專利名稱：接收信號處理方法和接收機的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明實施例涉及無線通信技術(shù)領域，尤其涉及一種接收信號處理方法和接收機。

背景技術(shù)：
隨著無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，寬帶碼分多址(Wideband Code DivisionMultiple Access，以下簡稱WCDMA)系統(tǒng)引進先進技術(shù)的接收方法來解決各種高速率的信號業(yè)務。目前先進接收技術(shù)中，非線性均衡技術(shù)在信道多徑環(huán)境比較惡劣的情況下比線性均衡技術(shù)有更優(yōu)的接收性能，因此，非線性均衡接收技術(shù)逐漸被關(guān)注起來，非線性均衡接收技術(shù)包括判決反饋均衡(Decision Feedback Equalization，以下簡稱DFE)，最大似然序列均衡(Maximum Likelihood Sequence Estimation，以下簡稱MLSE)等。
MLSE技術(shù)基于網(wǎng)格搜索來尋找使聯(lián)合似然函數(shù)最大的符號序列，是理論上最優(yōu)的檢測，但是MLSE算法計算量非常大，進行MLSE的復雜度非常高，甚至是不可實現(xiàn)的。因為WCDMA是一個寬帶系統(tǒng)，碼片速率較高，因此無線信道的時延擴展長度相對較大，由信道長度造成的復雜度部分也是比較大的，因此進行MLSE時復雜度比較高。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明實施例提供一種接收信號處理方法和接收機，用以解決現(xiàn)有技術(shù)中進行MLSE時復雜度比較高的缺陷，同時也提高了信號的接收性能。
本發(fā)明實施例提供了一種接收信號處理方法，所述方法包括 根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)； 采用確定的所述預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波； 對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并； 對經(jīng)過多徑合并后的信號進行最大似然序列均衡，得到最優(yōu)信號序列。
本發(fā)明實施例提供了一種接收機，所述接收機包括 確定模塊，用于根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)； 預濾波模塊，用于采用所述確定模塊確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波； 合并模塊，用于對所述預濾波模塊濾波后的信號進行各徑合并； 最大似然序列均衡模塊，用于對所述合并模塊合并后的信號進行最大似然序列均衡，得到最優(yōu)信號序列。
本發(fā)明實施例的接收信號處理方法和接收機，通過根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)，利用確定的該預設濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波，使得產(chǎn)生ISI的符號的個數(shù)大大減少，對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并，以使產(chǎn)生符號間干擾的符號被限制在相鄰的預設個數(shù)的符號范圍之內(nèi)；然后對多徑合并后的信號進行MLSE，由于MLSE的狀態(tài)數(shù)已大大減少，從而進行MLSE時的復雜度也就大大降低了，使得MLSE能夠在采用碼分多址技術(shù)的系統(tǒng)中使用，獲得良好的效果。



為了更清楚地說明本發(fā)明實施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作一簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發(fā)明的一些實施例，對于本領域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動性的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。
圖1為本發(fā)明一實施例提供的接收信號處理方法的流程示意圖； 圖2為對接收信號進行預濾波的示意圖； 圖3為本發(fā)明一實施例提供的接收機的結(jié)構(gòu)示意圖。

