專利名稱：光電場發(fā)送器及光電場傳輸系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及光信息傳輸技術(shù)，尤其涉及適合于通過光纖傳輸?shù)亩嘀倒庑畔⒌陌l(fā) 送接收的技術(shù)。
背景技術(shù)：
近年來，通過一根光纖能夠傳輸?shù)男畔⒘?傳輸容量)隨著波長數(shù)量的增加及光 信號的調(diào)制速度的快速化而持續(xù)增大，但基本上已達到限度。這是因為在光傳輸中能夠 使用的光纖放大器的波長帶寬基本上已被使用。在這種狀況下，為了進一步增大光纖的 傳輸容量，需要在信號調(diào)制方式方面下工夫，使有限的頻率帶寬中包含許多光信號，由 此提高頻率帶寬的利用效率。在無線通信領(lǐng)域中，利用從I960年代開始普及的多值調(diào)制技術(shù)，能夠?qū)崿F(xiàn)頻率 利用效率超過10(bit/S/HZ/SeCtor)的高效率傳輸。多值調(diào)制在光纖傳輸中也大有希望， 過去就在進行許多研究。例如，在 “ 1 OGb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration" , R.A.Griffin, et al., OFC 2002，paper PD-FD6，2002 中，記述了進行 4 值相位調(diào)制的 QPSK (Quadrature Phase Shift Key 正交相移鍵控)的技術(shù)。另外，在 “Proposal and Demonstration oflO-Gsymbol/sec 16_ary(40Gbit/s)Optical Modulation/Demodulation Scheme”， Kenro Sekine， Nobuhiko Kikuchi, Shinya Sasaki, Shigenori Hayase and Chie Hasegawa, paper We3.4.5, ECOC 2004，2004中，記述了將4值的振幅調(diào)制和4值的相位調(diào)制相結(jié)合的16值的振幅/相位 調(diào)制的技術(shù)。圖1是表示能夠適用于光傳輸?shù)默F(xiàn)有的各種調(diào)制方式的特征的說明圖。在圖1所示的示例中，在相位面(IQ平面上)繪制了光調(diào)制的信號點(識別到信 號的時刻的光電場的復(fù)數(shù)信息的顯示)。圖IA是相位面上的信號點的說明圖，各個信號點利用IQ平面上的復(fù)數(shù)直角坐 標、或者包括振幅r (η)和相位Φ (η)的極坐標來等效地表示。圖IB表示相位角Φ (η)采用4個值(O、π/2、π、及-π/2)，在1碼元 (symbol)中傳輸2比特的信息(00、01、11及10)的4值相位調(diào)制(QPSK)的信號示例。圖IC表示在無線中廣泛采用的16值正交振幅調(diào)制(16QAM (Quadrature Amplitude Modulation))的信號示例。16QAM將信號點配置成網(wǎng)格狀，能夠在1碼元中實 現(xiàn)4比特的信息傳輸。在圖IC所示的示例中，Q軸坐標表示高位2比特(lOxx、llxx、 Olxx及OOxx)的值，I軸坐標表示低位2比特(xxlO、xxll、xxOl及χχΟΟ)的值。16QAM的信號點的配置能夠增大信號點之間的距離，所以接收靈敏度提高，在 光通信中，能夠使用相干光接收器實現(xiàn)正交振幅調(diào)制。例如，在"lGsymbol/s, 64QAM Coherent Optical Transmission over 150km with a Spectral Efficiency of 3Bit/s/Hz” , J.Hongou, K.Kasai，M.Yoshida and M.Nakazawa，in Proc.Optical Fiber Communication Conf. (OFC/NFOFEC), Anaheim, CA, March 2007，paperOMP3.中，記述了使用64QAM信號的發(fā)送接收的實驗示例。