專利名稱：頻偏檢測方法、其裝置及其正交頻分復用系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，之后簡稱為OFDM)系統(tǒng)的頻偏檢測方法及其裝置，且特別是有關(guān)于一種用以檢測整數(shù)頻偏的頻偏檢測方法及其裝置。
背景技術(shù)：
OFDM技術(shù)具有高傳輸速率、射頻干擾免疫、高頻譜效率以及較低的多路徑失真等優(yōu)點，因此目前很多通訊系統(tǒng)都采用OFDM技術(shù)。舉例來說，數(shù)字電視廣播系統(tǒng)(例如 DVB-T, DVB-H、DVB-T2系統(tǒng))與中國移動多媒體廣播系統(tǒng)(CMMB系統(tǒng))都采用OFDM技術(shù)。雖然，OFDM系統(tǒng)具有上述的優(yōu)點，但其接收端與發(fā)射端常常會因為晶振頻率不匹配，而產(chǎn)生載波頻偏。載波頻偏會引起所有子載波的幅度衰減、相位旋轉(zhuǎn)與子載波間干擾 (ICI)等問題。載波頻偏按照子載波間隔可以分為整數(shù)倍子載波間隔的頻偏(又稱為整數(shù)頻偏)與小數(shù)倍子載波間隔的頻偏(又稱為小數(shù)頻偏)。請參照圖IA與圖1B，圖IA是整數(shù)頻偏為0 (亦即，無整數(shù)頻偏)時的OFDM頻域符號的波形圖，圖IB是整數(shù)頻偏為N時的OFDM頻域符號的波形圖。圖IA與圖IB的縱軸刻度表示能量大小，而圖IA與圖IB的橫軸刻度表示子載波序號。由圖IA與圖IB可以得知， 整數(shù)頻偏為N時的OFDM頻域符號相當于整數(shù)頻偏為0時的OFDM頻域符號在頻域上循環(huán)右移N個子載波的結(jié)果。另外，同理可知，整數(shù)頻偏為-N時的OFDM頻域符號相當于整數(shù)頻偏為0時的OFDM頻域符號在頻域上循環(huán)左移N個子載波的結(jié)果。為了解決載波頻偏所產(chǎn)生的問題，可以使用頻偏補償技術(shù)對OFDM頻域符號或 OFDM時域符號進行頻偏補償。但要對OFDM頻域符號或OFDM時域符號進行頻偏補償?shù)那疤嵩谟?，必須知道整?shù)頻偏與小數(shù)頻偏，因此需要一個頻偏檢測方法來得到整數(shù)頻偏與小數(shù)頻偏。舉例來說，若要補償整數(shù)頻偏，則可以根據(jù)整數(shù)頻偏的值循環(huán)移動OFDM頻域符號，或者，可以根據(jù)整數(shù)頻偏的值對OFDM時域符號乘上一個相位旋轉(zhuǎn)值。DVB-T系統(tǒng)具有連續(xù)導頻的特性，其導頻在不同OFDM頻域符號內(nèi)的位置(子載波序號)相同，但其位置(子載波序號)為不規(guī)則的分布，且不同OFDM頻域符號內(nèi)同一個子載波位置(子載波序號)上所傳遞的導頻的值相同。請參照圖2，圖2是DVB-T系統(tǒng)的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。在步驟S20，設(shè)定可能整數(shù)頻偏i的值介于[-Nmax，NfflaJ的范圍，其中Nmax為一個大于0但小于等于N的整數(shù)值，N為OFDM頻域符號的子載波總數(shù)目。在步驟S22，從i等于-Nmax至Nmax，提取連續(xù)兩個OFDM頻域符號內(nèi)相應(yīng)位置上的連續(xù)導頻，以求取兩個連續(xù)OFDM頻域符號的導頻Y(k+i，1)與Y(k+i，1+1)的互相關(guān)和Ci =Σ keKcp Y*(k+i，l) 10^，1+1)，其中￥*(1^，1)表示 OFDM 頻域符號 Y(k+i，l)的共軛 (conjugate)，序號1表示OFDM頻域符號的序號，k表示連續(xù)導頻的子載波序號，k屬于集合 Kcp，集合Kcp為所有連續(xù)導頻的子載波序號的集合。亦即，計算所有i屬于[-Nmax，Nmax]的
C1-O
在步驟S24，比較所有連續(xù)導頻互相關(guān)和C_Nmax CNmax，以從所有連續(xù)導頻互相關(guān)和 C-Nmax cNmax中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏
f，亦即，找出正確的整數(shù)頻偏 = max丨C11。若假設(shè)導頻總數(shù)目為M，則圖2的頻偏檢測方法的總運算量為2XMXNmax個復數(shù)乘法的運算量加上2XMXNmax個加法的運算量。圖2的頻偏檢測方法僅適用于具有連續(xù)導頻特性、連續(xù)導頻的位置為已知與兩個符號有連續(xù)導頻等條件下的OFDM系統(tǒng)。圖2的頻偏檢測方法并無法適用于CMMB與DVB-T2 系統(tǒng)，其原因說明如下。CMMB系統(tǒng)的導頻的值是被加擾，亦即，不同OFDM符號內(nèi)同一子載波位置上傳遞導頻的值不相同，因此不滿足上述頻偏檢測方法的適用條件。另外，DVB-T2系統(tǒng)的連續(xù)導頻的位置(子載波序號)藏在其P2符號中，因此在沒有解調(diào)出P2符號前，并無法得到連續(xù)導頻的位置，且在解出P2符號前，還必須先消除整數(shù)頻偏。除此之外，雖然P2符號中有類似于連續(xù)導頻的P2導頻，但是，其連續(xù)導頻的位置為規(guī)則分布(間隔為3)，故不適用圖2的頻偏檢測方法。請參照圖3，圖3是CMMB系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)的示意圖。在圖3中，CMMB系統(tǒng)的幀的時間長度為1秒，CMMB系統(tǒng)的幀具有40個時隙(time slicer)TS0 TS39。每一個時隙(例如時隙TS0)的時間長度為25毫秒，且具有一個信標(beacon)BO與53個OFDM時域符號 OFDMSymO 0FDMSym52。信標BO具有一個傳送識別iTxID與兩個同步信號SyncO、Sync 1。 同步信號SyncO與Syncl是已知的偽噪聲(Pseudo Noise，簡稱為PN)序列，因此相當于頻域上每個子載波所傳遞的值為已知的值。DVB-T2系統(tǒng)會有P2符號，且P2符號的數(shù)目與快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform)模式有關(guān)。隨著快速傅里葉變換模式的不同，DVB-T2系統(tǒng)可能會有1、2、4、8或 16個P2符號。請參照圖4，圖4是DVB-T2系統(tǒng)的P2符號導頻結(jié)構(gòu)的示意圖。DVB-T2系統(tǒng)中多個OFDM頻域符號(例如Sym2與Sym3)之前具有兩個P2符號SymO、Syml。OFDM頻域符號Sym2與Sym3分別具有導頻Sym2_P與Sym3_P，P2符號SymO、Syml具有位置間隔為 3 (在某些特殊情況下，位置間隔為6)的多個P2導頻Sym0_P、Syml_P，因此相當于每隔2個子載波所傳遞的值都是已知的值。要說明的是，P2導頻并不是只有11個，圖4其實只是P2 符號的一部分截取，而且OFDM頻域符號Sym2和Sym3的導頻也并非只有一個。由上可知，CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)在頻域上皆存在接收端已知的偽噪聲序列，且此已知的偽噪聲序列所分布的子載波位置(子載波序號)具有規(guī)則。請參照圖5，圖5是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。步驟 S50與步驟S20相同，因此不再綴述。在步驟S52，產(chǎn)生本地時域已知序列，從i等于-Nmax至 Nmax，將所產(chǎn)生的時域已知序列乘以對應(yīng)不同可能整數(shù)頻偏i的相位旋轉(zhuǎn)值，并將接收到的 OFDM時域符號與各相乘后的時域已知序列進行滑動互相關(guān)，以求取一段范圍內(nèi)滑動互相關(guān)結(jié)果的最大值。在步驟S54，比較所有不同可能整數(shù)頻偏i所對應(yīng)的滑動互相關(guān)最大值，并從所有滑動互相關(guān)最大值中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/。圖5的頻偏檢測方法中，其時域已知序列所對應(yīng)的頻域已知序列為偽噪聲序列，
