專利名稱：全頻段多帶正交頻分復用超寬帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明屬于集成電路領域，涉及一種頻率綜合器，尤其是一種適用于全頻段多帶 正交頻分復用超寬帶(MB-OFDM UffB)射頻收發(fā)機的頻率綜合器。
背景技術：
超寬帶(UWB)技術能夠在很低的發(fā)射功率下，利用極大的信號帶寬實現(xiàn)數(shù)百Mbps 的傳輸率，可應用于高速無線個人局域網(wǎng)(WPAN)，實現(xiàn)數(shù)碼攝像機、相機、數(shù)字播放器、HDTV 等產(chǎn)品中高品質(zhì)視頻和多媒體數(shù)據(jù)流的實時傳輸。2002年，美國FCC開放了 3. 1-10. 6GHz 的UWB頻段用于實現(xiàn)高速WPAN。由于UWB技術具有巨大的市場，歐盟、新加坡、日本等也都 相繼推出了各自的UWB頻譜規(guī)劃。中國也十分重視UWB技術，并于2008年底公布了中國的 UffB頻譜規(guī)劃。全球的UWB頻譜規(guī)劃存在一定的差異，如圖1所示。MB-OFDM UffB技術將3. 1-10. 6GHz的UWB的頻帶劃分為14個528MHz的子頻帶，并 把這些子頻帶分為6個頻率組，如圖1所示。其基帶采用128點OFDM調(diào)制獲得528MHz的 帶寬，并由多個載波按照一定的順序?qū)FDM符號分別搬移到一個頻率組的各個子頻帶上 交替發(fā)送，實現(xiàn)高達480Mbps的傳輸率，圖2給出了第1頻率組中的一種跳頻方式。通過跳 頻可提高頻譜利用率，而且多種跳頻方式可實現(xiàn)多個邏輯信道，也就是提供WPAN組網(wǎng)時的 多個微微網(wǎng)。相對于傳統(tǒng)的基于脈沖體制的UWB技術，MB-OFDM UWB技術具有以下優(yōu)點1) 抵抗多徑衰落的方式更簡單、有效；2)信號的瞬時帶寬較低，所以更易于CMOS集成，且功耗 更低；3)頻譜規(guī)劃更靈活，這一點對于全球各異的UWB頻譜規(guī)劃尤為重要MB-0FDM UWB有 6個可用頻率組，所以可以選擇工作在合適的頻率組來適應全球各地的規(guī)劃。由于上述幾方 面的優(yōu)點，載波體制UWB受到了工業(yè)界更多的青睞。無線USB、無線1394以及第三代高速藍 牙都決定采用載波體制UWB作為其物理層技術。為了充分發(fā)揮MB-OFDM UWB技術頻譜適應性強的優(yōu)點，以適應目前全球各異的 UWB頻譜規(guī)劃，其射頻收發(fā)機必須能夠覆蓋圖1所示的14個子頻段，這就要求系統(tǒng)中的頻率 綜合器能夠輸出圖1所示的14個子頻帶中心頻率的本振信號，并且保證各頻率的切換時間 小于9. 5ns。同時，為了滿足OFDM調(diào)制和解調(diào)的需求，頻率綜合器還要輸出各頻率的正交分 量，并滿足一定的相噪聲和雜波抑制比要求。從這些方面可以看出，全頻段MB-OFDM UWB頻 率綜合器的設計難度很大，傳統(tǒng)的頻率綜合器結構難以滿足MB-0FDMUWB射頻收發(fā)機的需 求了，需要尋求新的結構來滿足極短的跳頻時間以及極寬的頻率范圍需求。本發(fā)明具體涉 及的就是全頻段MB-OFDM UffB射頻收發(fā)機的頻率綜合器的結構設計。UWB頻率綜合器的結構方面，最直接的方案是采用多個鎖相環(huán)分別產(chǎn)生多個頻率， 再用快速多路選擇器選擇輸出，但是這種方案所需鎖相環(huán)的個數(shù)等于所覆蓋的子頻帶個 數(shù)。另一種方案是用兩個快速鎖定的鎖相環(huán)交替工作，產(chǎn)生所需頻率，這種方案要求鎖相環(huán) 的鎖定時間必須在300ns以內(nèi)，并且每個鎖相環(huán)都必須能輸出所有要求的頻率。以上兩種 方案由于受到芯片面積、功耗以及鎖相環(huán)設計難度的限制，都只能輸出MB-OFDM UWB系統(tǒng)的 一小部分子頻帶中心頻率，難以實現(xiàn)全頻段輸出。