具體實施例方式 為使本發(fā)明實施例的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發(fā)明中的實施例，本領域普通技術(shù)人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。
圖1為本發(fā)明一實施例提供的接收信號處理方法的流程示意圖，如圖1所示，該方法包括 步驟101根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)； 等效信道長度指的是多徑信號從發(fā)射端到達接收端時，第一徑信號到達時刻與最后一徑信號到達時刻的時間差，實際應用中，等效信道長度一般用碼片個數(shù)來表示，即等效信道長度可以表示為多少個碼片長度。等效信道長度越長，產(chǎn)生符號間干擾(Inter Symbol Interference，以下簡稱ISI)的符號的數(shù)目也就越多，而產(chǎn)生ISI的符號的數(shù)目與MLSE的狀態(tài)數(shù)呈指數(shù)關(guān)系，因此后續(xù)進行MLSE時的狀態(tài)數(shù)就越多，導致MLSE的復雜度增大。
本發(fā)明實施例中指定優(yōu)化準則以最小均方誤差(Minimum MeanSquared Error，以下簡稱MMSE)準則為例進行說明，但不限于MMSE準則，例如也可以是最小二乘(Least Spuare，簡稱LS)準則、最大信噪比準則、統(tǒng)計檢測準則和迫零準則等。
需要說明的是，不同的優(yōu)化準則，可能使得最終得到的最優(yōu)信號序列不相同。
步驟102采用確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波； 信號由發(fā)射機發(fā)送后，為了降低MLSE的復雜度可以由接收機對發(fā)射機發(fā)送的信號(即接收信號)進行預濾波，使經(jīng)過預濾波后的信號的等效信道長度L′即預設等效信道長度控制為期望時延長度，這樣可減少產(chǎn)生ISI的符號的個數(shù)，當產(chǎn)生ISI的符號的數(shù)目減少時，MLSE的狀態(tài)數(shù)也就減少了，因此進行MLSE時的復雜度也就會降低。期望時延長度就是期望第一徑信號與最后一徑信號到達接收端時相隔的碼片是多少個。
為了使后續(xù)MLSE能夠獲得更好的性能，在將預設等效信道設置為期望時延長度的同時，還可以通過處理使預設等效信道滿足最小相位特性，因為最小相位特性可以使得相位延遲、波形延遲和能量延遲等都是最小，因此后續(xù)MLSE也就能獲得更好的性能。如何使預設等效信道滿足最小相位特性為現(xiàn)有技術(shù)，此處不再贅述。
本發(fā)明實施例以使用DFE濾波器對接收信號進行預濾波為例進行說明，但不限于DFE濾波器，無論是哪種濾波器，只要可以使經(jīng)過預濾波之后的信號的等效信道長度即預設等效信道長度控制為期望時延長度即可。DFE濾波器可以包括反饋濾波器和前饋濾波器，反饋濾波器的長度等價于預設等效信道長度，即反饋濾波器的長度是確定預濾波系數(shù)時的一個參數(shù)，前饋濾波器用于利用確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波。
本發(fā)明實施例可以根據(jù)期望ISI符號的產(chǎn)生范圍來設置DFE濾波器中反饋濾波器的長度。設擴頻因子為SF，若期望產(chǎn)生的ISI只來自前后各N個符號，則可以將DFE濾波器中反饋濾波器的長度，即預設等效信道長度L′設置為L′＝N·SF；同時，由于WCDMA系統(tǒng)中匹配濾波器的全響應特性，當?shù)刃诺乐邢嗬^到達接收端的相鄰兩徑信號的時間差不是碼片個數(shù)的整數(shù)倍時，會對產(chǎn)生ISI的符號范圍帶來額外的延展，因此將DFE濾波器中的反饋濾波器設置為一倍速，以使經(jīng)過預濾波后的等效信道中相鄰到達接收端的相鄰兩徑信號的時間差是碼片個數(shù)的整數(shù)倍。將DFE濾波器中的反饋濾波器設置為一倍速后，預設等效信道長度可以等價于經(jīng)過預濾波之后的信號的信道多徑個數(shù)。
可以根據(jù)上述參數(shù)來確定預設濾波系數(shù)w，具體過程可以如下 以指定優(yōu)化準則為MMSE準則為例，DFE濾波器中前饋濾波器的代價函數(shù)為 公式(1)中，E表示求數(shù)學期望，x表示發(fā)射信號，L′是預設等效信道長度，也就是DFE濾波器中的反饋濾波器的長度，也可以稱為信道多徑個數(shù)。由于將反饋濾波器設置為一倍速，因此公式(1)中x是每隔一個碼片取一個的；w是預濾波系數(shù)，wH表示w的共軛轉(zhuǎn)置，h′為等效信道響應，h′0是等效信道第0徑的衰落因子，h′l為等效信道的第l徑的衰落因子，τ′l為等效多徑時延位置，r是由原始接收信號組成的向量；r中的每一個元素

r(t)中，

為信道沖擊響應，L為預濾波之前的信道多徑個數(shù)，n(t)為原始噪聲，x(t)為WCDMA系統(tǒng)的發(fā)射信號 公式(2)中K表示發(fā)送的碼道個數(shù)；Ek表示每個碼道的平均符號發(fā)送能量；sk(i)表示第k個碼道的第i個發(fā)射符號，且其能量歸一化，即|sk(i)|2＝1；