偽噪聲序列良好的自相關(guān)性容易受到頻偏的影響。另外，圖5的頻偏檢測方法運算量太大。若假設(shè)導頻總數(shù)目為M，則圖5的頻偏檢測方法的總運算量為2XMXNmaxXK個復數(shù)乘法的運算量加上2XMXNmaxXK個加法的運算量，其中K為滑動相關(guān)的長度。因為無法準確地找到偽噪聲序列的起始位置，因此要透過計算滑動相關(guān)的最大值才能找出正確的整數(shù)頻偏。請參照圖6，圖6是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的另一傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。步驟S60與步驟S20相同，因此不再綴述。在步驟S62，產(chǎn)生本地頻域已知序列，從 i等于-Nmax至Nmax，將所產(chǎn)生的頻域已知序列根據(jù)不同可能整數(shù)頻偏i作循環(huán)移位，并將接收到的OFDM頻域符號與循環(huán)移位后的各頻域已知序列進行互相關(guān)，以得到各信道頻率響應(yīng)。在步驟S64，對各信道頻率響應(yīng)進行反快速傅里葉變換(Inversed Fast Fourier Transform)，以求取各信道沖擊響應(yīng)的最大值。在步驟S66，比較所有不同可能整數(shù)頻偏所對應(yīng)的信道沖擊響應(yīng)(channel impulse)的最大值，并從所有信道沖擊響應(yīng)的最大值中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏f。圖6的頻偏檢測方法中，其頻域已知序列為偽噪聲序列，偽噪聲序列在被正確解擾后，能夠反應(yīng)信道的特性。另外，圖6的頻偏檢測方法運算量太大。若假設(shè)導頻總數(shù)目為 M，則圖6的頻偏檢測方法的總運算量為2XNmax個M點的反快速傅里葉變換的運算量，其中每個M點的反快速傅里葉變換的運算量為(M/幻X Iog2M個復數(shù)乘法的運算量。請參照圖7，圖7是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的另一傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。 步驟S70與步驟S20相同，因此不再綴述。在步驟S72，產(chǎn)生本地頻域已知序列，從i等于-Nmax至Nmax，將所接收到的OFDM頻域符號根據(jù)不同可能整數(shù)頻偏i作循環(huán)移位，并將循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號Y(k+i)與的頻域已知序列PN(k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得各互相關(guān)和Ci,其中互相關(guān)和Ci =Σ keKcp Y(k+i) -PN*(k),PN*(k)為頻域已知序列PN(k) 的共軛，對于CMMB系統(tǒng)而言，Kcp = {0,1,2-, KmaJ，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，Kcp = {0,3, 6···，KfflaJ，Kfflax為導頻的最大子載波序號。在步驟S74，比較所有不同可能整數(shù)頻偏(i等于-Nmax至Nmax)所對應(yīng)的互相關(guān)和C_Nmax CNmax，并從所有互相關(guān)和C_Nmax Cfcax中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/，亦即，找出正確的整數(shù)
頻偏 = max I C, |。圖7的頻偏檢測方法忽略了符號同步偏差與采樣鐘頻偏的影響，倘若快速傅里葉變換窗口時域錯位了一個點，那么快速傅里葉變換的輸出序列與本地頻域已知序列的相關(guān)性就會被破壞。除此之外，圖7的頻偏檢測方法還忽略了信道的影響。另外，圖7的頻偏檢測方法的運算量較低。若假設(shè)導頻總數(shù)目為M，則圖7的頻偏檢測方法的總運算量為 2 X Nmax X M個加法的運算量。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的實施例提供用以檢測整數(shù)頻偏的一種頻偏檢測方法，此頻偏檢測方法適用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的接收機中。首先，設(shè)定可能整數(shù)頻偏i的值介于[-Nmax， NfflaJ的范圍。接著，從h等于1至X，對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)， 以得到各頻域參考序列PN_REF(nh，k) = PN*(k) ·ΡΝθ +%)。然后，從h等于1至χ，對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_ CORRELATION (nh，k) = Y (k) ·Y* (k+nh)。之后，從 i 等于-Nmax 至 Nmax 以及從 h 等于 1 至 x，將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得循環(huán)移位后的OFDM頻域符號各自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N (nh，k+i)。接著，從i等于-Nmax至 Nmax以及從h等于1至X，對循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh， k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得各互相關(guān)和C(nh，i)。最后，從所有互相關(guān)和 Cfc1,-Nmax) Cfc1, Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、...、C(nx，-Nmax) C(nx,Nfflax)中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/。根據(jù)本發(fā)明的實施例，所述互相關(guān)和C(nh，i) =Eke KcpY_C0RRELATI0N(nh， k+i) -PN_REF(nh,k)其中k屬于集合Kcp，集合Kcp為所有導頻的子載波序號的集合，Nmax為一個大于0但小于等于N的整數(shù)值，N為OFDM頻域符號的子載波總數(shù)目。