目前，能夠?qū)崿F(xiàn)全頻段輸出的兩種MB-OFDM UffB頻率綜合器都是采用鎖相環(huán)產(chǎn)生 一些固定頻率，再用單邊帶混頻器和多路選擇器實現(xiàn)各種頻率變換，產(chǎn)生所需的本振信號 輸出。其中，第一種方案采用兩個鎖相環(huán)分別產(chǎn)生3960MHz以及6336MHz的信號，并且再通 過第二個鎖相環(huán)中的各級分頻器產(chǎn)生3168MHz、1584MHz和528MHz的信號，這些信號經(jīng)過兩 個多路選擇和三個單邊帶混頻器進行頻率變換和控制，最終可輸出14個中心頻率。但是， 這種結構一方面需要兩個鎖相環(huán)，導致很大的功耗和面積；另一方面，第二個鎖相環(huán)中使用 了非2整數(shù)次冪的3分頻電路，并且整個頻率綜合器的信號通路上使用了 3級單邊帶混頻， 導致輸出信號的諧波和雜波抑制比很低，難以達到系統(tǒng)要求。第二種方案采用單個鎖相環(huán) 產(chǎn)生8448MHz的信號，并用鎖相環(huán)中的分頻器產(chǎn)生4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz以及 264MHz的信號，這些信號經(jīng)過兩個多路選擇器和3個單邊帶混頻器進行頻率變化，輸出14 個中心頻率之一。這種方案只用了一個鎖相環(huán)，但是仍要用到3個單邊帶混頻器，面積和 功耗仍然較大，諧波和雜波抑制也較差；并且，該頻率綜合器輸出端的多路選擇器需要輸出 7. 5GHz范圍的14個頻率，其開關電容諧振網(wǎng)絡中的最大和最小電容之比很大，難以實現(xiàn)精 確的匹配，輸出節(jié)點的寄生電容將使輸出信號的幅度降低，達不到系統(tǒng)的要求；另外，該頻 率綜合器需要264MHz的輸入?yún)⒖夹盘?，該頻率太高，難以采用石英晶體振蕩器實現(xiàn)，只能 用另一個鎖相環(huán)產(chǎn)生，將導致更大的芯片面積和功耗。綜上，研究一種結構簡單、能夠滿足 系統(tǒng)要求，且面積和功耗都較小的全頻段MB-OFDM UffB頻率綜合器是很有意義的
發(fā)明內(nèi)容

本發(fā)明的目的在于解決現(xiàn)有MB-OFDM UffB頻率綜合器輸出頻段少、功耗和芯片面 積較大、輸出信號幅度較低且雜波和諧波抑制較差等問題，提供一種全頻段多帶正交頻分 復用超寬帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器，其能夠輸出所需的全部14個中心頻率，各頻率之間 的切換時間小于9ns，并且在芯片面積、功耗、輸出信號幅度以及諧波和雜波抑制等性能方 面較現(xiàn)有結構有較為明顯的優(yōu)勢。