí)信號(hào)的線性組合。由于并行而不是串行地傳送數(shù)據(jù)，所以O(shè)FDM符號(hào)通?；旧媳鹊刃?shù)據(jù)速率的單載波系統(tǒng)上的符號(hào)長(zhǎng)。每個(gè)OFDM符號(hào)之前通常有循環(huán)前綴(CP)。選擇CP的長(zhǎng)度以使得前面的符號(hào)不會(huì)溢出到信號(hào)的數(shù)據(jù)部分中，這又稱為快速傅立葉變換(FFT)周期。因此，CP可用于有效地消除 ISI。但是，由于OFDM符號(hào)是副載波中的瞬時(shí)信號(hào)的線性組合，所以信號(hào)可具有大的峰值-平均值功率比(PAPR)。這可降低傳送器射頻功率放大器(RFPA)的效率，并造成對(duì)具有高動(dòng)態(tài)范圍的模擬-數(shù)字和數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器的需要。OFDM信號(hào)中的副載波可以非常緊密地隔開以便有效利用可用帶寬。副載波的近間距之所以可能是因?yàn)楦陛d波的正交性。如果在其中心頻率精確地對(duì)每個(gè)副載波采樣，那么OFDM系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)零載波間干擾(ICI)。但是，用于執(zhí)行射頻載波信號(hào)的下變頻的傳送器和接收器本地振蕩器將總是會(huì)漂移，所以要利用有效手段來使它們保持同步。每個(gè)基站定期發(fā)送供用戶設(shè)備(UE) (S卩，用戶的小區(qū)電話或移動(dòng)計(jì)算裝置)使用的同步信號(hào)以便與基站時(shí)鐘保持同步。即使這樣，諸如多普勒偏移和振蕩器相位噪聲的其它源仍可導(dǎo)致頻率誤差。未經(jīng)校正的頻率誤差可導(dǎo)致ICI。可以連續(xù)跟蹤信號(hào)頻率以便在基帶處理器中校正偏離，從而避免可導(dǎo)致分組丟失的過度ICI。長(zhǎng)期演進(jìn)
第三代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE)高級(jí)移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)被認(rèn)為是2009年秋季的電信標(biāo)準(zhǔn)化部分(ITU-T)的候選第四代(4G)系統(tǒng)，并且預(yù)期在2011年采用。提出的標(biāo)準(zhǔn)在物理層普通幀結(jié)構(gòu)中利用OFDM多址(0FDMA)。圖1提供LTE幀結(jié)構(gòu)的實(shí)例圖示。LTE中貞的持續(xù)時(shí)間是10毫秒(msec)。每個(gè)巾貞劃分成10個(gè)子巾貞，每個(gè)子巾貞為1.0 msec長(zhǎng)。每個(gè)子幀還劃分成兩個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙的持續(xù)時(shí)間均為0.5 msec。時(shí)隙可以包括6或7個(gè)OFDM符號(hào)和循環(huán)前綴，這取決于采用的是正常的還是擴(kuò)展的循環(huán)前綴。在OFDMA中，為用戶分配特定數(shù)量的副載波持續(xù)預(yù)定時(shí)間量。LTE標(biāo)準(zhǔn)中的最小時(shí)間量?jī)?nèi)的最小副載波數(shù)稱為物理資源塊(PRB)，它表示最小細(xì)分。LTE標(biāo)準(zhǔn)中將每個(gè)PRB定義為對(duì)于I個(gè)時(shí)隙的持續(xù)時(shí)間(在0.5 msec內(nèi)有6或7個(gè)OFDM符號(hào))包括12個(gè)連續(xù)副載波。圖2示出由兩個(gè)時(shí)隙組成、由此提供第一 PRB 202和第二 PRB 204的實(shí)例子幀。不是利用前導(dǎo)來便于載波偏離估計(jì)、信道估計(jì)、定時(shí)同步等，LTE利用圖2中由名稱“RS”所示嵌入在PRB中的特殊參考信號(hào)。在上行鏈路中，當(dāng)使用短CP時(shí)，可以在每個(gè)時(shí)隙的第4個(gè)符號(hào)期間傳送參考符號(hào)?？梢灾苯佑?jì)算承載參考符號(hào)的副載波的信道響應(yīng)?？梢岳脙?nèi)插法來估計(jì)剩余副載波上的信道響應(yīng)。限制與用戶設(shè)備(UE)的無線連接的功耗使得裝置能夠在單次電池充電上較長(zhǎng)時(shí)間地操作。