另外，所述OFDM 系統(tǒng)為CMMB系統(tǒng)或DVB-T2系統(tǒng)，且所述OFDM頻域符號為CMMB系統(tǒng)的同步信號所對應(yīng)的頻域符號或DVB-T2系統(tǒng)的P2符號。根據(jù)本發(fā)明的實施例，χ是大于1的整數(shù)，且Ii1 nx的值是自相關(guān)的可選間隔。另外，對于CMMB系統(tǒng)而言，H1 nx的值為任何小于總子載波數(shù)的值，對于DVB-T2系統(tǒng)而言， Ii1Nnx的值為3或者6的倍數(shù)。本發(fā)明的實施例提供一種頻偏檢測裝置，所述頻偏檢測裝置用以檢測整數(shù)頻偏， 且用于OFDM系統(tǒng)的接收機中。所述頻偏檢測裝置包括第一預(yù)處理單元、頻域參考序列產(chǎn)生單元、互相關(guān)求和單元、最大值比較單元與整數(shù)頻偏確定單元。從h等于1至X，第一預(yù)處理單元對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k) = Y(k) · Y*(k+nh)。從h等于1至x，頻域參考序列產(chǎn)生單元對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列PN_REF(nh，k) =PN*(k) · PN(k+nh)。從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至x，互相關(guān)求和單元用以將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)，并對各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF (nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)和 C(nh，i) =Σ keKcp Y_C0RRELATI0N(nh, k+i) · PN_REF(nh, k)。最大值比較單元用以比較所有互相關(guān)和COi1, -Nmax) Cfc1, Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、…、 C(nx, -Nfflax) C(nx，Nfflax)，并從所互相關(guān)和 Cfc1, -Nmax) Cfc1, Nfflax)、C(n2, -Nmax) C(n2， Nmax)、-,C(nx, -Nfflax) C(nx，Nfflax)中找出最大者。整數(shù)頻偏確定單元用以將所述最大值比較單元所找出的最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/。根據(jù)本發(fā)明的實施例，所述頻域參考序列產(chǎn)生單元包括頻域已知序列產(chǎn)生單元與第二預(yù)處理單元。頻域已知序列產(chǎn)生單元用以產(chǎn)生所述頻域已知序列PN(k)，第二預(yù)處理單元用以對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到從h等于1至χ的各頻域參考序列PN_REF(nh，k)。本發(fā)明的實施例提供一種OFDM系統(tǒng)，所述OFDM系統(tǒng)包括發(fā)射機、無線信道與接收機，其特征在于，接收機具有頻偏檢測裝置。所述頻偏檢測裝置用以檢測整數(shù)頻偏，且包括預(yù)處理單元、頻域參考序列產(chǎn)生單元、互相關(guān)求和單元、最大值比較單元與整數(shù)頻偏確定單元。從h等于1至X，預(yù)處理單元對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k) = Y(k) .Y*(k+nh)。從h等于1至x，頻域參考序列產(chǎn)生單元對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列 PN_REF(nh，k) = PN* (k) · PN(k+nh)。從 i 等于-Nmax 至 Nmax 以及從 h 等于 1 至 x，互相關(guān)求和單元用以將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏 i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)，并對各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)和 C (nh，i) =Σ k e KcpY_C0RRELATI0N(nh, k+i) -PN_REF(nh, k)。最大值比較單元用以比較所有互相關(guān)和C(ni，-Nmax) C(ni，Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2， Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C(nx，Nmax)，并從所互相關(guān)和 COi1,-Nmax) C(Ii1，Nmax)、C(n2，-Nmax) Cfc2，Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C(nx，Nmax)中找出最大者。整數(shù)頻偏確定單元用以將所述最大值比較單元所找出的最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/?；谏鲜?，本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法與裝置能夠消除符號同步偏差與信道的影響，且其總運算量適中。為讓本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉實施例，并配合所附圖式作詳細說明如下。


圖IA是整數(shù)頻偏為0時的OFDM頻域符號的波形圖。圖IB是整數(shù)頻偏為N時的OFDM頻域符號的波形圖。圖2是DVB-T系統(tǒng)的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。圖3是CMMB系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)的示意圖。圖4是DVB-T2系統(tǒng)的P2符號導頻結(jié)構(gòu)的示意圖。圖5是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。圖6是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的另一傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。圖7是CMMB系統(tǒng)與DVB-T2系統(tǒng)的另一傳統(tǒng)頻偏檢測方法的流程圖。圖8A是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法的流程圖。圖8B是本發(fā)明的另一實施例所提供的頻偏檢測方法的流程圖。圖9是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測裝置的方塊圖。圖10是本發(fā)明的實施例所提供的OFDM系統(tǒng)的方塊圖。圖11是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法的保護比的曲線圖。圖12A是圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在符號同步偏差影響下的效能圖。圖12B是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法在符號同步偏差影響下的效能圖。圖13A是圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在信道影響下的效能圖。圖1 是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法在信道影響下的效能圖。主要元件符號說明S20、S22、S24 步驟流程TSO TS39:時隙BO 信標OFDMSymO 0FDM52 =OFDM 時域符號TxID 傳送識別