本發(fā)明的目的是通過以下技術方案來解決的這種全頻段多帶正交頻分復用超寬 帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器，包括鎖相環(huán)電路，所述鎖相環(huán)電路的輸出端連接有頻率綜合 電路，所述鎖相環(huán)電路的輸出端同時向頻率綜合電路輸出第一至第六輸出信號，所述第一 至第六輸出信號的頻率依次由大至小且相鄰成兩倍關系，所述頻率綜合電路包括第一、二 多路選擇器、第一、二單邊帶混頻器以及一個輸出緩沖器；所述第一、二輸出信號連接到第 一多路選擇器的輸入端，所述第三、第四和第五輸出信號連接到第二多路選擇器的輸入端， 第二多路選擇器的輸入端還連接有直流信號；所述第六輸出信號和第二多路選擇器的輸出 端分別連接到第一單邊帶混頻器的輸入端，第一單邊帶混頻器的輸出端和第一多路選擇器 的輸出端分別連接到第二單邊帶混頻器的輸入端，第二單邊帶混頻器的輸出端與輸出緩沖 器的輸入端連接。上述鎖相環(huán)電路向頻率綜合電路輸出的第一輸出信號的頻率為8448MHz。上述鎖相環(huán)電路包括鑒頻鑒相器、電荷泵、環(huán)路濾波器、正交壓控振蕩器、第一至 第五二分頻器和一個八分頻器；所述鑒頻鑒相器的輸入信號包括參考信號和八分頻器的輸 出信號，鑒頻鑒相器的輸出端連接電荷泵的輸入端，電荷泵的輸出端連接環(huán)路濾波器的輸 入端，所述環(huán)路濾波器的輸出端與正交壓控振蕩器的輸入端連接，正交壓控振蕩器的輸出為第一二分頻器提供正反相互補時鐘信號，第一二分頻器的輸出為第二二分頻器提供正反相互補時鐘信號，第二二分頻器的輸出為第三二分頻器提供正反相互補時鐘信號，第三二 分頻器的輸出為第四二分頻器提供正反相互補時鐘信號，第四二分頻器的輸出為第五二分 頻器提供正反相互補時鐘信號，第五二分頻器的輸出為八分頻器提供正反相互補時鐘信 號；所述正交壓控振蕩器的輸出端輸出第一輸出信號，第一至第五二分頻器的輸出端分別 輸出第二至第六輸出信號。上述第一二分頻器是以電阻為負載的二分頻器。上述第二至第五二分頻器是以MOS管偉負載的二分頻器。上述參考信號為頻率是33MHz的參考時鐘信號。本發(fā)明具有以下幾點有益效果本發(fā)明的電路結構簡單，只需一個鎖相環(huán)電路和 兩個單邊帶混頻器，兩個多路選擇器，因而節(jié)省功耗和面積，在本發(fā)明中，通過多路選擇器 改變單邊帶混頻器輸入信號的方法產(chǎn)生所需要的最終頻率信號，再經(jīng)過寬帶緩沖器緩沖輸 出，避免了使用覆蓋全部14個中心頻率的寬帶多路選擇器，降低了實現(xiàn)難度，并且輸出的 各頻率之間的切換時間小于9ns。


圖1是全球主要國家和地區(qū)的UWB的頻譜規(guī)劃以及可用的載波體制UWB子頻帶； 圖2是載波體制UWB系統(tǒng)第1頻率組7種跳頻方式中的一種；圖3是本發(fā)明的頻率綜合器框 架結構圖；圖4是本發(fā)明頻率綜合器的頻率運算示意圖其中，(a)為用單邊帶混頻器SSBl 產(chǎn)生中間頻率的示意圖；(b)為用SSB2產(chǎn)生全部14個中心頻率的示意圖；圖5是電流復用 LC-QVCO的晶體管級電路圖；圖6是以電阻為負載的二分頻器晶體管級電路圖；圖7是以 MOS管為負載的二分頻器晶體管級電路圖；圖8是正交單邊帶混頻器的數(shù)學模型；圖9是正 交單邊帶混頻器晶體管電路圖；圖10是緩沖器電路晶體管級電路圖；圖11是晶體管級電 路圖。
具體實施例方式下面結合附圖對本發(fā)明做進一步詳細描述從圖3可以知道本發(fā)明的全頻段多帶 正交頻分復用超寬帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器由兩部分組成一個以33MHz信號為參考信 號鎖定在8448MHz的鎖相環(huán)電路10和一個頻率綜合電路43。鎖相環(huán)電路10的輸出端連 接頻率綜合電路43，其中鎖相環(huán)電路10的輸出端同時向頻率綜合電路43輸出第一至第六 輸出信號22、29、30、31、32、34。