UE可以是:小區(qū)電話，諸如移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)裝置、平板計(jì)算裝置、膝上型計(jì)算機(jī)、車輛中的嵌入式通信裝置等的移動(dòng)計(jì)算裝置。如之前所論述，OFDM的使用會(huì)造成相對(duì)較大的峰值-平均值功率比(P APR)。這可降低傳送器射頻功率放大器(RFPA)的效率，并造成對(duì)具有高動(dòng)態(tài)范圍的模擬-數(shù)字和數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器的需要，從而降低效率。為了通過減小PAPR來增大效率，LTE標(biāo)準(zhǔn)建議對(duì)于從UE到基站的上行鏈路通信使用單載波頻分多址(SC-FDMA)?；镜膫魉推骱徒邮掌黧w系結(jié)構(gòu)與OFDMA非常類似，并且它提供相同程度的多路徑保護(hù)，同時(shí)減小PAPR，因?yàn)榈讓硬ㄐ螌?shí)質(zhì)上是單載波。但是，術(shù)語“單載波”有點(diǎn)用詞不當(dāng)，因?yàn)镾C-FDMA傳輸可視為是離散副載波的線性相加。SC-FDMA下行鏈路的LTE幀結(jié)構(gòu)與圖2中所示的結(jié)構(gòu)相同，但也可以使用不同的參考信號(hào)。每個(gè)上行鏈路PRB中的參考信號(hào)也可以在PRB中的與圖2所示的位置不同的位置進(jìn)行傳送。3GPP LTE標(biāo)準(zhǔn)中公開了這些細(xì)節(jié)。圖3示出實(shí)例SC-FDMA傳送器/接收器的框圖。許多功能塊是上行鏈路所用的SC-FDMA和下行鏈路所用的OFDMA共同的。傳送側(cè)鏈102中的功能塊包括:
星座映射器:將輸入位流轉(zhuǎn)換為單載波符號(hào)(BPSK、QPSK或16 QAM，這取決于信道狀
況)；
串行/并行轉(zhuǎn)換器:將時(shí)域單載波符號(hào)格式轉(zhuǎn)化為用于輸入到快速傅立葉變換引擎的
塊；
M點(diǎn)DFT:利用離散傅立葉變換將每個(gè)時(shí)域單載波符號(hào)塊轉(zhuǎn)換為M個(gè)離散音調(diào)；副載波映射:將離散傅立葉變換輸出音調(diào)映射到指定副載波以用于傳輸。SC-FDMA系統(tǒng)可以使用鄰接音調(diào)(集中式)或均勻隔開的音調(diào)(分布式);
N點(diǎn)IDFT:將映射后的副載波轉(zhuǎn)換回到時(shí)域(利用逆離散傅立葉變換)以用于傳輸；循環(huán)前綴和脈沖整形:將循環(huán)前綴附加到復(fù)合SC-FDMA符號(hào)的開始處以便以與針對(duì)OFDM所描述的方式相同的方式提供多路徑免疫；采用脈沖整形來防止頻譜再生；以及RFE:將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)并上變頻該信號(hào)以用于射頻傳輸?？梢岳靡粋€(gè)或多個(gè)天線106來傳送射頻信號(hào)?？梢允褂萌魏晤愋偷奶炀€，包括例如偶極天線、貼片天線、螺旋天線等。在接收側(cè)鏈110中，有效地反轉(zhuǎn)該過程?？梢酝ㄟ^去除循環(huán)前綴、將信號(hào)轉(zhuǎn)換到頻域以及在逐個(gè)副載波基礎(chǔ)上運(yùn)用信道校正來處理SC-FDMA信號(hào)的多路徑失真。盡管用離散副載波來表示SC-FDMA信號(hào)，但它實(shí)際上是單載波。不同于OFDM信號(hào)，不獨(dú)立調(diào)制SC-FDMA副載波。因此，PAPR低于OFDM傳輸。通常稱為多輸入多輸出(MMO)的多個(gè)傳送天線和多個(gè)接收天線的使用可以提供數(shù)據(jù)吞吐量和鏈路范圍的顯著增加，而無需額外的帶寬或傳送功率。MIMO通過實(shí)現(xiàn)更高的頻譜效率(每赫茲帶寬每秒更多位)以及鏈路可靠性和/或分集性(減小的衰落)的改善來實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)吞吐量和范圍的增大。MIMO系統(tǒng)中所用的天線數(shù)量可以改變。傳送器天線的數(shù)量可以與接收天線的數(shù)量相同，例如2 X 2或3 X 3陣列?；蛘撸梢栽谝粋?cè)上設(shè)置更多天線，例如2 X 3或2 X 4陣列。通常，UE在可設(shè)置在裝置上的天線數(shù)量方面是有限的。這是由于為天線提供足夠的空間分集性所需的空間間隔要求所致。但是，基站通?？梢圆⑷刖哂凶銐蜷g隔的期望數(shù)量的天線。為了成功接收MIMO傳輸，接收器可以確定來自每個(gè)傳送天線的信道脈沖響應(yīng)。