SyncO、Syncl 同步信號SymO、Syml :P2 符號Sym2、Sym3 =OFDM 頻域符號Sym2_P、Sym3_P 導頻SymO_P、Syml_P :P2 導頻S50、S52、S54 步驟流程S60, S62、S64, S66 步驟流程S70、S72、S74 步驟流程S80, S82、S820, S82US84, S86, S88, S89 步驟流程S90、S92、S920、S921、S94、S96、S98、S99 步驟流程90 頻偏檢測裝置91 預(yù)處理單元92 頻域參考序列產(chǎn)生單元920 頻域已知序列產(chǎn)生單元921 預(yù)處理單元93 互相關(guān)求和單元94 最大值比較單元95 整數(shù)頻偏確定單元98:快速傅里葉變換單元100 =OFDM 系統(tǒng)Tx 發(fā)射機Rx 接收機WCH 無線信道C200、C201、C202 保護比曲線
具體實施例方式本發(fā)明的實施例提供一種用以檢測整數(shù)頻偏的頻偏檢測方法、裝置及其OFDM系統(tǒng)，此頻偏檢測方法適用于DVB-T2系統(tǒng)與CMMB系統(tǒng)，且又能夠消除符號同步偏差與信道的影響。OFDM頻域符號Y(k)是經(jīng)由接收機所接收的OFDM時域符號y (t)通過快速傅里葉變換而得到，其中t為離散時間序號，k是子載波序號。當存在信道與各種同步誤差的影響時，OFDM頻域符號Y (k)可以表示如下Y (k) =H (k) · PN (k) · exp [j2 π (k θ d+l ( ε +k ξ )) ] +N (k)，其中H(k)是信道頻率響應(yīng)，PN(k)是頻域已知序列，exp[·]是自然指數(shù)運算元， θ d是符號同步偏差，1是OFDM頻域符號序號，ε是載波頻偏，ξ是采樣鐘頻偏，N(k)是噪聲。若忽略噪聲N(k)的影響，將接收到的OFDM符號Y(k)進行前后間隔η點的自相關(guān)， 則可以產(chǎn)生OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(n，k)，所述OFDM頻域符號自相關(guān)序列 Y_C0RRELATI0N(n，k)可以表示為
Y_C0RRELATI0N(n, k) = Y(k) · Y*(k+n)= H (k) · H* (k+n) · PN (k) · PN* (k+n) ‘ exp [ j2 π η ( θ d+l ξ ))]，其中Y* (k+n)是 Y (k+n)的共軛，H* (k+n)是 H(k+n)的共軛，PN*(k+n)是 PN(k+n) 的共軛。若再將OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(n，k)與相對應(yīng)的頻域參考序列 PN*(k) · PN(k+n)進行互相關(guān)，則其互相關(guān)的結(jié)果可以表示如下Y(k) .PN*(k) ‘ Y* (k+n) · PN (k+n)= H(k) · H*(k+n) PN(k) 4 · exp[j2 3in( θ d+l ξ ))]，其中|PN(k)I4是PN(k)的絕對值的四次方。假設(shè)信道自相關(guān)序列H(k) · H*(k+n)的相位隨著k的變化不會有大于π /2的波動，且在整數(shù)頻偏為0的情況下，則對上述互相關(guān)的結(jié)果求和所得到的互相關(guān)和會是一個很大的值。然而，若有整數(shù)頻偏/，則上述的頻域已知序列并沒有與接收的OFDM頻域符號對上，而上述的互相關(guān)和便不會是一個很大的值，而無法呈現(xiàn)頻域已知序列與接收的OFDM頻域符號之間相關(guān)性。在有整數(shù)頻偏f的情況下，僅要進行下述的修正，便能夠得到很大的互相關(guān)和。 首先，將接收到的OFDM頻域符號Y(k)進行循環(huán)移位，以得到OFDM符號+ /)。接著，對OFDM符號；+ )進行前后間隔η點的自相關(guān)，以產(chǎn)生OFDM頻域符號自相關(guān)序列 F" — CORRELA TION(ji, Α: + ) = Α: + ). Γ (眾 + + )。之后，將 OFDM
頻域符號自相關(guān)序列y —CO及滅五+ 與相對應(yīng)的頻域參考序列 PN*(k) · PN(k+n)與進行互相關(guān)求和運算以得到互相關(guān)和，則此互相關(guān)和會是一個很大的值。請參照圖8A，圖8A是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法的流程圖。首先，在步驟S80，設(shè)定可能整數(shù)頻偏i的值介于[-Nmax，Nmax]的范圍，其中Nmax為一個大于0但小于等于N的整數(shù)值，N為OFDM頻域符號的子載波總數(shù)目。 接著，在步驟S82，提供頻域參考序列PN_REF (η, k) = PN*(k) · PN(k+n)，所述頻域參考序列PN_REF(n，k)為頻域已知序列PN(k)進行前后間隔η點的自相關(guān)。更詳細地說， 步驟S82包括子步驟S820與子步驟S821。在子步驟S820，產(chǎn)生本地頻域已知序列PN(k)， 也就是已知的偽噪聲序列PN(k)。在步驟S821，對此頻域已知序列PN(k)進行預(yù)處理，以得到頻域參考序列PN_REF(n，k)，其中所述預(yù)處理是指對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔η 點的自相關(guān)。接著，在步驟84，對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔η點的自相關(guān)，以得到OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(n，k) = Y(k) · Y* (k+n)。在假設(shè)信道自相關(guān)序列H(k) · H*(k+n)的相位隨著k的變化不會有大于π /2的波動的情況下，對于CMMB系統(tǒng)而言，η可以是1，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，η可以是3或6。接著，在步驟S86，從i等于-Nmax至Nmax，將OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_ CORRELATIONS, k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的OFDM頻域符號自相關(guān)序列 Y_C0RRELATI0N(n，k+i)。