專利名稱：Sc-fde系統(tǒng)的相位與符號同步、信道估計和頻域均衡方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信領域中的一種載波相位與符號同步、信道估計和頻域 均衡方法，特別是單載波頻域均衡(SC-FDE)通信系統(tǒng)的載波相位與符 號定時同步、分數倍信道估計和分數倍頻域均衡方法，特別適合于功率高 效、頻譜高效調制信號的單載波頻域均衡與載波相位和符號定時同步。
背景技術：
連續(xù)相位調制(CPM)具有功率效率高、頻譜效率高等優(yōu)點，在遙 測通信、衛(wèi)星通信和移動通信中得到了廣泛應用。FQPSK-JR調制、 SOQPSK調制和ARTM (Advanced Range Telemetry) CPM調制等均為連 續(xù)相位調制或近似連續(xù)相位調制，其中SOQPSK-MIL調制已經成為美軍 標MIL-STD 188-181 UHF衛(wèi)星通信標準規(guī)定的調制方式，FQPSK-JR調 制、SOQPSK-TG調制和ARTM CPM調制等已經成為IRIG-106遙測標準 規(guī)定的調制方式，但衛(wèi)星通信和遙測通信信道均可視為加性白高斯噪聲 (AWGN)信道，如何使CPM具有較強抗多徑能力非常重要。SC-FDE 技術是使單載波調制通過加入循環(huán)前綴(CP)進行分組傳輸和頻域均衡 對抗多徑干擾的一種技術；Jun Tan等和Fabrizio Pancaldi等分別于2005 年和2006年提出了 CPM的頻域均衡方案，但均衡器結構復雜，運算復 雜度高，很難工程應用；雖然W.VanThillo提出了將CPM頻域均衡器與 AWGN解調器分離的思想，但頻域均衡器是基于CPM信號Laurent分解 的，沒有將匹配濾波器完全分離出來，而且無法進行分數倍頻域均衡和載波相位與符號定時同步。Aldo N. D'Andrea等于1996年提出的CPM調制 非數據輔助符號定時估計算法雖然可用于多徑信道下CPM信號的符號定 時同步，但同步時間長，跟蹤性能差，對長頻率脈沖CPM信號同步困難; Michde Mordli等于1997年提出的聯合載波相位和定時恢復算法需要判 決反饋，同步時間長，而且對部分響應信號存在誤鎖現象。目前，還沒有 針對上述功率高效和頻譜高效調制方式的單載波頻域均衡通信系統(tǒng)的載 波相位和符號定時同步以及分數倍頻域均衡方案。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于避免上述背景技術中的不足，而提供一種SC-FDE 系統(tǒng)的相位與符號同步、信道估計和頻域均衡方法。
本發(fā)明所要解決的技術問題由以下技術方案實現，它包括如下步驟 發(fā)射端-
(1) 發(fā)射機對接收到的比特數據流進行分組；
(2) 將分組后的數據流調制為調制信號波形；
(3) 在調制信號波形分組之間插入信道估計訓練序列分組；
(4) 為每一調制信號波形分組和信道估計訓練序列分組加入循環(huán)前 綴(CP);
(5) 在每一幀數據的特定位置插入同步訓練序列； 接收端
(6) 接收機對接收到的信號進行過采樣；
(7) 對過采樣數字信號進行幀同步，以找到分組的粗略起始位置；
(8) 去除調制數據分組和信道估計訓練序列分組的循環(huán)前綴CP;(9) 將調制數據分組和信道估計訓練序列分組進行分離；
(10) 使用離散傅立葉變換(DFT)將過采樣調制數據分組變換到頻
域；
(11 )利用分離出的過采樣信道估計訓練序列分組進行分數倍信道估. 計，估計出調制信號基帶內各子帶的信道頻域響應；
(12) 利用估計出的調制信號基帶內各子帶的信道頻域響應對調制信 號頻域數據分組進行分數倍頻域均衡；
(13) 對分數倍頻域均衡后的調制信號頻域數據分組進行IDFT;
(14) 將均衡后的調制信號時域數據進行調制數據的匹配濾波解調和檢測。