第一至第六輸出信號22、29、30、31、32、34的頻率依次由 大至小且相鄰成兩倍關系，第一輸出信號22的頻率為8448MHz，第二輸出信號29的頻率為 4224MHz，依次類推。所述頻率綜合電路43包括第一、二多路選擇器12、13、第一、二單邊帶 混頻器14、15以及一個輸出緩沖器16 ；第一、二輸出信號22、29連接到第一多路選擇器12 的輸入端，第三、第四和第五輸出信號30、31、32連接到第二多路選擇器13的輸入端，第二 多路選擇器13的輸入端還連接有直流信號33 ；第六輸出信號34和第二多路選擇器13的 輸出端分別連接到第一單邊帶混頻器14的輸入端，第一單邊帶混頻器14的輸出端和第一 多路選擇器12的輸出端分別連接到第二單邊帶混頻器15的輸入端，第二單邊帶混頻器15 的輸出端與輸出緩沖器16的輸入端連接。
本發(fā)明給出鎖相環(huán)電路10的一種實現(xiàn)方式參見圖3，鎖相環(huán)電路10包括鑒頻鑒相器(PFD)l、電荷泵(CP)2、環(huán)路濾波器(LPF) 3、正交壓控振蕩器(QVCO) 4、由第一至第五二 分頻器5、6、7、8、9構成的一個五級二分頻電路，以及由三級二分頻電路構成的一個八分頻 器11。鑒頻鑒相器1的輸入信號包括參考信號17和八分頻器11的輸出信號，鑒頻鑒相器1 的輸出端連接電荷泵2的輸入端，電荷泵2的輸出端連接環(huán)路濾波器3的輸入端，環(huán)路濾波 器3的輸出端與正交壓控振蕩器4的輸入端連接，正交壓控振蕩器4的輸出為第一二分頻 器5提供正反相互補時鐘信號，第一二分頻器5的輸出為第二二分頻器6提供正反相互補 時鐘信號，第二二分頻器6的輸出為第三二分頻器7提供正反相互補時鐘信號，第三二分頻 器7的輸出為第四二分頻器8提供正反相互補時鐘信號，第四二分頻器8的輸出為第五二 分頻器9提供正反相互補時鐘信號，第五二分頻器9的輸出為八分頻器11提供正反相互補 時鐘信號。鎖相環(huán)電路10的工作原理如下鑒頻鑒相器(PFD) 1完成參考信號17與八分頻器 11輸出信號18的頻率或相位比較，產(chǎn)生控制電荷泵(CP)2的控制信號；電荷泵(CP)2根據(jù) 鑒頻鑒相器(PFD) 1控制信號給環(huán)路濾波器(LPF) 3進行充放電，同時進行濾波后，產(chǎn)生QVCO 的控制電壓，使QVCO產(chǎn)生相應頻率的四相正交正弦信號；正交壓控振蕩器(QVC0)4的輸出 信號被送入下一級二分頻器和頻率綜合電路的多路選擇器。分頻器依次對正交壓控振蕩器 (QVC0)4的輸出信號進行二分頻產(chǎn)生分頻信號。正交壓控振蕩器(QVCO)4的輸出端輸出了 第一輸出信號22，然后第一至第五二分頻器5、6、7、8、9的輸出端分別輸出了第二至第六輸 出信號 29、30、31、32、34。以上鎖相環(huán)電路10主要為后級頻率綜合電路43提供四相正交的固定頻率 (264MHz,528MHz, 1056MHz,2112MHz,4224MHz 和 8448MHz)輸出信號。該鎖相環(huán)參考信號頻 率較低，為33MHz，所以鑒頻鑒相器1、電荷泵2與環(huán)路濾波器3的設計與普通鎖相環(huán)的該部 分電路設計一樣。為提高環(huán)路濾波性能，環(huán)路濾波器3采用三階濾波器。對以上這些電路 不做詳細說明。但由于該鎖相環(huán)需要提供四相正交信號，且QVCO輸出頻率高達8448MHz， QVCO以及后面幾級分頻器的輸出信號作為頻率綜合電路的輸入信號，對系統(tǒng)性能影響較 大。