另外，要說明的是，此實施例的步驟S82、S84與S86的順序并非用以限定本發(fā)明。例如，步驟S84可以執(zhí)行于步驟S82之前，或者，步驟S86可以執(zhí)行于步驟S84之前，但步驟 S86必須執(zhí)行于步驟S82之后。在步驟S88，從i等于-Nmax至Nmax，對OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N (η, k+i)與頻域參考序列PN_REF(n，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)和C(n，i)= Σ keKcpY_C0RRELATI0N(n, k+i) · PN_REF(n, k)，其中 k 屬于集合 Kcp，集合 Kcp 為所有導頻的子載波序號的集合。對于CMMB系統(tǒng)而言，Kcp = {0，1，2*"，1(_}，對于0￥812系統(tǒng)而言， Kcp = {0，3，6···，KmaJ，Kmax為導頻的最大子載波序號。在步驟S89，比較所有互相關(guān)和C(n，-Nfflax) C(n，Nmax)，以從所有互相關(guān)和 C(n, -Nfflax) C(n，Nfflax)找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的
整數(shù)頻偏/，亦即，找出正確的整數(shù)頻偏 = max I C(n,i) |。圖8A的整數(shù)頻偏方法是在信道自相關(guān)序列H(k) · H*(k+n)的相位隨著k的變化不會有大于η/2的波動的情況下適用，而這個假設(shè)的情況會使互相關(guān)和的值朝著某一個方向增大，因此能夠順利地找出正確的整數(shù)頻偏/。然而，如果實際信道無法滿足上述的假設(shè)情況，則可以使用本發(fā)明的另一實施例所提供的頻偏檢測方法來找出正確的整數(shù)頻偏f。信道自相關(guān)序列的相位具有一定規(guī)律，如果前后間隔η點的信道自相關(guān)序列 H(k) -H*(k+n)無法滿足前述假設(shè)的情況，則前后間隔m點的信道自相關(guān)序列H(k) -H*(k+m) 很有可能滿足上述的假設(shè)情況。本發(fā)明不限定頻域參考序列PN_REF(n，k)與OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(n，k)所間隔的距離n，因此可以取多種間隔作Ii1 nx，然后在多個互相關(guān)和 Cfc1，-Nmax) Cfc1, Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、...、C(nx，-Nmax) C(nx， Nfflax)中找出最大者，此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值即為正確的整數(shù)頻偏/，亦即，找出正確的整數(shù)頻偏 = max(| C{n^i\...,C{nJ) |)。要說明的是，χ是大于等于1的整數(shù)，且Ii1 nx的值必須保證k+叫 k+nx是頻域已知序列(偽噪聲序列)的導頻位置上的子載波序號。理論上來說，自相關(guān)間隔ni nJ々 值越小越好，因為間隔越小，信道的變化越小，信道自相關(guān)序列的相位波動也越小。另外，χ 等于1的情況，即是上述圖8A的頻偏檢測方法。請參照圖8B，圖8B是本發(fā)明的另一實施例所提供的頻偏檢測方法的流程圖。圖 8B的頻偏檢測方法不需要在信道自相關(guān)序列H(k) -H*(k+n)的相位隨著k的變化不會有大于η /2的波動的假設(shè)情況才能適用，換言之，圖8Β的頻偏檢測方法可以適用于大多數(shù)的實際信道。步驟S90與步驟S80相同，因此便不再贅述。接著，在步驟S92，從h等于1至X，提供各頻域參考序列PN_REF(nh，k)= PN*(k) ·ΡΝ(1 +η )，所述頻域參考序列PN_REF(nh，k)為頻域已知序列PN(k)進行前后間隔 nh點的自相關(guān)。更詳細地說，步驟S92包括子步驟S920與子步驟S921。在子步驟S920， 產(chǎn)生本地頻域已知序列PN(k)，也就是已知的偽噪聲序列PN(k)。在步驟S921，對此頻域已知序列PN(k)進行預(yù)處理，以得到從h等于1至χ的各頻域參考序列PN_REF(nh，k)= PN*(k) · PN(k+nh)，其中所述預(yù)處理是指對偽噪聲序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)。接著，在步驟94，從h等于1至X，對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh 點的自相關(guān)，以得到OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k) = Y(k) · Y*(k+nh)。 以CMMB系統(tǒng)為例，因為每一個子載波上都是頻域已知序列中的一個值，因此Ii1 nx的值可以為任何小于總子載波數(shù)的值。以DVB-T2系統(tǒng)為例，因為頻域已知序列的子載波位置間隔為3或6，因此Ii1 nx的值必須為3或6的倍數(shù)。接著，在步驟S96，從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，將各自相關(guān)序列Y_ CORRELATION(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號自相關(guān)序列 Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)。另外，要說明的是，此實施例的步驟S92、S94與S96的順序并非用以限定本發(fā)明。 例如，步驟S94可以執(zhí)行于步驟S92之前，或者，步驟S96可以執(zhí)行于步驟S94之前，但步驟 S96必須執(zhí)行于步驟S92之后。接著，在步驟S98，從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，對循環(huán)移位后的各 OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF (nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得各互相關(guān)和 C (nh，i) =Σ keKcpY_C0RRELATI0N(nh, k+i) -PN_REF(nh, k)，其中k屬于集合Kcp，集合Kcp為所有導頻的子載波序號的集合。對于CMMB系統(tǒng)而言， Kcp = {0，1，2'"，!( !￡}，對于0￥812系統(tǒng)而言，1(叩={0，3，6···，Kj，Kmax 為導頻的最大子載波序號。在步驟S99，比較所有互相關(guān)和 C(ni; -Nmax) Cfc1, Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2, Nfflax)、…、C(nx, -Nmax) C(nx，Nfflax)，并從所有互相關(guān)和 Cfc1, -Nmax) Cfc1, Nmax)、C (n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C (nx，Nmax)中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏/，亦即，找出正確的整數(shù)頻偏 = max(| CrO丨,/)”··,C( ,/) |)。