作為對本發(fā)明的進一步限定，在步驟(1)中對每一比特數據流分組 加入首尾歸零比特。
作為對本發(fā)明的進一步限定，步驟(6)和步驟(7)之間加入下變頻 和濾波步驟，對過采樣得到的數字信號進行下變頻和低通濾波，獲得零中 頻數字信號。
作為對本發(fā)明的進一步限定，在步驟(12)中只均衡信號基帶內的頻 域數據，將帶外高頻頻域數據置零。
作為對本發(fā)明的進一步限定，在步驟(13)中IDFT后的調制信號時 域數據過采樣速率不變。
本發(fā)明相比背景技術具有如下優(yōu)點-
1.可實現分數倍信道估計和分數倍頻域均衡，即可估計分數倍符號 周期時延間隔的多徑信道，并通過分數倍頻域均衡去除其產生的頻率選擇性衰落影響；
2. 在實現分數倍頻域均衡的同時可實現調制信號的載波相位和符號 定時同步；載波相位和幀同步誤差可以通過分數倍信道估計算法估計出 來，進而通過分數倍頻域均衡算法消除載波相位、多徑干擾和幀同步誤差 對接收信號的影響，實現調制信號的載波相位和符號定時同步與頻域均 衡；
3. 均衡算法和同步算法結構簡單，只需要一路DFT和IDFT變換模 塊，資源占用較少，運算復雜度較低，便于全數字實現和工程應用；
4. 完全將頻域均衡器與解調器和檢測器分離開，可使用任何形式的 解調器和檢測器進行調制信號的解調與檢測。
5. 本發(fā)明不僅可用于單載波分組傳輸CPM信號的載波相位與符號 定時同步、分數倍信道估計和分數倍頻域均衡，還可用于單載波分組傳輸 FQPSK調制、SOQPSK調制和其它線性調制信號的載波相位與符號定時 同步、分數倍信道估計和分數倍頻域均衡。


圖1是本發(fā)明實施例的發(fā)射機原理方框圖。
圖2是本發(fā)明實施例的接收機結構原理方框圖。
具體實施例方式
參照圖l、圖2，本發(fā)明實施例發(fā)射機和接收機均工作于單載波分組 傳輸方式，實施例信號調制方式采用CPM調制；數據分組符號長度為W， 信道估計訓練序列符號長度為7Vp， CP符號長度為A^，過采樣倍數為g; 信道的最大符號長度為丄(Z^A^);圖1發(fā)射機中的分組模塊1負責對比特數據流進行分組，為每一比特 數據流分組加入首尾歸零比特，以便于譯碼器能夠對數據進行正確檢測； 當然，對于線性調制方式或非線性調制的線性解調方式，可以不加入首尾 歸零比特。
波形調制模塊2負責將分組模塊1輸出的比特數據流調制為CPM信 號波形，形成CPM調制信號分組。
插入信道估計訓練序列模塊3負責在特定的CPM調制信號分組之間 插入信道估計訓練序列分組，以便接收機進行信道估計；本實施例在每兩 個CPM調制信號分組之間插入信道估計訓練序列分組；當然，根據信道 變化快慢，也可以在多個CPM調制信號分組之間插入信道估計訓練序列 分組。
插入CP模塊4為每一 CPM調制信號分組和信道估計訓練序列分組 插入CP,以便于接收端對接收信號進行頻域均衡；本實施例采用了雙獨 特字(UW)CP結構，即為每一信道估計訓練序列分組加入CP，將CPM 調制信號分組及其后面的加入CP的信道估計訓練序列分組視為新分組， 而將CPM調制信號分組之前的加入CP的信道估計訓練序列分組作為新 分組的CP，這種CP結構數據傳輸效率高，信道跟蹤能力強；當然，也 可以分別為CPM調制信號分組和信道估計訓練序列分組加入CP。
插入同步訓練序列模塊5在每一幀數據的特定位置插入同步訓練序 列，以便接收機使用特定算法搜索得到信號幀的起始位置；本實施例采用 在每幀的起始位置插入同步訓練序列的方式；當然，也可以在每幀的其它 位置插入同步訓練序列。圖2接收機中的A/D采樣變換模塊6以g倍符號速率時鐘對接收到
的模擬信號進行過采樣。
數字下變頻和濾波模塊7對過采樣得到的數字信號進行下變頻和低 通濾波，獲得零中頻數字信號。如果采樣得到的數字信號本身就是零中頻 信號，則數字信號下變頻部分可以省略。