同時，在高頻工作時，QVCO和二分頻電路需要消耗較大功耗，這兩種電路需要引起特殊 的關注。用于本發(fā)明頻率綜合器鎖相環(huán)電路10中的電流復用LC-QVCO晶體管電路圖，如圖 5所示，它由兩個普通的VCO耦合而成。其中Mtaill和Mtail2為尾電流晶體管，VB為尾電流偏 置電壓。MN11、Mn12和Mpu、Mpi2為第一個VCO的交叉耦合負阻MOS對管，MN13、Mni4和MP13、Mpi4 為第二個VCO的交叉耦合負阻MOS對管，Mp2qi和Mp2q2為Q-和Q+信號的耦合MOS管，Mp211和 Mp212為I-和1+信號的耦MOS合管，L1和L2為諧振電感，C1, C2, C3和C4為變?nèi)莨?，VCON為 變?nèi)莨艿目刂齐妷?，接環(huán)路濾波器的輸出端。I+、I-和Q+、Q-分別為I、Q輸出信號的正負 端。使用電流復用結構可以節(jié)省功耗，在較小的偏置電流下達到VCO起振的條件，同時可減 小Ι/f噪聲對電路的影響作為下一級二分頻器的時鐘輸入接入其時鐘輸入端，如圖6所示。在鎖相環(huán)電路10中，第一二分頻器5的輸入信號頻率高達8448MHz，因此需用采 用以電阻作負載的二分頻器，如圖6所示，該分頻器由于用小電阻做負載，可以得到很高的 帶寬。該分頻器的輸入端CLK_Q5+和CLK_Q5-分別接QVCO的兩相輸出信號Q+和Q-。在圖 6中，兩個高電平觸發(fā)的鎖存器構成了一個上升沿觸發(fā)的D觸發(fā)器，實現(xiàn)對時鐘信號的二分頻功能。該二分頻器所能正確分頻的信號最高頻率是一個D觸發(fā)器所能工作最高頻率的一 半。而D觸發(fā)器的工作頻率取決于各電阻、各MOS管的導通電阻、各MOS管在15、Q5端的漏 電容、電阻寄生電容以及下級電路的輸入電容。減小電阻和電容都能提高D觸發(fā)器的最高 工作頻率，也就提高了二分頻器的最高分頻頻率。圖6中，在CLK_Q5+為高電平、CLK_Q5-為 低電平時，左邊鎖存器中的晶體管MpM3J6導通，晶體管M2、M4、M5截止，Q5端將根據(jù)I5端信 號產(chǎn)生相應的變化，該鎖存器處于“數(shù)值計算”狀態(tài)。而右邊鎖存器晶體管M8、M1(l、Mn導通， 晶體管M7、M9、M12截止，時鐘上一個高電平的“計算值”被鎖存。當上述電平反相時，兩個鎖 存器的的工作狀態(tài)也反相。該二分頻器的輸出信號為四相正交信號Q5+、Q5_、I5+和I5-，作 為多路選擇器14的輸入信號，其中Q5+和Q5-也作為下一級二分頻器的輸入時鐘信號。 從第二級分頻器開始(即第二至第五而分頻器6、7、8、9)，分頻器輸入時鐘信號頻 率降至5GHz以下，因此可以采用圖7所示的以晶體管為負載的分頻器。該二分頻器相對于 圖6中的第一二分頻器5省去了鎖存管，節(jié)省了芯片面積。因為只有兩個時鐘管，所以減輕 了上級電路的負載電容。因為電路采用耦合MOS管為負載，所以沒有靜態(tài)功耗且具有數(shù)據(jù) 自保持的能力。CLK_Q6+和CLK_Q6-為其時鐘輸入端，接第一二分頻器5的輸出端Q5+、Q5-。 第二二分頻器6的輸出端為Q6+、Q6-, I6+和16_，接到多路選擇器13的一組輸入端，而Q6+ 和Q6-也作為下一級二分頻器的時鐘輸入信號。第三至第五二分頻器7、8和9以及構成八 分頻器11的三個二分頻器的結構也與該二分頻器一致。本發(fā)明的頻率綜合電路43的工作原理如下第一多路選擇器(MUXl) 12根據(jù)頻率 控制字將8448MHz以及4224MHz的信號之一送入第二單邊帶混頻器(SSB2) 15的一個輸入 端。