請參照圖9，圖9是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測裝置的方塊圖。頻偏檢測裝置90用于采用CMMB或DVB-T2等技術(shù)的OFDM系統(tǒng)的接收機內(nèi)。頻偏檢測裝置90包括了預(yù)處理單元91、頻域參考序列產(chǎn)生單元92、互相關(guān)求和單元93、最大值比較單元94與整數(shù)頻偏確定單元95。接收機接收OFDM時域符號后，會將OFDM時域符號送進一個快速傅里葉變換單元 98中，并將OFDM時域符號進行快速傅里葉變換，以獲得OFDM頻域符號。若OFDM頻域符號為CMMB系統(tǒng)的同步信號或DVB-T2系統(tǒng)的P2符號，則頻偏檢測裝置90會被致能，以檢測整數(shù)頻偏。在其他實施例中，頻偏檢測裝置90可能還會包括快速傅里葉變換單元98。從h等于1至X，預(yù)處理單元91對接收的OFDM頻域符號Y (k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)。從h等于1至X，頻域參考序列產(chǎn)生單元92用以對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列PN_REF(nh，k) = PN*(k) ·ΡΝ(1 +ιΟ。頻域參考序列產(chǎn)生單元92可以包括頻域已知序列產(chǎn)生單元920與預(yù)處理單元921構(gòu)成。頻域已知序列產(chǎn)生單元920用以產(chǎn)生本地頻域已知序列PN (k)，也就是已知的偽噪聲序列PN (k)。預(yù)處理單元921對頻域已知序列PN(k)進行預(yù)處理，以得到從h等于1至χ的各頻域參考序列 PN_REF(nh, k)，其中所述預(yù)處理是指對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)。從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，互相關(guān)求和單元93將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RREL4TI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N (nh，k+i)，并對各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_ CORRELATION(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)禾口 C(nh，i) =Σ keKcpY_C0RRELATI0N(nh，k+i) · PN_REF(nh，k)。最大值比較單元94用以比較所有互相關(guān)和Cfc1, -Nfflax) Cfc1, Nfflax)、 C(n2, -Nfflax) C(n2，Nfflax)、…、C(nx, -Nmax) C(nx，Nfflax)，并從所互相關(guān)和 Cfc1, -Nmax) Cfc1, Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、…、C(nx, -Nmax) C(nx，Nfflax)中找出最大者。整數(shù)頻偏確定單元95將最大值比較單元94所找出的最大者所對應(yīng)的i值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏 。亦即，最大值比較單元94與整數(shù)頻偏確定單元95的組合是用以找出正確的整數(shù)頻偏
i - max(| C("丨，/)”..,C(X,/) |)。請參照圖10，圖10是本發(fā)明的實施例所提供的OFDM系統(tǒng)的方塊圖。OFDM系統(tǒng) 100可以是CMMB系統(tǒng)或DVB-T2系統(tǒng)，OFDM系統(tǒng)100包括接收機Rx、發(fā)射機Tx與無線信道 WCH。發(fā)射機Tx發(fā)送OFDM時域符號至無線信道WCH。接收機Rx具有圖9所述的頻偏檢測裝置90，且接收機Rx自無線信道WCH接收OFDM時域符號，并將OFDM時域符號進行快速傅里葉變換，以得到OFDM頻域符號。當OFDM頻域符號為CMMB系統(tǒng)的同步信號或DVB-T2系統(tǒng)的P2符號，則頻偏檢測裝置90會被致能，以檢測整數(shù)頻偏。請參照圖11，圖11是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法的保護比的曲線圖。 圖11是CMMB系統(tǒng)在具有0分貝(dB)回聲(主要路徑與次要路徑的能量相同)的信道下的仿真結(jié)果，橫座標表示主要路徑與次要路徑之間的兩徑延遲，縱座標表示對應(yīng)延遲下的保護比。保護比的定義為正確整數(shù)頻偏下所對應(yīng)的互相關(guān)和與錯誤整數(shù)頻偏下所對應(yīng)的結(jié)果的互相關(guān)和的比值。若保護比大于1，則表示頻偏檢測方法能正確地檢測出整數(shù)頻偏；相反地，若保護比小于1，則表示頻偏檢測方法能無法正確地檢測出整數(shù)頻偏。曲線C200是采用間隔η為1的頻偏檢測方法所對應(yīng)的保護比的曲線，曲線C201 是采用間隔η為2的頻偏檢測方法所對應(yīng)的保護比的曲線，曲線C200是采用間隔Ii1為1且 η2為2的頻偏檢測方法所對應(yīng)的保護比的曲線。由曲線C200可以看出，采用間隔η為1的頻偏檢測方法在延遲約為100毫秒處會檢測失敗。由曲線C201可以看出，采用間隔η為2 的頻偏檢測方法在延遲約為50毫秒處會檢測失敗。由曲線C202可以看出，采用間隔Ii1為 1且η2為2的頻偏檢測方法會大大地提升檢測成功的概率。請參照圖12Α與圖12Β，圖12Α是圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在符號同步偏差影響下的效能圖，圖12Β是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法在符號同步偏差影響下的效能圖。圖12Α與圖12Β是CMMB系統(tǒng)在具有5dB的載波噪聲比(CNR)的加性高斯白噪聲(AWGN) 信道下的仿真結(jié)果，此仿真環(huán)境假設(shè)整數(shù)頻偏為0，且假設(shè)快速傅里葉變換窗口錯位了一個采樣點，即存在一個采樣點的符號同步偏差。圖12A與圖12B的橫軸表示所有不同可能整數(shù)頻偏，圖12A與圖12B的縱軸表示對應(yīng)的整數(shù)頻偏的互相關(guān)和的值。由圖12A與12B可以得知，圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在符號同步偏差影響下并無法順利檢測出整數(shù)頻偏為0的結(jié)果，然而，本發(fā)明的實施例所提供頻偏檢測方法可以順利地檢測出整數(shù)頻偏為0的結(jié)果。