表示第k個碼道第i個發(fā)射符號的擴頻波形，SF為擴頻因子，ck，i(j)為擴頻碼字，ck，i(j)由第k個碼道的正交可變擴頻因子碼(orthogonal variable spreading factor codes，簡稱OVSF)和特征擾碼的乘積組成，且|ck，i(j)|2＝1，Tc為碼片時間間隔，T＝SF*Tc為符號時間間隔，p(t)表示能量歸一化的根升余弦成形濾波器，即
對公式(1)求導，可得到預濾波系數(shù)w如下 公式(3)中，Rrr是接收信號向量的自相關(guān)矩陣，其矩陣維數(shù)M等于預濾波器抽頭數(shù)；Rxr是接收信號向量與反饋信號向量的互相關(guān)矩陣，維數(shù)為L′×M；rrx是接收信號向量與目標信號x0(t)的互相關(guān)矢量；h′0是期望的等效信道中目標信號的信道系數(shù)，一般可以歸一化為1。
需要說明的是，當使用的優(yōu)化準則不同時，相應的，DFE濾波器中前饋濾波器的代價函數(shù)也會發(fā)生變化，而求解預濾波系數(shù)w的過程是類似的。其中，在本實施例的基礎上，不同的優(yōu)化準則下的代價函數(shù)的獲取方式是比較容易想到的，對不同準則下的代價函數(shù)求導即可得到預濾波系數(shù)w。
利用由公式(3)計算出的預濾波系數(shù)w的共軛與接收信號對應相乘，將得到的L′+1個相乘結(jié)果相加，得到預濾波后的信號，設r′(t)為預濾波后的信號，用公式表示為 公式(4)中，n′(t)是經(jīng)過預濾波后的噪聲，L′為信道多徑個數(shù)，h′l為預濾波之后等效信道的第l徑的衰落因子。
圖2為采用DFE濾波器中前饋濾波器對接收信號進行預濾波的示意圖，如圖2所示，前饋濾波器的長度為M，也就是說前饋濾波器的抽頭個數(shù)是M。前饋濾波器將各個接收信號與對應的預濾波系數(shù)相乘，得到M個相乘結(jié)果，將M個相乘結(jié)果相加得到預濾波后的信號r′(t)，r′(t)的等效信道長度是L′。其中Z-1表示一個單位的時延，M可以用碼片個數(shù)來表示，M一般取大于等于L的值；*是指對預濾波系數(shù)標量的共軛。
經(jīng)過利用確定出的預濾波系數(shù)w對接收信號進行述預濾波后，減少了產(chǎn)生ISI的符號的個數(shù)；同時由于將預設等效信道設置為期望時延長度，使得產(chǎn)生ISI的符號被限制在相鄰的預設個數(shù)的符號范圍之內(nèi)，因此降低了后續(xù)進行MLSE的復雜度。
步驟103對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并； 本步驟中，通過多徑合并將各徑中的有用信號的能量收集在一起，以獲得最大的有用信號能量。
此處的多徑合并可以通過如下方式實現(xiàn) a根據(jù)預設等效信道長度和信道多徑個數(shù)就可以直接獲取預濾波后的信號的等效多徑時延位置τ′1，τ′2......τ′l，根據(jù)獲取的等效多徑時延位置，在經(jīng)過預濾波后的信號r′(t)的對應位置抽取各徑碼片信號r′(τ1)，r′(τ2)......r′(τl)； b對得到的各徑碼片信號進行解擾解擴，得到各徑符號級信號； 其中，可以通過如下方式對各徑碼片信號進行解擾解擴將產(chǎn)生的擴頻碼字與各徑碼片信號分別做對應位置的相乘，然后將得到的SF個相乘結(jié)果累加，得到各徑符號級信號。下面以公式表示第k0碼道、第i0符號的符號級信號 公式(5)中，

表示第k0碼道、第i0符號的符號級信號，r′(τ)表示經(jīng)過預濾波后的總碼片信號，

表示含有成型濾波器響應的擴頻波形之間的互相關(guān)。
c對得到的各徑符號級信號進行合并。
根據(jù)信號統(tǒng)計理論，信號的最大比合并結(jié)果是目標信號的一個充分統(tǒng)計量，沒有信息的丟失，因此本發(fā)明實施例采用最大比合并方法對得到的各徑符號級信號進行最大比合并，當然也可以采用其它的合并方法，本實施例不再贅述。
設各徑符號級信號的合并信號為