相干光接收器是為了 檢測光信號的相位角而采用配置在接收器內(nèi)部的局部發(fā)光源的接收器。圖ID表示在IQ平面的同心圓上將相同數(shù)量的信號點呈放射狀配置的16值振幅 相位調(diào)制方式(16APSK方式)的信號示例。在此，說明作為光多值接收器的現(xiàn)有技術(shù)之一的相干接收方式，例如，在 “Coherent detection method using DSP to demodulate signal and for subsequent equalization of
propagation impairments" , M.G.Taylor, paper We4.P.lll, ECOC 2003，2003 中記述的相
干光電場接收器。圖2是偏振分集(polarization diversity)型相干光電場接收器的結(jié)構(gòu)圖，偏振分
集型相干光電場接收器同時接收光信號的兩個偏振波的信息。在光纖傳輸路徑中傳輸?shù)?輸入光信號101通過偏振波分離電路102-1，被分離成為水平(S)偏振波成分105和垂直 (P)偏振波成分106。被分離后的S偏振波成分105和P偏振波成分106分別被輸入相干 光電場接收器100-1和相干光電場接收器100-2。在相干光電場接收器100-1中，作為光相位的基準，采用波長與輸入光信號 101大致相同的局部發(fā)光激光光源103。從局部發(fā)光激光光源103輸出的局部發(fā)光(local light) 104-1，通過偏振波分離電路102-2被分離成為兩個局部發(fā)光104-2和局部發(fā)光 104-3。被分離后的局部發(fā)光104-2和局部發(fā)光104-3分別被輸入相干光電場接收器100-1 和相干光電場接收器100-2。在相干光電場接收器100-1中，光相位分集電路107將輸入的光多值信號的S 偏振波成分105和局部發(fā)光104-2合成。光相位分集電路107生成從合成后的局部發(fā)光 104-2和光多值信號的S偏振波成分105之間的同相成分中提取的1(同相)成分輸出光 108、以及從合成后的局部發(fā)光104-2和光多值信號的S偏振波成分105之間的正交成分 中提取的Q (正交)成分輸出光109。所生成的I成分輸出光108和Q成分輸出光分別被 平衡型光接收器110-1和110-2接收。接收到的I成分輸出光108和Q成分輸出光被轉(zhuǎn) 換為電信號。并且，被轉(zhuǎn)換后的兩個電信號分別在A/D轉(zhuǎn)換器111-1和111-2中被實施 時間采樣，并生成被數(shù)字化后的輸出信號112-1和112-2。在下面的說明中，如圖IA所示，接收到的輸入光信號101的光電場被表述為 r(n)eXp(jct (η))。其中，把局部發(fā)光104-2和局部發(fā)光104-3的光電場假設(shè)為1(本來包 括光頻率成分，但被省略)。并且，r表示光電場的振幅，Φ表示光電場的相位，η表示 采樣時刻。局部發(fā)光104實際上包括隨機的相位噪聲以及與信號光之間的微小的差分頻率 成分等，但相位噪聲及差分頻率成分在時間上屬于平緩的相位旋轉(zhuǎn)，并通過數(shù)字信號處 理被去除，所以忽視不記。平衡型光檢測器110-1和平衡型光檢測器110-2對使用局部發(fā)光104_2輸入的輸 入光信號101進行零差檢波，并分別輸出以局部發(fā)光為基準的輸入光信號101的光電場的 同相成分及正交成分。因此，A/D轉(zhuǎn)換器111-1的輸出信號112-1利用I (n) = r (η) cos (Φ (η))表述， A/D轉(zhuǎn)換器111-2的輸出信號112-2利用Q(n) =Γ(η)8 η(Φ(η))表述。其中，為了簡 化算式，把轉(zhuǎn)換效率等常數(shù)全部設(shè)為“1”。