請參照圖13A與圖13B，圖13A是圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在信道影響下的效能圖，圖1 是本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法在信道影響下的效能圖。圖13A與圖 13B是CMMB系統(tǒng)在具有5dB的載波噪聲比(CNR)的多徑信道下的仿真結(jié)果，此仿真環(huán)境假設(shè)多徑信道具有OdB的回聲與50毫秒的延遲，且假設(shè)整數(shù)頻偏為0。圖13A與圖13B的橫軸表示所有不同可能整數(shù)頻偏，圖13A與圖13B的縱軸表示對應(yīng)的整數(shù)頻偏的互相關(guān)和的值。由圖13A與1 可以得知，圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法在通道影響下并無法順利檢測出整數(shù)頻偏為0的結(jié)果，然而，本發(fā)明的實施例所提供頻偏檢測方法可以順利地檢測出整數(shù)頻偏為0的結(jié)果。綜上所述，本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法與裝置會先對頻域已知序列與接收到的OFDM頻域符號進行預(yù)處理(前后間隔η點的自相關(guān))后，透過預(yù)處理的方式來消除可能的符號同步偏差與信道的影響。據(jù)此，本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法與裝置比圖7的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的效能來得佳。除此之外，本發(fā)明的實施例所提供的頻偏檢測方法的總運算量適中，其總運算量為2XNmaxXM個加法的運算量加上2XNmaxXM個復數(shù)乘法的運算量，此總運算量遠小于圖5與圖6的傳統(tǒng)頻偏檢測方法的總運算量。雖然本發(fā)明已以實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可作些許的更動與潤飾，故本發(fā)明的保護范圍當以權(quán)利要求所界定的為準。
權(quán)利要求
1.一種頻偏檢測方法，適用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的接收機中，所述頻偏檢測方法包括設(shè)定可能整數(shù)頻偏i的值介于[-Nmax，NfflaJ的范圍；從h等于1至X，對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列 PN_REF(nh，k) = PN* (k) · PN(k+nh)；從h等于1至χ，對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到 OFDM 頻域符號自相關(guān)序列 Y_C0RRELATI0N(nh，k) = Y(k) · Y*(k+nh)；從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至χ，將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_ CORRELATION(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得循環(huán)移位后的OFDM頻域符號各自相關(guān)序列 Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)；從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，對循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得各互相關(guān)和C(nh，i)；以及從所有互相關(guān)和 COi1,-Nmax) Cfc1,Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2，Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C(nx,Nfflax)中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏f。
2.如權(quán)利要求1所述的頻偏檢測方法，其特征在于，Nmax為一個大于0但小于等于N的整數(shù)值，N為OFDM頻域符號的子載波總數(shù)目。
3.如權(quán)利要求1所述的頻偏檢測方法，其特征在于，所述OFDM系統(tǒng)為CMMB系統(tǒng)或 DVB-T2系統(tǒng)，且所述OFDM頻域符號為CMMB系統(tǒng)的同步信號所對應(yīng)的頻域符號或DVB-T2系統(tǒng)的P2符號。
4.如權(quán)利要求3所述的頻偏檢測方法，其特征在于，χ是大于等于1的整數(shù)，且Ii1 nx 的值滿足k+叫 k+nx是所述頻域已知序列PN(k)的導頻的子載波序號。
5.如權(quán)利要求4所述的頻偏檢測方法，其特征在于，χ=1，Ii1 = n，且信道自相關(guān)序列 H(k) · H*(k+n)的相位被假設(shè)為隨著k的變化不會有大于π /2的波動；對于CMMB系統(tǒng)而言，η = 1，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，η = 3或6。
6.如權(quán)利要求4所述的頻偏檢測方法，其特征在于，對于CMMB系統(tǒng)而言，H1 ηχ的值為任何小于總子載波數(shù)的值，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，H1 ηχ的值為3或6的倍數(shù)。
7.如權(quán)利要求1所述的頻偏檢測方法，其特征在于，互相關(guān)和C(nh，i)=Σ keKcpY_ CORRELATION(nh，k+i) · PN_REF(nh, k)其中k屬于集合Kcp，集合Kcp為所有導頻的子載波序號的集合。
8.一種頻偏檢測裝置，用于OFDM系統(tǒng)的接收機中，包括第一預(yù)處理單元，用以從h等于1至X，對接收的OFDM頻域符號Y(k)進行前后間隔nh 點的自相關(guān)，以得到各自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k) = Y(k) · Y*(k+nh)；頻域參考序列產(chǎn)生單元，用以從h等于1至X，對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh 點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列PN_REF(nh，k) = PN*(k) · PN(k+nh)；互相關(guān)求和單元，用以從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)，并對各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_ CORRELATION(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)禾口 C(nh，i) =Σ keKcpY_C0RRELATI0N(nh，k+i) · PN_REF(nh，k)；最大值比較單元，用以比較所有互相關(guān)和C(ni，-Nmax) C(ni，Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2， Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C(nx，Nmax)，并從所互相關(guān)和 COi1,-Nmax) C(Ii1，Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2, Nfflax),…、C(nx，-Nmax) C(nx，Nmax)中找出最大者；以及整數(shù)頻偏確定單元，將所述最大值比較單元所找出的最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i 的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏f。