，則 公式(6)中，h′l*為經(jīng)預濾波后的等效信道的第l徑的衰落因子的共軛轉(zhuǎn)置。
將

用矩陣的形式表示為 公式(7)中，s(i)＝[s0(i)，s1(i)，Λ，sK-1(i)]T，s(i)表示發(fā)送序列；h(i0，i)是一行向量，表示合并后的等效信號系數(shù)；0～Ns-1是對合并后信號截取的觀察窗，目標時刻i0落在其中，窗長范圍的選取準則是將對i0符號有明顯干擾的信號包含在內(nèi)。
步驟104對經(jīng)過多徑合并后的信號進行MLSE，得到最優(yōu)信號序列。
MLSE是基于網(wǎng)格圖來搜索最優(yōu)信號序列，即將接收到信號與所有可能發(fā)送序列比較，將其中歐基里德距離最小的那條路徑對應的發(fā)送序列作為最優(yōu)信號序列，網(wǎng)格圖中節(jié)點之間的路徑可以稱為狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑，計算每條路徑的歐基里德距離稱為度量。
前面已經(jīng)描述過產(chǎn)生ISI的符號的數(shù)目與MLSE的狀態(tài)數(shù)呈指數(shù)關(guān)系，本發(fā)明實施例中對接收信號進行預濾波后和多徑合并后，使得產(chǎn)生ISI的符號的數(shù)目減少了，并使得產(chǎn)生ISI的符號被限制在相鄰的預設個數(shù)的符號范圍之內(nèi)，所以MLSE的狀態(tài)數(shù)也就減少了，相應的，各種可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)移的路徑也就減少了，從而進行MLSE時復雜度也就降低了。
具體的，根據(jù)多徑合并后的信號可以得到多個系數(shù)值，包括目標信號系數(shù)值、ISI系數(shù)值等。利用這些系數(shù)值，可對多徑合并后信號的各種可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)移的路徑進行度量，得到各個狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑的度量結(jié)果，從中選出歐基里德距離最小的一條路徑，該歐基里德距離最小的路徑對應的發(fā)送序列就作為最優(yōu)信號序列。具體過程可以如下 將多徑合并后的信號

寫成矩陣形式 公式(8)中，H(i0，i0)表示目標信號系數(shù)值，

H(i0，i)表示多個ISI系數(shù)值，H(i0，i)的第(k1，k2)個元素

為 根據(jù)多徑合并后的信號可以得到多個系數(shù)值后，再確定一個代價函數(shù)，根據(jù)確定的代價函數(shù)利用H(i0，i0)和H(i0，i)對每一個可能的發(fā)送序列進行度量，然后在所有可能的發(fā)送序列中選擇一個信號序列使確定的代價函數(shù)值最小，即使得歐基里德距離最小。
具體的，確定的代價函數(shù)可以是 每一個可能的發(fā)送序列的度量可以表示為