在相干光電場接收器中，容易從接收到的輸入光信號101得到利用光電場r(n) εχρ(Φ (η))表述的全部信息(此處是I成分和Q成分)，所以能夠?qū)崿F(xiàn)多值光信號接收。數(shù)字運算電路113是復(fù)數(shù)電場運算電路，通過賦予光信號在傳輸過程中受到的 線性惡化(例如色散(chromatic dispersion)等)的反函數(shù)，能夠基本上完全抵消線性惡化 等的影響。并且，根據(jù)需要進行時鐘提取及再采樣等處理，并輸出處理后的光電場信號 的同相成分114-1及光電場信號的正交成分114-2。相干光電場接收器100-1如前面所述，能夠獲得接收到的輸入光信號101的一個 偏振波成分(例如S偏振波成分)的電場信息，但由于光信號的偏振波狀態(tài)在光纖傳輸過 程中變動，所以也需要接收P偏振波成分。因此，相干光電場接收器100-2同樣接收輸 入光信號101的P偏振波成分，并把接收到的P偏振波成分的電場信息作為光電場信號 114-3和光電場信號114-4輸出。數(shù)字運算/碼元判定電路115對從數(shù)字運算電路113輸出的各個偏振波的I成分 和Q成分進行光信號的偏振波狀態(tài)的轉(zhuǎn)換(例如，從直線偏振波轉(zhuǎn)換為圓形偏振波)，消 除偏振波狀態(tài)的變動。然后，數(shù)字運算/碼元判定電路115例如通過與圖IC所示的信號點配置進行比 較，高精度地判定在傳輸哪個碼元。判定結(jié)果被作為多值數(shù)字信號116輸出。在使用前面敘述的相干光電場接收器時，能夠獲得接收信號的全部的電場信 息，即使是復(fù)雜的多值信號也能夠接收。并且，前面敘述的相干光電場接收器在數(shù)字運算電路113中，對輸入信號進行 使用了光纖傳輸路徑的傳輸函數(shù)的反函數(shù)的校正處理，在理論上能夠完全補償因色散等 形成的線性惡化。并且，校正處理具有補償量沒有限制的一大優(yōu)點。但是，在目前，具 有IOGbit/秒以上的信號處理性能的小型的快速數(shù)字運算電路113還沒有投放到市場上， 正處于通過部分實驗來驗證效果的階段。圖3A表示相位是4值、振幅是2值的8個信號點被配置在同心圓上的8值的振 幅相位調(diào)制光(8APSK)的一例，圖3B是在上述Sekine等人的現(xiàn)有技術(shù)中記述的現(xiàn)有的 振幅相位調(diào)制光接收用的光多值信號接收器的結(jié)構(gòu)圖。像8APSK信號那樣按照相等間隔劃分相位成分的光調(diào)制，在相位成分的調(diào)制中 采用差分編碼。在圖3B所示的示例中，在信息傳輸中采用振幅2值(1比特)、和與緊 挨著的前面碼元之間的相位差為0、π /2、π及-π /2這4值(2比特)，在各個碼元中 傳輸3比特的信息。在圖3Β所示的示例中，作為輸入光信號101采用8APSK信號。光分支電路120 將所輸入的輸入光信號101分離成為3個光信號。被分離后的光信號中的兩個光信號輸 入光延遲檢波器121-1和121-2，剩余的一個光信號輸入光強度檢測器122。光延遲檢波器121-1和121-2分別包括對輸入信號施加碼元時間T的延遲的第1 光路、和經(jīng)由-η/4移相器或+ π/4移相器的第2光路，使所輸入的輸入光信號101與在 時刻T之前接收到的信號干擾，把相位調(diào)制成分轉(zhuǎn)換為光強度信號。經(jīng)由+ π /4移相器的光延遲檢波器121-1的輸出光的輸出強度，在接收碼元與緊 挨著的前面碼元之間的相位差為0或+ π/2時達到最大，在相位差為-π/2或π時達到 最小。
2值判定電路123-1通過平衡型光檢測器110_1接收光延遲檢波器121_1的輸出 光。接收到的輸出光被實施2值判定，由此得到1比特量的2值數(shù)字信號124-1。經(jīng)由-π /4移相器的光延遲檢波器121-2的輸出光的輸出強度，在接收碼元與緊 挨著的前面碼元之間的相位差為0或-π/2時達到最大，在相位差為π/2或π時達到最2值判定電路123-2通過平衡型光檢測器110_2接收光延遲檢波器121_2的輸出 光。接收到的輸出光被實施2值判定，由此得到相位成分中包含的其他1比特量的2值 數(shù)字信號124-2。光強度檢測器122把接收信號的光強度(光電場振幅的平方)轉(zhuǎn)換為電信號。