幀同步單元8用于對數字下變頻和濾波后的過采樣數字信號進行幀 同步，以找到過采樣CPM數據分組和過采樣信道估計訓練序列分組的起 始位置；幀同步包括幀粗同步和幀細同步兩個過程，幀粗同步用于獲得 CPM數據分組和信道估計訓練序列分組的粗略起始位置，而幀細同步則 盡可能地使該起始位置接近信道第一徑對應的理論分組起始位置;一般情 況下，應使得幀同步確定的分組起始位置等于或超前理論分組起始位置。
CP去除模塊9用于去除CPM數據分組和信道估計訓練序列分組的 循環(huán)前綴。
信道估計訓練序列和數據分離模塊10用于將CPM數據分組和信道 估計訓練序列分組進行分離，以便利用過采樣信道估計訓練序列進行分數 倍信道估計和對過采樣CPM數據分組進行分數倍頻域均衡。
DFT模塊11用于對過采樣CPM數據分組進行離散傅立葉變換，以 便在頻域對其進行均衡；DFT點數為。
分數倍信道估計模塊12利用過采樣信道估計訓練序列進行分數倍信 道估計，它能夠估計出影響數字信號基帶部分的信道時域沖激響應和相應 的M個基頻子帶的頻域響應，M和調制信號的基帶帶寬有關；另外，信 道估計還可以估計出載波相位的影響和幀同步誤差產生的影響等;估計出的信道時域沖激響應的時延分辨率為l/^個符號周期。
分數倍頻域均衡模塊13使用分數倍信道估計模塊12估計出的M個
基頻子帶的信道頻域響應對M個基頻子帶進行頻域均衡；均衡的作用是 盡可能地消除信道產生的頻率選擇性衰落影響、接收機載波相位的影響和 幀同步誤差產生的影響等。頻域均衡以子帶為單位進行，均衡算法可以使 用迫零均衡算法、最小均方誤差均衡算法或其它均衡算法等。分數倍頻域 均衡一方面消除了信道多徑頻率選擇性衰落的影響，另一方面獲得了載波 相位和符號定時同步。
IDFT模塊14用于對頻域均衡后的頻域數字信號分組進行快速逆傅 立葉變換，以便在時域對其進行解調和檢測；IDFT點數為giV。
匹配濾波器15用于對頻域均衡并IDFT后的時域過采樣數據信號進 行匹配濾波解調，匹配濾波器個數和匹配濾波器參數與檢測算法有關。
模塊7至模塊15均是對g倍符號速率的過采樣數字信號進行處理。
檢測器16用于對頻域均衡后的CPM信號進行檢測；CPM檢測器可 以是硬判決檢測器，也可以是軟輸出檢測器，可以是最大似然檢測器，也 可以是各種簡化的檢測器等。
本發(fā)明實施例使用線性調頻序列作為幀同步和信道估計訓練序列，加 入CP后的線性調頻訓練序列分組被插入到CPM數據分組之間發(fā)送。也 可以使用其它形式的序列，如Chu序列和FrankZ序列等，作為幀同步和 信道估計訓練序列。
線性調頻訓練序列的產生方法如下
需要產生的線性調頻信道估計訓練序列長度為乂 =g.iV ;用w表示線性調頻信號基帶單邊頻譜寬度，則線性調頻序列可由式(1)產生:
<formula>formula see original document page 11</formula>合理選擇"的取值，使得信道估計訓練序列的頻譜主瓣寬度與CPM 調制信號的頻譜主瓣寬度基本一致。
本發(fā)明實施例使用的幀粗同步算法是Hlaing Minn等2003年提出的 用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)的魯棒定時同步算法。幀同步訓練序列 仍然使用線性調頻序列，產生方法同信道估計使用的線性調頻序列，根據 幀同步算法的要求合理選擇幀同步訓練序列的結構和長度，合理選擇w的 取值，使得幀同步訓練序列的頻譜主瓣寬度與CPM調制信號的頻譜主瓣 寬度基本一致。
本發(fā)明中的幀同步算法也可以使用其它的幀同步算法，如TimothyM. Schmidl和Donald C. Cox在1997年提出的OFDM系統(tǒng)的魯棒定時同步算
幀同步和信道估計訓練序列直接在Q倍的過采樣時鐘上產生，不進 行內插。
幀同步和信道估計訓練序列也可以使用頻域升采樣和時域包絡限幅 后的CHU序列和FrankZ序列。
本發(fā)明中的分數倍信道估計算法如下
發(fā)明中的分數倍信道估計算法利用接收的2倍過采樣信道估計訓練