在LTE中，通過順序傳送來自每個(gè)傳送天線的已知參考信號(hào)來確定每個(gè)信道的信道脈沖響應(yīng)，如圖4所示。一旦確定了每個(gè)信道的信道脈沖響應(yīng)，那么便可利用這些信道來同時(shí)通信。在2X2 MIMO系統(tǒng)中，總共有四個(gè)信道脈沖響應(yīng)，它們對(duì)應(yīng)于可在天線之間形成的四個(gè)獨(dú)立信道。諸如蜂窩電話和其它類型的手持計(jì)算裝置的許多類型的用戶設(shè)備并不具有足以并入多個(gè)天線并且在天線間具有足夠間距的大小。MMO的優(yōu)勢(shì)仍可通過與其它裝置的天線搭配來獲得。將利用兩個(gè)或兩個(gè)以上獨(dú)立裝置的單個(gè)或多個(gè)天線的傳輸和接收協(xié)調(diào)到具有至少兩個(gè)天線的一個(gè)或多個(gè)裝置通常稱為虛擬ΜΙΜ0。例如，具有單個(gè)天線的兩個(gè)裝置可以配置成將傳輸協(xié)調(diào)到均具有單個(gè)天線的兩個(gè)額外裝置。通常，虛擬MMO系統(tǒng)由兩個(gè)或兩個(gè)以上具有至少一個(gè)天線的裝置組成，這兩個(gè)或兩個(gè)以上裝置將傳輸協(xié)調(diào)到具有至少兩個(gè)天線的基站。估計(jì)虛擬MIMO的噪聲功率
與虛擬MIMO通信的一個(gè)挑戰(zhàn)是，通常利用信道估計(jì)中的高精確度來啟用虛擬ΜΜ0。利用最小均方差(MMSE)的LTE上行鏈路接收器中的信道估計(jì)和均衡化需要估計(jì)噪聲功率。噪聲功率的估計(jì)還用于選擇最佳調(diào)制和編碼方案以便提高系統(tǒng)的頻譜效率。在上行鏈路虛擬MIMO的情況下，兩個(gè)不同的用戶設(shè)備裝置在相同的空-時(shí)資源塊中進(jìn)行傳送。這可造成用戶間干擾，由此增加噪聲功率估計(jì)的難度。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，公 開一種用于虛擬MMO上行鏈路噪聲功率估計(jì)的系統(tǒng)和方法。該系統(tǒng)和方法利用LTE的解調(diào)參考信號(hào)(DRMS)序列結(jié)構(gòu)。該估計(jì)只需計(jì)算每個(gè)DMRS符號(hào)的三個(gè)相關(guān)值，由此實(shí)現(xiàn)低復(fù)雜性。下文公開的算法描述具有兩個(gè)UE (1，2)的虛擬MMO LTE上行鏈路的噪聲功率估計(jì)過程。可假設(shè)，第m個(gè)符號(hào)和第η個(gè)副載波處的接收數(shù)據(jù)可如下表示:
權(quán)利要求
1.一種用于估計(jì)包括第一用戶設(shè)備(UE)和第二 UE的虛擬多輸入多輸出(MMO)系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率的方法，包括: 獲得所述上行鏈路信號(hào)中的解調(diào)參考信號(hào)(DMRS)接收符號(hào)； 利用相關(guān)計(jì)算確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述第一用戶設(shè)備(UE)的DMRS序列；計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)中的N個(gè)副載波的平均自相關(guān)值，其中N是所述上行鏈路信號(hào)中的副載波的總數(shù)； 利用所述第一 UE的所述DMRS序列對(duì)于第一 I值計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)的第一互相關(guān)值 Rz(7)； 利用所述第一 UE的所述DMRS序列對(duì)于第二 I值計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)的第二互相關(guān)值Rz (7)，其中選擇所述第一和第二 I值以使得可以準(zhǔn)確估計(jì)所述兩個(gè)UE的接收功率的總和；以及 利用所述平均自相關(guān)值以及所述第一和第二互相關(guān)值確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率電平。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中獲得所述DMRS接收符號(hào)還包括獲得在第η個(gè)副載波上的第m個(gè)符號(hào)處的所述DMRS接收符號(hào)，其中m是正整數(shù)，并且η是介于I和N之間的整數(shù)值。