在 2值判定電路123-2中對被轉(zhuǎn)換后的電信號的輸出實施2值判定，由此得到振幅成分中包 含的1比特量的2值數(shù)字信號124-3。光多值信號接收器使用光延遲檢波，所以幾乎不存在光源的相位變動及接收偏 振波依賴性，不再需要局部諧振光源，所以能夠適用于η值的相位調(diào)制信號、以及具有 截止到16值的放射狀的信號點配置的APSK信號的接收。本發(fā)明想要解決的問題是在采用現(xiàn)有的非相干方式的光多值傳輸及光電場傳輸 中，能夠接收的信號點的配置及光電場信息具有較大的限制這一點。使用光延遲檢波得到光信號的相位信息的非相干方式，與相干方式相比，不存 在偏振波依賴性，不需要局部發(fā)光源，所以從這一點講成本低，而且接收器的結(jié)構(gòu)簡 單，比較容易實現(xiàn)。但是，由于能夠接收的信號點的配置及光電場信息的限制，非相干方式的適用 范圍及性能改善的余地受到較大限制。例如，在光多值傳輸中，非相干方式只能適用于 多值相位調(diào)制(圖1Β)、或者在同心圓上呈放射狀地配置相同數(shù)量的信號點的APSK方式 (圖ID及圖3Α)。另外，一般APSK方式存在表示任意組合振幅及相位的調(diào)制的情況，因此下面 在本發(fā)明中為了區(qū)分一般的APSK方式和本發(fā)明適用的APSK方式，把“在同心圓上將 相同數(shù)量的信號點呈放射狀地配置在相等間隔且相同相位角的點上的APSK方式”，作 為放射狀A(yù)PSK方式或放射狀A(yù)PSK調(diào)制進行說明。放射狀A(yù)PSK方式的特征是多值信號的相位及振幅彼此獨立地被調(diào)制。S卩，各 個同心圓對應(yīng)于光電場的不同的振幅值，在各個信號點獨立地分配相位的結(jié)果是，各個 同心圓全部在相同的相位角的點具有信號點。放射狀A(yù)PSK方式的信號點配置能夠以非相干方式進行接收。S卩，能夠通過強 度接收器接收振幅成分中包含的信息，并且通過光延遲檢波獨立地接收相位成分中包含 的信息。強度接收器是通過接收作為光波振幅平方的光電場，從接收到的光電場得到振 幅成分的接收器。另外，在前面敘述的放射狀A(yù)PSK調(diào)制中，相位調(diào)制成分及振幅調(diào)制成分的獨 立性指與非相干方式的接收的差異，與實際的調(diào)制步驟沒有關(guān)系。即，振幅及相位不一 定通過獨立的調(diào)制器調(diào)制，例如，即使在利用一個光電場調(diào)制器調(diào)制振幅及相位的情況 下，也作為不存在與非相干方式的接收的差異的放射狀A(yù)PSK調(diào)制進行處理。因此，從 廣義上講，振幅值為1的情況(相位調(diào)制)及相位值為1的情況(振幅調(diào)制)都包含于放射狀A(yù)PSK調(diào)制中。光電場調(diào)制器是根據(jù)輸入的電信息信號，把從激光光源等輸出的光 電場的振幅成分及相位成分調(diào)制為期望的狀態(tài)，并生成任意的光電場信號的調(diào)制器。另外，前面敘述的放射狀A(yù)PSK調(diào)制，與邏輯上的編碼的分配及信號點的時間 性配置(例如網(wǎng)格調(diào)制(trellis modulation)等)沒有關(guān)系，只是用于定義光多值信號在復(fù) 數(shù)光電場上能取的配置。因此，具有除放射狀A(yù)PSK調(diào)制之外的復(fù)雜的信號點配置的光多值信號適用非 相干方式比較困難，這是一個課題。因為在非獨立地配置相位調(diào)制及強度調(diào)制的信號點 的情況下，導(dǎo)致產(chǎn)生通過光延遲檢波而復(fù)雜地組合振幅及相位的多個信號點。并且，一般的復(fù)數(shù)信息的傳輸、例如以O(shè)FDM傳輸?shù)葹榇淼淖虞d波調(diào)制信號 等的傳輸，不能利用無法檢測“光電場的絕對相位”的非相干方式的接收。因此，在本申請的發(fā)明者們提出的國際公開2006/309498號公報中記述了解決 前述問題的光電場接收器的結(jié)構(gòu)。