序列進行信道估計。用= O，l，...,Q Wp -1)表示發(fā)射機發(fā)送的g倍過 采樣時域信道估計訓練序列，尸(",(h0，l，…,^7V。 — l)表示對應的頻域序列；x("),("-0,1,…，Q,^-1)表示接收機接收到的去除CP后的2倍過采 樣信道估計訓練序列值，XW,("O，l，...，gJp-l)表示對應的頻域序列; 用/2(")，07 = 0,1,...,^丄)表示過采樣的信道時域沖激響應，它包含影響信號 基帶分量的信道沖激響應/25("),0 = 0,1,...，^-1)和影響信號高頻分量的
信道沖激響應兩部分。
鑒于發(fā)送的信道估計訓練序列的基帶單邊頻譜寬度為"，因此只估計 影響基帶信號的信道時域沖激響應，基帶信號的頻譜寬度為2";仍用 /aw)表示該信道時域沖激響應，只不過"的取值范圍限定為 w = 0,1,…，2m - 1 ;用i/sOU，(A = 0，1,…,2m - 1)表示對應的基帶頻域響應值。
根據信道頻域響應與信號頻域響應的點乘關系，可得式(2)所示關
系式
m…"0.1—i
(2)
A: = 0，U"m —l,0.7Vp—w,…，g.A^—1
& ,當A^O,l，…w-l時
其中的表示加性高斯白噪聲。
利用式(2)就可以估計出信道基帶頻域響應7^(&)的估計值i^(AJ，
如式(3)所示
(3)
對^(", =0,1,...,21/-1)進行2"點的逆離散傅立葉變換(IDFT)
就可以估計出&，如式(4)所示
《,IDFT(A) (4)括號右下角的下標表示IDFT的點數。
為了對g.iV長的過采樣CPM數據分組進行分數倍均衡，需要估計出 信號頻帶內肘個子帶的信道頻域響應//5(^),(^=0，1，...,肘-1)，這可以 通過在^的尾部插入M-2w個零后進行離散傅立葉變換(DFT)實現， 如式(5)所示
A,DFT(化 (5)
括號右下角的下標表示DFT的點數。
本發(fā)明使用分數倍信道估計算法估計出的信道時域沖激響應進行幀 細同步。本發(fā)明實施例的幀細同步算法使用的是Hlaing Minn等2003年 提出的用于OFDM系統(tǒng)的細定時同步算法，也可以使用Baoguo Yang于 2000年提出的路徑時延估計算法等。
本發(fā)明中的分數倍頻域均衡算法如下
發(fā)明中的分數倍頻域均衡算法利用估計出的信號頻帶內M個基帶子 帶的信道頻域響應^^(^),(^=0,1,...,肘-l)對過采樣CPM數據分組對 應的頻域信號進行分數倍頻域均衡。假定仍為^倍過采樣，用 咖),^ = 0，1,...,^^-1)表示接收端接收到的去除0 后的時域數據分組， / (A:),(A: = 0，1,...，2.7V-1)表示對應的頻域信號；用 /f ("，(A: = O,l，...,g TV -1)表示對應于頻域信號R("，(A: = O,l，...,g iV -1)各 個子帶的信道頻域響應，而用S(",(A^0，l,…,g，7V-l)表示各個子帶中發(fā) 送的頻域信號；則^J^)就是77(A:)低頻端的信道估計值，如式(6)所単)=
兮D, A^,當A:w〈M/2時
(6)
可以使用迫零均衡和最小均方誤差均衡算法對信號進行分數倍頻域
均衡。由于發(fā)送信號的絕大部分能量都集中在低頻，因此只需對低頻信號
分量進行均衡，而忽略信號高頻分量，直接將信號高頻部分置零。
迫零均衡算法如式(7)所示
<formula>formula see original document page 14</formula>
最小均方誤差均衡算法如式(8)所示
<formula>formula see original document page 14</formula>
0, M/2<A:<g-7V-M/2 其中o;表示噪聲方差， 表示調制信號方差。
對頻域均衡后的信號(A: = O，l，...,2 _ 1)進行g iV點的IDFT即
可得到發(fā)送數據的^倍過采樣信號^(")，(" = 0,1,...,21 —1)，如式(9)所
示
<formula>formula see original document page 14</formula>