9.如權(quán)利要求8所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，Nmax為一個大于0但小于等于N的整數(shù)值，N為OFDM頻域符號的子載波總數(shù)目。
10.如權(quán)利要求8所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，所述OFDM系統(tǒng)為CMMB系統(tǒng)或 DVB-T2系統(tǒng)，且所述OFDM頻域符號為CMMB系統(tǒng)的同步信號所對應(yīng)的頻域符號或DVB-T2系統(tǒng)的P2符號。
11.如權(quán)利要求10所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，χ是大于等于1的整數(shù)，且Ii1 nx的值滿足k+叫 k+nx是所述頻域已知序列PN(k)的導頻的子載波序號。
12.如權(quán)利要求11所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，χ=1，Ii1 = n，且信道自相關(guān)序列H(k) · H*(k+n)的相位被假設(shè)為隨著k的變化不會有大于π /2的波動；對于CMMB系統(tǒng)而言，η = 1，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，η = 3或6。
13.如權(quán)利要求11所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，對于CMMB系統(tǒng)而言，H1 ηχ的值為任何小于總子載波數(shù)的值，對于DVB-T2系統(tǒng)而言，H1 ηχ的值為3或6的倍數(shù)。
14.如權(quán)利要求8所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，互相關(guān)和C(nh，i)=Σ keKcpY_ CORRELATION(nh，k+i) · PN_REF(nh, k)其中k屬于集合Kcp，集合Kcp為所有導頻的子載波序號的集合。
15.如權(quán)利要求8所述的頻偏檢測裝置，其特征在于，所述頻域參考序列產(chǎn)生單元包括頻域已知序列產(chǎn)生單元，用以產(chǎn)生所述頻域已知序列PN(k)；以及第二預(yù)處理單元，用以對頻域已知序列PN (k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到從h 等于1至χ的各頻域參考序列PN_REF(nh，k)。
16.一種OFDM系統(tǒng)，包括發(fā)射機、無線信道與接收機，其特征在于，接收機具有頻偏檢測裝置，所述頻偏檢測裝置包括預(yù)處理單元，用以從h等于1至X，對接收的OFDM頻域符號Y (k)進行前后間隔nh點的自相關(guān)，以得到各自相關(guān)序列￥_0)1^1^110則1111，10 = Y(k) · Y*(k+nh)；頻域參考序列產(chǎn)生單元，用以從h等于1至X，對頻域已知序列PN(k)進行前后間隔nh 點的自相關(guān)，以得到各頻域參考序列PN_REF(nh，k) = PN*(k) · PN(k+nh)；互相關(guān)求和單元，用以從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至X，將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，以得到循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_C0RRELATI0N(nh，k+i)，并對各OFDM頻域符號相關(guān)序列Y_ CORRELATION(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得互相關(guān)禾口 C(nh，i) =Σ keKcpY_C0RRELATI0N(nh，k+i) · PN_REF(nh，k)；最大值比較單元，用以比較所有互相關(guān)和C(ni，-Nmax) C(ni，Nmax)、C(n2，-Nmax) C(n2， Nmax)、…、C(nx，-Nmax) C(nx，Nmax)，并從所互相關(guān)和 COi1,-Nmax) C(Ii1，Nmax)、C(n2，-Nmax) 整數(shù)頻偏確定單元，將所述最大值比較單元所找出的最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i 的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏f。
全文摘要
一種適用于正交頻分復用系統(tǒng)的接收機中的頻偏檢測方法。設(shè)定可能整數(shù)頻偏i的值介于[-Nmax，Nmax]的范圍。從h等于1至x，提供各頻域參考序列PN_REF(nh，k)與OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_CORRELATION(nh，k)。從i等于-Nmax至Nmax以及從h等于1至x，將各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_CORRELATION(nh，k)作不同可能整數(shù)頻偏i的循環(huán)移位，并對循環(huán)移位后的各OFDM頻域符號自相關(guān)序列Y_CORRELATION(nh，k+i)與頻域參考序列PN_REF(nh，k)進行互相關(guān)求和運算，以獲得各互相關(guān)和C(nh，i)。然后，從所有互相關(guān)和C(n1，-Nmax)～C(n1，Nmax)、C(n2，-Nmax)～C(n2，Nmax)、…、C(nx，-Nmax)～C(nx，Nmax)中找出最大者，將此最大者所對應(yīng)的可能整數(shù)頻偏i的值設(shè)為正確的整數(shù)頻偏。
文檔編號H04L25/03GK102340469SQ20101023200
公開日2012年2月1日 申請日期2010年7月21日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月21日
發(fā)明者徐玉婷 申請人:揚智電子(上海)有限公司