該國際公開的圖11是接收光多值信號的光電場接收器 的示例，下面說明的結(jié)構(gòu)是國際公開2006/309498號的圖11所示的光電場接收器的各個 結(jié)構(gòu)。輸入光多值信號123通過光分支電路150被分離成為3個光信號。被分離后 的第1及第2光信號分別被輸入光延遲檢波器104-1 (設(shè)定為相位差0)及光延遲檢波器 104-2 (設(shè)定為相位差π /2)，第3光信號被輸入光強度檢測器151。光延遲檢波器104-1及104-2的輸出通過光平衡型接收器105_1及光平衡型接收 器105-2被轉(zhuǎn)換為電信號χ及y，再通過A/D轉(zhuǎn)換器106-1及A/D轉(zhuǎn)換器106-2、和延 遲調(diào)整電路108-1及延遲調(diào)整電路108-2，被輸入電場運算部111。光強度檢測器151的輸出信號通過A/D轉(zhuǎn)換器106-3被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，再通 過延遲調(diào)整電路108-3被調(diào)整定時后，被輸入電場運算部111。另外，在國際公開2006/309498號的圖11中公開了如下內(nèi)容，光延遲檢波器104 的延遲量為碼元時間T，但通過把延遲量設(shè)為T/2，并使采樣速度小于該值，能夠根據(jù)奈 奎斯特定理(Nyquisttheorem)，在接收器內(nèi)把光電場信息用于重建(reconstruct)及色散的 補償。國際公開2006/309498號的圖17公開了各個接收電信號的示例及重建后的電場
信號的關(guān)系。接收光的光電場利用r(n)eXp(jct (η))表述，第η個輸出信號χ及y分別是向?qū)?連續(xù)的振幅值r(η)及r(n-l)相乘得到的r(n)r(n-l)乘以cos( Δ φ (n))及sin( Δ φ (η))得 到的值。其中，Δ φ (η) = φ (η)-Φ (η-1)表示碼元之間的相位差。因此，在反正切運算電路113中進行信號χ及y的反正切(arctan)運算，由此運 算相位差Δ φ (n)。運算得到的相位差Δ φ (η)通過在延遲相加電路116中按每個采樣進 行累積相加，算出相位Φ (η)。另一方面，輸出信號110-3是第η采樣的強度丨1"(11)丨2，從平方根電路160得 到振幅值r(n)。通過使用這些振幅值r(n)及相位Φ (η)，得到原來的光電場r(n) exp (j Φ (η))。下面，把國際公開2006/309498號記述的接收方式設(shè)為“非相干電場重建方 式”進行說明。
圖4是表示對非相干電場重建方式的信號處理進行數(shù)值仿真的示例的說明圖。例如，把所發(fā)送的光電場假設(shè)為圖4A所示的16QAM時，則接收到所發(fā)送的光 電場的正交的兩個延遲檢波器的輸出信號(X，Y)，分別使用橫軸(dl)和橫軸(dQ)在圖 4B所示的示例中進行二維顯示。在該示例中，向?qū)?6QAM信號的光電場的振幅值r(n)及r(n-l)相乘得到的r(n) r(n-l)乘以(χ (Δφ(η))及8 η(Δφ(η))，并實施光延遲檢波后的輸出信號，分別將作 為實部和虛部的復(fù)數(shù)信號r(n)r(n-l)exp(jA φ (η))合成，并進行二維顯示。在圖4所示的示例中，存在多個振幅的積與相位角Δ φ的組合，由于成為復(fù) 雜的多個信號點配置，所以不能進行光信號的檢測。因此，在接收器內(nèi)只取出相位角 δ φ，按每個時間τ進行累計(積算)運算，并重建絕對相位φ ω = δ φ ω。并且，進行把光電場的振幅部分與從接收器得到的強度信號的平方根r(n)置換 的處理，由此如圖4C所示，能夠重建原來的16QAM信號。另外，信號點的斜率是在累 計運算的處理中由于相位的初始值不固定而產(chǎn)生的，所以通過進行估算初始相位，并去 除估算到的相位的初始值的處理，能夠接收16QAM信號。在使用非相干電場重建方式時，在利用非相干方式接收的情況下，也能夠檢測 任意的接收信號的光電場。但是，非相干電場重建方式存在如下問題。第一問題是通過設(shè)于接收器的延遲相加電路形成的誤差的累計。