而第二多路選擇器(MUX2) 13根據(jù)頻率控制字選擇2112MHz、1056Mhz、528MHz和直流信 號之一送入第一單邊帶混頻器(SSBl) 14的一個輸入端。第一單邊帶混頻器(SSBl) 14的另 一個輸入端為第五二分頻器9產(chǎn)生的264MHz的信號。第一單邊帶混頻器SSBl的輸出信號 送入單邊帶混頻器SSB2的輸入端，與MUXl的輸出信號混頻后產(chǎn)生14個載波中的一個載波 信號，該信號經(jīng)過寬帶緩沖器緩沖后輸出。頻率綜合電路中的正交單邊帶混頻器的數(shù)學模型如圖8所示。由圖可得，yi(t)= cos ω ^cos ω 2t+sin ω ^sin ω 2t = cos (ω「ω 2) ty2 (t) = sin ω ^cos ω 2t-cos ω ^sin ω 2t = Sin(CO1-Co2)t以上面兩式為基礎的正交單邊帶混頻器的晶體管級電路圖如圖9所示。晶 體管M35至M4tl和M43至M48構成正弦輸出吉爾伯特單元型單邊帶混頻器，晶體管M41和M42為 Q增強型負阻管，電感L1及L2和開關電容陣列CAl和CA2構成選頻網(wǎng)絡；晶體管M21至M26 和M29至M34構成余弦輸出吉爾伯特單元型單邊帶混頻器，晶體管M27和M28為Q增強型負阻 管，電感L3及L4和開關電容陣列CA3和CA4構成選頻網(wǎng)絡。電流源I1至I6由幾個電流陣 列組成，根據(jù)選頻網(wǎng)絡選頻頻段不同進行適當?shù)目偽搽娏髡{(diào)節(jié)。Vinlit^P vinl,i為第一種頻率 輸入信號的余弦和正弦項，而Vin^和Vin2ii為第二種頻率輸入信號的余弦和正弦項。v。utl+， v。ut「和v。ut2+，Vout2-分別為混頻器輸出信號的I項和Q項。圖3中第一、二單邊帶混頻器 14,15的晶體管級電路圖都是圖9的結構。第一單邊帶混頻器14的輸出端將連接第二單邊 帶混頻器15的相對應輸入端。本發(fā)明的頻率綜合電路43中的兩個多路選擇器第一、二多路選擇器12、13的晶體 管級電路圖如圖11所示。M5tl和M51、M55和M56、…以及Mn2和Mn3為輸入晶體管，M49、M54、… 和Mnl為開關管，負責相應信號的接通或關斷，M52和M53、M57和M58、…以及Mn4和Mn5管是為了在其所在支路關斷時增加輸入到輸出的隔離度。I為可編程尾電流。Vinl，Vin2…Vinn為η 個輸入信號，而sell，sel2··· seln為第η個輸入信號的選擇信號。v。ut+和v。ut_為輸出信號 的正負端。實際電路中每一個多路選擇器將由兩個這樣的多路選擇器構成以便同時輸出每 一種頻率信號的I和Q信號，送入相應的下一級混頻器。圖10為緩沖器電路晶體管級電路圖。在電容C5和C7以及C6和C8之間各加入一 個電感L5和L6，在高頻時，電感電抗較大，可以將C5和C7以及C6和C8“隔開”，那么C7和C8 對帶寬的影響被電感“隔開”，使得電路帶寬展寬。最終輸出信號從電感L5和電容C7以及L6 和C8之間取出，二者之間通過分壓進行電壓分配。在電感、電阻和各電容之間滿足一定的 關系時，輸出頻帶將被大大展寬。在本圖中，Vinbl為輸入信號，而v。utbl為輸出信號。頻率綜合電路43工作時，首先啟動整個電路，等鎖相環(huán)電路10穩(wěn)定后，通過頻率 控制字對第一、二多路選擇器12、13輸出信號的切換，實現(xiàn)14個載波的切換輸出。 以下詳細介紹本發(fā)明的各頻率信號形成過程本發(fā)明中，首先鎖相環(huán)電路10以 33MHz的輸入信號17為參考時鐘，在電路穩(wěn)定時正交壓控振蕩器4輸出頻率為8448MHz的 四相正交輸出信號，之后順次相接的各二分頻器將分別產(chǎn)生4224、2112、1056、528、264MHz 的四相正交輸出信號和33MHz的單相信號。