為多徑合并后信號的各種可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑的度量，其計算式為 公式(12)中，n是一個自變量。
得到每一個可能的發(fā)送序列的度量結(jié)果后，從中多個發(fā)送序列的的多個度量結(jié)果中選出一個度量結(jié)果使得公式(10)所示的代價函數(shù)最小，如公式(13)所示。
本發(fā)明實施例也不限于步驟104提供的MLSE方法，還可以采用其它的減狀態(tài)的MLSE算法，如縮減狀態(tài)序列估計(Reduced State Sequence Estimation，簡稱RSSE)算法等，不同的算法中路徑的選取方法、保留的有效路徑個數(shù)不同，但度量的過程是類似的。
需要說明的是，本發(fā)明實施例不僅適用于WCDMA系統(tǒng)，還可以適用于碼分多址(Code Division Multiple Access，以下簡稱CDMA)系統(tǒng)等所有采用碼分多址技術(shù)的系統(tǒng)。
本發(fā)明實施例根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)，利用確定的該預設濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波，各徑合并，然后對多徑合并后的信號進行MLSE，不僅可以提高信號的接收性能，而且由于經(jīng)過預濾波，使得產(chǎn)生ISI的符號的個數(shù)大大減少，因此MLSE的狀態(tài)數(shù)也就大大降低了，從而進行MLSE的復雜度也可以大大降低，使得MLSE能夠在采用碼分多址技術(shù)的系統(tǒng)中使用，獲得良好的效果。
圖3為本發(fā)明一實施例提供的接收機的結(jié)構(gòu)示意圖，如圖3所示，該接收機包括 確定模塊201、預濾波模塊202、合并模塊203和MLSE模塊204； 其中，確定模塊201用于根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)； 具體的，設預設等效信道長度為L′，則L′＝N·SF； 其中，SF為擴頻因子，N為正整數(shù)，表示產(chǎn)生符號間干擾的符號來自前后各N個符號。
其中，確定模塊201可以包括確定單元和計算單元； 確定單元，用于根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定濾波器的代價函數(shù)； 具體的，當上述濾波器為DFE濾波器、指定優(yōu)化準則為最小均方誤差準則時，確定單元確定的代價函數(shù)為 其中，E表示求數(shù)學期望，x表示發(fā)射信號，L′是所述預設等效信道長度，w是預濾波系數(shù)，wH表示w的共軛轉(zhuǎn)置，h′為等效信道響應，h′0是等效信道第0徑的衰落因子，h′l為等效信道的第l徑的衰落因子，τ′l為等效多徑時延位置，r是由原始接收信號組成的向量。
計算單元，用于對所述確定單元確定的代價函數(shù)求導，確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)。
具體的，對公式(14)求導，可得到預濾波系數(shù)w如下 公式(15)中，Rrr是接收信號向量的自相關(guān)矩陣，其矩陣維數(shù)M等于預濾波器抽頭數(shù)；Rxr是接收信號向量與反饋信號向量的互相關(guān)矩陣，維數(shù)為L′×M，RxrH表示Rxr的共軛轉(zhuǎn)置；rrx是接收信號向量與目標信號x0(t)的互相關(guān)矢量；h′0是期望的等效信道中目標信號的信道系數(shù)，一般可以歸一化為1。
其中，該接收機還可以包括設置模塊，用于在確定模塊201中的確定單元確定DFE濾波器的代價函數(shù)之前，將DFE濾波器中的反饋濾波器設置為一倍速。
預濾波模塊202，用于采用確定模塊201確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波，以減少產(chǎn)生ISI的符號，并使產(chǎn)生ISI的符號被限制在相鄰的預設個數(shù)的符號范圍之內(nèi)； 合并模塊203，用于對經(jīng)過預濾波模塊202得到的信號進行多徑合并，即將各徑信號中的有用信號的能量收集在一起，以獲得最大的有用信號能量； 其中，合并模塊203包括 抽取單元，用于根據(jù)等效多徑時延位置，在經(jīng)過預濾波后的信號的對應位置抽取各徑碼片信號； 解擾解擴單元，用于對抽取單元抽取到的各徑碼片信號進行解擾解擴，得到各徑符號級信號； 合并單元，用于對解擾解擴單元得到的各徑符號級信號進行合并。
MLSE模塊204，用于對經(jīng)過合并模塊203合并后的信號進行MLSE，得到最優(yōu)信號序列。
經(jīng)過預濾波模塊202的預濾波、合并模塊203多徑合并后的信號是包含有確定產(chǎn)生ISI的符號范圍的信號，根據(jù)這些信號可以得到各個系數(shù)值，包括目標信號系數(shù)值、ISI系數(shù)值等。利用這些系數(shù)值，可對多徑合并后信號的各種可能的狀態(tài)轉(zhuǎn)移的路徑進行度量，得到各個狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑的度量結(jié)果，從中選出歐基里德距離最小的一條路徑，該歐基里德距離最小的路徑對應的發(fā)送序列就作為最優(yōu)信號序列。