例如，在光延 遲檢波器的延遲量包括5%的時間誤差的情況下，重建的電場將按照圖4D所示較大程度 地旋轉(zhuǎn)。這將導(dǎo)致在接收器內(nèi)累計Δ φ時誤差也被累積。S卩，在累計Δ φ的過程中， 即使有一次包含了誤差(包含初始相位的不固定性)，也將導(dǎo)致剩余的計算結(jié)果全部包含 誤差，以后將一直包含誤差。因此，在非相干電場重建方式中，存在初始相位不固定， 誤差容易被累積，很難檢測準確的光電場的問題。第二問題是在接收信號的振幅大致為零的情況下，光信號的相位信息的連續(xù)性 消失。即，即使有一次振幅r(n)為零時，也將導(dǎo)致在其前后的兩個光延遲檢波器的輸出 為零，所以相位的連續(xù)性消失。S卩，導(dǎo)致接收信號的振幅r(n)為零以后的全部光電場的 相位不固定。因此，在非相干電場重建方式中，在接收到的光電場的振幅大致為零的情 況下，光電場的重建極其困難。第三問題是由于因色散而形成的光電場波形的失真，導(dǎo)致不能接收光信號。 即，像前面敘述的放射狀A(yù)PSK調(diào)制那樣，當在信息傳輸中采用了不產(chǎn)生振幅零的光多 值調(diào)制的情況下，光信號由于光纖傳輸路徑的色散等而惡化時，光電場波形大大失真， 有可能產(chǎn)生本來不應(yīng)該存在的振幅零的點。在這種情況下，接收信號大大惡化。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的第一目的在于，解決非相干光電場檢測方式中的誤差累積的問 題，實現(xiàn)能夠容易接收除放射狀A(yù)PSK調(diào)制之外的光多值調(diào)制。另外，本發(fā)明的第二目的在于，解決在非相干的接收方式中不能傳輸零附近的 電場的信息的問題。另外，本發(fā)明的第三目的在于，解決由于色散等的波形失真，使得光電場信號 的接收變困難的問題。
本發(fā)明的一個代表性示例如下所述。S卩，一種發(fā)送器，具有光源、一個以上 的DA轉(zhuǎn)換器、光電場調(diào)制器，將按照預(yù)定的時間間隔采樣的信息信號調(diào)制為光電場信 號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號，所述信息信號包括在復(fù)數(shù)平面上不規(guī)則地配置 的多值的信號以及通過組合至少兩個振幅值和數(shù)量不同的相位值而配置的多值的信號中 的任一個信號，所述光電場發(fā)送器具有相位預(yù)累計電路，該相位預(yù)累計電路輸出預(yù)先按 照預(yù)定的時間間隔將所述信息信號的相位成分累計而得到的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息，所述 DA轉(zhuǎn)換器將包括所述輸出的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息的所述信息信號轉(zhuǎn)換為模擬信號，并將 所述轉(zhuǎn)換后的模擬信號輸入所述光電場調(diào)制器，所述光電場調(diào)制器使用所述模擬信號將 從所述光源輸出的光調(diào)制為所述光電場信號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號。根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式，在傳輸復(fù)數(shù)信息信號時，在發(fā)送側(cè)進行累計處 理，所以與光電場重建方式相比，能夠高精度地計算相位成分，而且不會累積相位誤 差。