通過第一單邊帶混頻器14，直流信號與264MHz 的信號混頻產(chǎn)生264MHz的輸出信號，528MHz的信號與264MHz的信號進行上變頻混頻產(chǎn)生 792MHz的輸出信號，1056MHz的信號與264MHz的信號進行上變頻混頻產(chǎn)生1320MHz的輸 出信號，2112MHz的信號與264MHz的信號進行下變頻混頻產(chǎn)生1848MHz的輸出信號，如圖 4(a)所示；通過第二單邊帶混頻器15，8448MHz的信號分別與264MHz、792MHz、1320MHz及 1848MHz的信號進行上變頻混頻得到8712MHz、9240MHz、9768MHz和10296MHz的輸出信號， 進行下變頻混頻得到8184MHz、7626MHz、7128MHz和6600MHz的輸出信號，4224MHz的信號 與264MHz及792MHz的信號進行下變頻混頻得到3960MHz和3432MHz的輸出信號，上變頻 混頻得到4488MHz和5016MHz的輸出信號，4224MHz的信號和1320MHz及1848MHz的信號進 行上變頻混頻后得到5544MHz和6072MHz的輸出信號，見圖4(b)圖所示。在本發(fā)明中直流 信號33為兩個不同電平的直流電壓。綜上所述，本發(fā)明相對于其他方案的優(yōu)點在于(1)電路結構簡單，只需一個鎖相 環(huán)和2個單邊帶混頻器，兩個多路選擇器，因而節(jié)省功耗和面積；(2)在本發(fā)明所用鎖相環(huán) 電路中，只需要二分頻電路，所以分頻電路設計簡單，非線性更低；(3)本發(fā)明中，鎖相環(huán)參 考頻率只有33MHz，可以直接用高頻率穩(wěn)定度的石英晶體振蕩器來產(chǎn)生，進而降低了系統(tǒng)功 耗和成本，并可提高頻率綜合器輸出頻率的穩(wěn)定度；(4)在本發(fā)明中，通過多路選擇器改變 單邊帶混頻器輸入信號的方法產(chǎn)生所需要的最終頻率信號，再經(jīng)過寬帶緩沖器緩沖輸出， 避免了使用覆蓋全部14個中心頻率的寬帶多路選擇器，降低了實現(xiàn)難度。注意，本發(fā)明保護該頻率綜合器各模塊間的連接關系與所需信號的頻率產(chǎn)生方 式。本電路給出的各模塊晶體管級電路只是本發(fā)明的一個電路實例，用其他電路形式或使 用其他晶體管器件(如三級晶體管)實現(xiàn)本發(fā)明中各模塊電路也受到本專利保護。在多 路選擇器中應用與本發(fā)明實例不同位數(shù)的控制字實現(xiàn)信號選擇也屬于本發(fā)明的保護范圍 (如兩個信號之間的選擇可以使用一個信號選擇線，也可以使用兩個信號選擇線，但它們對 兩個信號的選擇效果是一樣的)。
權利要求
一種全頻段多帶正交頻分復用超寬帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器，包括鎖相環(huán)電路(10)，其特征在于所述鎖相環(huán)電路(10)的輸出端連接有頻率綜合電路(43)，鎖相環(huán)電路(10)的輸出端能夠同時向頻率綜合電路(43)輸出第一至第六輸出信號(22、29、30、31、32、34)，所述第一至第六輸出信號(22、29、30、31、32、34)的頻率依次由大至小且相鄰成兩倍關系，所述頻率綜合電路(43)包括第一、二多路選擇器(12、13)、第一、二單邊帶混頻器(14、15)以及一個輸出緩沖器(