需要說明的是，對于本發(fā)明裝置實施例而言，各個模塊和單元的實現(xiàn)以及交互方式等可以參見方法實施例相關(guān)部分的說明。以上所描述的裝置或系統(tǒng)實施例僅僅是示意性的，其中所述作為分離部件說明的單元可以是或者也可以不是物理上分開的，作為單元顯示的部件可以是或者也可以不是物理單元，即可以位于一個地方，或者也可以分布到多個網(wǎng)絡單元上?？梢愿鶕?jù)實際的需要選擇其中的部分或者全部模塊來實現(xiàn)本實施例方案的目的。本領域普通技術(shù)人員在不付出創(chuàng)造性勞動的情況下，即可以理解并實施。
需要說明的是，本發(fā)明實施例不僅適用于WCDMA系統(tǒng)，還可以適用于CDMA系統(tǒng)等所有采用碼分多址技術(shù)的系統(tǒng)。
本發(fā)明實施例根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)，利用確定的該預設濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波，各徑合并，然后對多徑合并后的信號進行MLSE，不僅可以提高信號的接收性能，而且由于經(jīng)過預濾波，使得產(chǎn)生ISI的符號的個數(shù)大大減少，因此MLSE的狀態(tài)數(shù)也就大大降低了，從而進行MLSE的復雜度也可以大大降低，使得MLSE能夠在采用碼分多址技術(shù)的系統(tǒng)中使用，獲得良好的效果。
本領域普通技術(shù)人員可以理解實現(xiàn)上述方法實施例的全部或部分步驟可以通過程序指令相關(guān)的硬件來完成，前述的程序可以存儲于一計算機可讀取存儲介質(zhì)中，該程序在執(zhí)行時，執(zhí)行包括上述方法實施例的步驟；而前述的存儲介質(zhì)包括ROM、RAM、磁碟或者光盤等各種可以存儲程序代碼的介質(zhì)。
最后應說明的是以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案，而非對其限制；盡管參照前述實施例對本發(fā)明進行了詳細的說明，本領域的普通技術(shù)人員應當理解其依然可以對前述各實施例所記載的技術(shù)方案進行修改，或者對其中部分技術(shù)特征進行等同替換；而這些修改或者替換，并不使相應技術(shù)方案的本質(zhì)脫離本發(fā)明各實施例技術(shù)方案的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種接收信號處理方法，其特征在于，所述方法包括
根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)；
采用確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波；
對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并；
對經(jīng)過多徑合并后的信號進行最大似然序列均衡，得到最優(yōu)信號序列。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收信號處理方法，其特征在于，所述根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)包括
根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定對接收信號進行預濾波的濾波器的代價函數(shù)；
對所述代價函數(shù)求導，確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收信號處理方法，其特征在于，當濾波器為DFE濾波器并且所述指定優(yōu)化準則為最小均方誤差準則時，通過如下方式確定對接收信號進行預濾波的濾波器的代價函數(shù)
其中，E表示求數(shù)學期望，x表示發(fā)射信號，L′是所述預設等效信道長度，w是預濾波系數(shù)，wH表示w的共軛轉(zhuǎn)置，h′為等效信道響應，h′0是等效信道第0徑的衰落因子，h′l為等效信道的第l徑的衰落因子，τ′l為等效多徑時延位置，r是由原始接收信號組成的向量。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收信號處理方法，其特征在于，對所述代價函數(shù)求導，確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)，包括
對所述求導，
確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)
其中，Rrr是接收信號向量的自相關(guān)矩陣，其矩陣維數(shù)M等于預濾波器抽頭數(shù)；Rxr是接收信號向量與反饋信號向量的互相關(guān)矩陣，維數(shù)為L′×M，RxrH表示Rxr的共軛轉(zhuǎn)置；rrx是接收信號向量與目標信號x0(t)的互相關(guān)矢量；h′0是期望的等效信道中目標信號的信道系數(shù)，所述M為所述DFE濾波器中前饋濾波器的抽頭個數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的接收信號處理方法，其特征在于，所述方法還包括在所述根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定濾波器的代價函數(shù)之前，將所述DFE濾波器中的反饋濾波器設置為一倍速。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收信號處理方法，其特征在于，所述指定優(yōu)化準則為以下任意一種