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括選擇所述第一I值為12并選擇所述第二 I值為24。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括選擇所述第一7值和所述第二 /值以使得比率f等于r2 V，其中r是正整數(shù)，并且所述第一 I值不等于所述第二 I值。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中計(jì)算所述N個(gè)副載波的平均自相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算平均自相關(guān)值Ry (O):
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中計(jì)算所述第一互相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算所述互相關(guān)值與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積:
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中計(jì)算所述第二互相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算所述互相關(guān)值與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積:
8.如權(quán)利要求7所述的方法，還包括利用下式確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率r:
9.一種用于估計(jì)包括第一用戶設(shè)備(UE)和第二 UE的虛擬多輸入多輸出(MMO)系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率的方法，包括: 獲得所述上行鏈路信號(hào)中在第η個(gè)副載波上的第m個(gè)符號(hào)處的解調(diào)參考信號(hào)(DMRS)接收符號(hào)，其中m是正整數(shù)，η是介于I和N之間的整數(shù)值，并且N是所述上行鏈路信號(hào)中的副載波的總數(shù)； 利用相關(guān)計(jì)算確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述第一 UE的DMRS序列； 計(jì)算所述N個(gè)副載波的平均自相關(guān)值； 利用所述第一 UE的所述DMRS序列計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)中的每第12個(gè)副載波的第一互相關(guān)值兄(12)； 利用所述第一 UE的所述DMRS序列計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)中的每第24個(gè)副載波的第二互相關(guān)值兄(24);以及 利用所述平均自相關(guān)值以及所述第一和第二互相關(guān)值確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，還包括利用所述第一和第二互相關(guān)值確定所述虛擬MIMO系統(tǒng)中的所述第一 UE和所述第二 UE的所述上行鏈路信號(hào)的信號(hào)功率。
11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中計(jì)算所述N個(gè)副載波的平均自相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算平均自相關(guān)值Ry (O):
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中計(jì)算所述第一互相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算所述互相關(guān)值與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積:
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其中計(jì)算所述第二互相關(guān)值還包括利用下式計(jì)算所述互相關(guān)值與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積:
14.如權(quán)利要求13所述的方法，還包括利用下式確定所述上行鏈路信號(hào)的信號(hào)功率SA+SA:
15.如權(quán)利要求14所述的方法，還包括利用下式確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率r:
16.如權(quán)利要求13所述的方法，還包括利用下式確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率r:
17.一種用于估計(jì)包括第一用戶設(shè)備(UE)和第二 UE的虛擬MMO系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率電平的系統(tǒng)，包括: 解調(diào)參考信號(hào)(DMRS)模塊，配置成從所述上行鏈路信號(hào)中獲得DMRS接收符號(hào)，并利用相關(guān)計(jì)算確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述第一 UE的DMRS序列； 自相關(guān)模塊，配置成計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)中的N個(gè)副載波的平均自相關(guān)值，其中N是所述上行鏈路信號(hào)中的副載波的總數(shù)； 互相關(guān)模塊，配置成利用所述第一 UE的所述DMRS序列對(duì)于第一 I值和第二 I值分別計(jì)算所述上行鏈路信號(hào)的第一和第二互相關(guān)值Rz (7)，其中選擇所述第一和第二/值以使得可以準(zhǔn)確估計(jì)來自所述第一 UE和所述第二 UE的接收功率的總和；以及 噪聲功率電平模塊，配置成利用所述平均自相關(guān)值以及所述第一和第二互相關(guān)值確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率電平。
18.如權(quán)利要求17所述的系統(tǒng)，其中所述自相關(guān)模塊還配置成利用下式計(jì)算平均自相關(guān)值Ry (O):
19.如權(quán)利要求17所述的系統(tǒng)，其中所述互相關(guān)模塊還配置成選擇所述第一I值和所述第二 I值以使得比率f等于r2 V，其中r是正整數(shù)，并且所述第一 I值不等于所述第二 I值。
20.如權(quán)利要求18所述的系統(tǒng)，其中所述互相關(guān)模塊還配置成利用下式對(duì)于每第12個(gè)副載波按照互相關(guān)與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積來對(duì)于/=12計(jì)算所述第一互相關(guān)值:
21.如權(quán)利要求20所述的系統(tǒng)，其中所述互相關(guān)模塊還配置成利用下式按照互相關(guān)與所述DMRS序列的自相關(guān)的乘積來對(duì)于7=24計(jì)算所述第二互相關(guān)值:
22.如權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中所述噪聲功率電平模塊還配置成利用下式確定所述虛擬MMO系統(tǒng)中的所述上行鏈路信號(hào)的噪聲功率W:
全文摘要
公開用于估計(jì)虛擬MIMO系統(tǒng)的上行鏈路信號(hào)中的噪聲功率電平的系統(tǒng)和方法。系統(tǒng)包括解調(diào)參考信號(hào)(DMRS)模塊，其配置成從上行鏈路信號(hào)獲得DMRS接收符號(hào)并確定虛擬MIMO系統(tǒng)中的第一UE的DMRS序列。自相關(guān)模塊配置成計(jì)算上行鏈路信號(hào)中的副載波的平均自相關(guān)值?；ハ嚓P(guān)模塊配置成對(duì)于l值計(jì)算上行鏈路信號(hào)的第一和第二互相關(guān)值Rz(l)，其中選擇l值以使得可以準(zhǔn)確地估計(jì)來自第一UE和第二UE的接收功率的總和。噪聲功率電平模塊配置成利用平均自相關(guān)值以及第一和第二互相關(guān)值來確定上行鏈路信號(hào)的噪聲功率電平。
文檔編號(hào)H04B7/04GK103250357SQ201080070655
公開日2013年8月14日 申請(qǐng)日期2010年10月11日 優(yōu)先權(quán)日2010年10月11日
發(fā)明者P.程, C.許, X.楊, F.周, Y.高 申請(qǐng)人:英特爾公司