16)；所述第一、二輸出信號(22、29)連接到第一多路選擇器(12)的輸入端，所述第三、第四和第五輸出信號(30、31、32)連接到第二多路選擇器(13)的輸入端，第二多路選擇器(13)的輸入端還連接有直流信號(33)；所述第六輸出信號(34)和第二多路選擇器(13)的輸出端分別連接到第一單邊帶混頻器(14)的輸入端，第一單邊帶混頻器(14)的輸出端和第一多路選擇器(12)的輸出端分別連接到第二單邊帶混頻器(15)的輸入端，第二單邊帶混頻器(15)的輸出端與輸出緩沖器(16)的輸入端連接。
2.根據(jù)權利要求1所述的頻率綜合器，其特征在于所述鎖相環(huán)電路(10)向頻率綜合 電路(43)輸出的第一輸出信號(22)的頻率為8448MHz。
3.根據(jù)權利要求2所述的頻率綜合器，其特征在于所述鎖相環(huán)電路(10)包括鑒頻鑒 相器(1)、電荷泵(2)、環(huán)路濾波器(3)、正交壓控振蕩器(4)、第一至第五二分頻器(5、6、7、 8、9)和一個八分頻器(11)；所述鑒頻鑒相器(1)的輸入信號包括參考信號(17)和八分頻 器(11)的輸出信號，鑒頻鑒相器⑴的輸出端連接電荷泵⑵的輸入端，電荷泵⑵的輸 出端連接環(huán)路濾波器(3)的輸入端，所述環(huán)路濾波器(3)的輸出端與正交壓控振蕩器(4) 的輸入端連接，正交壓控振蕩器(4)的輸出為第一二分頻器(5)提供正反相互補時鐘信號， 第一二分頻器(5)的輸出為第二二分頻器(6)提供正反相互補時鐘信號，第二二分頻器(6) 的輸出為第三二分頻器(7)提供正反相互補時鐘信號，第三二分頻器(7)的輸出為第四二 分頻器(8)提供正反相互補時鐘信號，第四二分頻器(8)的輸出為第五二分頻器(9)提供 正反相互補時鐘信號，第五二分頻器(9)的輸出為八分頻器(11)提供正反相互補時鐘信 號；所述正交壓控振蕩器(4)的輸出端輸出第一輸出信號(22)，第一至第五二分頻器(5、6、 7、8、9)的輸出端分別輸出第二至第六輸出信號(29、30、31、32、34)。
4.根據(jù)權利要求3所述的頻率綜合器，其特征在于所述第一二分頻器(5)是以電阻 為負載的二分頻器。
5.根據(jù)權利要求3所述的頻率綜合器，其特征在于所述第二至第五二分頻器(6、7、8、 9)是以MOS管為負載的二分頻器。
6.根據(jù)權利要求3所述的頻率綜合器，其特征在于所述參考信號(17)是頻率為 33MHz的參考時鐘信號。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種全頻段多帶正交頻分復用超寬帶射頻收發(fā)機的頻率綜合器，包括鎖相環(huán)電路和頻率綜合電路，鎖相環(huán)電路的輸出端同時向頻率綜合電路輸出第一至第六輸出信號，頻率綜合電路包括第一、二多路選擇器、第一、二單邊帶混頻器以及一個輸出緩沖器。本發(fā)明的電路結構簡單，只需一個鎖相環(huán)電路和兩個單邊帶混頻器，兩個多路選擇器，因而節(jié)省功耗和面積，在本發(fā)明中，通過多路選擇器改變單邊帶混頻器輸入信號的方法產(chǎn)生所需要的最終頻率信號，再經(jīng)過寬帶緩沖器緩沖輸出，避免了使用覆蓋全部14個中心頻率的寬帶多路選擇器，降低了實現(xiàn)難度，并且輸出的各頻率之間的切換時間小于9ns。
文檔編號H04L27/26GK101867545SQ20101018616
公開日2010年10月20日 申請日期2010年5月31日 優(yōu)先權日2010年5月31日
發(fā)明者任品毅, 唐生東, 張瑞智, 張鴻, 牛楊楊 申請人:西安交通大學