括號右下角的下標表示IDFT的點數。
分數倍頻域均衡和IDFT后的時域信號為g倍過采樣信號，可以把均 衡后的剩余干擾加噪聲信號近似為白噪聲，使用基于AWGN的CPM接 收機完成對CPM信號的匹配濾波解調和檢測。通過改變IDFT點數和插 入零點的個數可以靈活地進行升采樣或降采樣。本發(fā)明中的載波相位與符號定時同步、分數倍信道估計和分數倍頻域
均衡方法同樣可以用于單載波分組傳輸FQPSK調制、SOQPSK調制和其 它線性調制信號的信道估計、頻域均衡和載波相位與符號定時同步。
權利要求
1. 一種SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信道估計和頻域均衡方法，其特征在于包括以下步驟(1)發(fā)射機對接收到的比特數據流進行分組；(2)將分組后的數據流調制為調制信號波形；(3)在調制信號波形分組之間插入信道估計訓練序列分組；(4)為每一調制信號波形分組和信道估計訓練序列分組加入循環(huán)前綴(CP)；(5)在每一幀數據中插入同步訓練序列；(6)接收機對接收到的信號進行過采樣；(7)對過采樣數字信號進行幀同步，以找到分組的起始位置；(8)去除調制數據分組和信道估計訓練序列分組的循環(huán)前綴CP；(9)將調制數據分組和信道估計訓練序列分組進行分離；(10)使用離散傅立葉變換(DFT)將過采樣調制數據分組變換到頻域；(11)利用分離出的過采樣信道估計訓練序列分組進行分數倍信道估計，估計出調制信號基帶內各子帶的信道頻域響應；(12)利用估計出的調制信號基帶內各子帶的信道頻域響應對調制信號頻域數據分組進行分數倍頻域均衡；(13)對分數倍頻域均衡后的調制信號頻域數據分組進行IDFT；(14)將均衡后的調制信號時域數據進行調制數據的匹配濾波解調和檢測。
2. 根據權利要求1所述的SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信 道估計和頻域均衡方法，其特征在于在步驟(1)中對每一比特數 據流分組加入首尾歸零比特。
3. 根據權利要求1所述的SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信 道估計和頻域均衡方法，其特征還在于步驟(6)和步驟(7)之間 加入下變頻和濾波，對過采樣得到的數字信號進行下變頻和濾波，獲 得零中頻數字信號。
4. 根據權利要求1所述的SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信 道估計和頻域均衡方法，其特征在于在步驟(12)中只均衡信號基 帶內的頻域數據，將帶外高頻頻域數據置零。
5. 根據權利要求1所述的SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信 道估計和頻域均衡方法，其特征在于在步驟(13)中IDFT后的調 制信號時域數據過采樣速率不變。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種SC-FDE系統(tǒng)的相位與符號同步、信道估計和頻域均衡方法，本發(fā)明接收機在過采樣信號上進行幀同步、分數倍信道估計和分數倍頻域均衡，通過分數倍信道估計和分數倍頻域均衡消除載波相位、多徑干擾和幀同步誤差的影響，實現調制信號的載波相位和符號定時同步與頻域均衡。本發(fā)明具有抗多徑能力強、可估計和均衡分數倍符號周期間隔多徑信道、不限制調制信號方式和信號解調與檢測方法等特點，特別適合功率高效、頻譜高效調制(如FQPSK調制、SOQPSK調制、CPM調制和其它高效線性調制)信號的單載波頻域均衡與同步。
文檔編號H04L25/03GK101547174SQ20091007425
公開日2009年9月30日 申請日期2009年4月30日 優(yōu)先權日2009年4月30日
發(fā)明者宋志群, 信 徐 申請人:中國電子科技集團公司第五十四研究所