最小均方誤差準則、最小二乘準則、最大信噪比準則、統(tǒng)計檢測準則和迫零準則。
7.根據(jù)權(quán)利要求1-6任一項所述的接收信號處理方法，其特征在于，所述預設等效信道長度為L′＝N·SF；
其中，SF為擴頻因子，N為正整數(shù)，表示產(chǎn)生符號間干擾的符號來自前后各N個符號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1-6任一項所述的方法，其特征在于，所述對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并包括
根據(jù)等效多徑時延位置，在經(jīng)過預濾波后的信號的對應位置抽取各徑碼片信號；
對得到的各徑碼片信號進行解擾解擴，得到各徑符號級信號；
對得到的各徑符號級信號進行合并。
9.一種接收機，其特征在于，所述接收機包括
確定模塊，用于根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)；
預濾波模塊，用于采用所述確定模塊確定的預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波；
合并模塊，用于對所述預濾波模塊濾波后的信號進行各徑合并；
最大似然序列均衡模塊，用于對所述合并模塊合并后的信號進行最大似然序列均衡，得到最優(yōu)信號序列。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的接收機，其特征在于，所述確定模塊包括
確定單元，用于根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定濾波器的代價函數(shù)；
計算單元，用于對所述確定單元確定的代價函數(shù)求導，確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的接收機，其特征在于，當濾波器為DFE濾波器、所述指定優(yōu)化準則為最小均方誤差準則時，所述確定單元確定的代價函數(shù)為
其中，E表示求數(shù)學期望，x表示發(fā)射信號，L′是所述預設等效信道長度，w是預濾波系數(shù)，wH表示w的共軛轉(zhuǎn)置，h′為等效信道響應，h′0是等效信道第0徑的衰落因子，h′l為等效信道的第l徑的衰落因子，τ′l為等效多徑時延位置，r是由原始接收信號組成的向量。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收機，其特征在于，所述計算單元，具體用于對所述代價函數(shù)
求導，確定出所述濾波器的預濾波系數(shù)
其中，Rrr是接收信號向量的自相關(guān)矩陣，其矩陣維數(shù)M等于預濾波器抽頭數(shù)；Rxr是接收信號向量與反饋信號向量的互相關(guān)矩陣，維數(shù)為L′×M，RxrH表示Rxr的共軛轉(zhuǎn)置；rrx是接收信號向量與目標信號x0(t)的互相關(guān)矢量；h′0是期望的等效信道中目標信號的信道系數(shù)，所述M為所述DFE濾波器中前饋濾波器的抽頭個數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收機，其特征在于，所述接收機還包括設置模塊，用于在所述確定單元確定所述DFE濾波器的代價函數(shù)之前，將所述DFE濾波器中的反饋濾波器設置為一倍速。
14.根據(jù)權(quán)利要求9至13任一項所述的接收機，其特征在于，設所述預設等效信道長度為L′，則所述L′＝N·SF；
其中，SF為擴頻因子，N為正整數(shù)，表示產(chǎn)生符號間干擾的符號來自前后各N個符號。
15.根據(jù)權(quán)利要求9至13任一項所述的接收機，其特征在于，所述合并模塊包括
抽取單元，用于根據(jù)等效多徑時延位置，在經(jīng)過預濾波后的信號的對應位置抽取各徑碼片信號；
解擾解擴單元，用于對所述抽取單元抽取到的各徑碼片信號進行解擾解擴，得到各徑符號級信號；
合并單元，用于對所述解擾解擴單元得到的各徑符號級信號進行合并。
全文摘要
本發(fā)明實施例提供一種接收信號處理方法和接收機，屬于通信領域。所述方法包括根據(jù)預設等效信道長度、等效信道的多徑個數(shù)及指定優(yōu)化準則確定預濾波系數(shù)；采用確定的所述預濾波系數(shù)對接收信號進行預濾波；對經(jīng)過預濾波后的信號進行多徑合并；對經(jīng)過多徑合并后的信號進行最大似然序列均衡，得到最優(yōu)信號序列。所述接收機包括確定模塊、預濾波模塊，合并模塊和最大似然序列均衡模塊。本發(fā)明實施例大大降低了使用MLSE的復雜度，使得MLSE能夠在WCDMA系統(tǒng)中使用，并獲得良好的效果。
文檔編號H04L1/00GK101827045SQ201010157750
公開日2010年9月8日 申請日期2010年4月26日 優(yōu)先權(quán)日2010年4月26日
發(fā)明者劉青, 姜玥, 葛莉瑋 申請人:華為技術(shù)有限公司