圖IA 圖ID是表示能夠適用于光傳輸?shù)默F(xiàn)有的各種調(diào)制方式的特征的說明 圖。圖2是現(xiàn)有的偏振分集型相干光電場接收器的結(jié)構(gòu)圖。圖3A是現(xiàn)有的8值的振幅相位調(diào)制光(8APSK)的說明圖，圖3B是現(xiàn)有的振幅 相位調(diào)制光接收用的光多值信號接收器的結(jié)構(gòu)圖。圖4A 圖4D是表示對現(xiàn)有的非相干電場重建方式的信號處理進行數(shù)值仿真的 示例的說明圖。圖5是本發(fā)明的第1實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。圖6A和圖6B是表示作為本發(fā)明的第1實施方式的非適用對象的復(fù)數(shù)多值信息 信號的類型的說明圖，圖6C 圖6E是表示作為本發(fā)明的第1實施方式的適用對象的復(fù)數(shù) 多值信息信號的類型的說明圖。圖7A 圖7E是表示本發(fā)明的第1實施方式的動作原理的說明圖。圖8A和圖8B是表示現(xiàn)有的無線信號的信號處理的概況的說明圖，圖8B是表示 本發(fā)明的第1實施方式的非相干方式的檢波器的信號處理的概況的說明圖。圖9是本發(fā)明的第2實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。圖IOA 圖IOC是表示本發(fā)明的第2實施方式的復(fù)數(shù)信號的坐標轉(zhuǎn)換的說明圖。圖11是本發(fā)明的第3實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。圖12是本發(fā)明的第4實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。圖13是本發(fā)明的第5實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。
具體實施例方式本發(fā)明的實施方式的概況如下所述。本發(fā)明的第一目的能夠這樣實現(xiàn)，即，在傳輸除放射狀A(yù)PSK調(diào)制之外的復(fù)數(shù) 信息時，生成預(yù)先按照時間間隔T只累計其相位成分的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息，把所生成 的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息轉(zhuǎn)換為光電場信號并發(fā)送。在接收側(cè)，使所發(fā)送的光電場信號分支并大致延遲時間T，在彼此的光相位差為90度的兩個光延遲檢波型接收器中使定時一 致并進行接收，檢測其輸出信號的相位角成分。由此，當在接收側(cè)不能使用相位積分處 理的情況下，由于這兩個光延遲檢波型接收器的輸出信號dl及dQ的復(fù)數(shù)相位角與原來的 復(fù)數(shù)信息的相位角相同，所以能夠解決誤差累積的問題。在前面敘述的調(diào)制過程中，相 位累計處理如果采用數(shù)字運算，則在安裝方面極其實用。然后，復(fù)數(shù)信息通過DA轉(zhuǎn)換 器被轉(zhuǎn)換為快速的模擬信號，利用轉(zhuǎn)換后的模擬信號驅(qū)動光電場調(diào)制器。并且，在光電場接收器內(nèi)部具有光強度接收器，通過將所得到的光電場(或光 強度)信息與前面敘述的相位信息相結(jié)合，能夠高精度地復(fù)原發(fā)送側(cè)的復(fù)數(shù)信息并輸 出ο并且，通過在前面敘述的多個光電場接收器后面分別設(shè)置AD轉(zhuǎn)換器，并按照固 定的周期同時進行數(shù)字采樣并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，將能夠更容易實現(xiàn)在光電場接收器內(nèi)部 需要的信號處理。并且，在進行前面敘述的相位累計處理后，降低兩組光延遲檢波型接收器的輸 出信號的編碼間干擾，輸出信號的初始相位的不固定性消失，所以容易適用像最大似然 序列估計(MLSE)那樣的接收碼元估算技術(shù)。另外，本發(fā)明的第二目的能夠這樣實現(xiàn)，S卩，進行坐標轉(zhuǎn)換以使在本發(fā)明的光 電場發(fā)送器內(nèi)部傳輸?shù)膹?fù)數(shù)信息的振幅不會大致為零，或者預(yù)先使用具有正的預(yù)定值以 上的振幅值的信號點配置的多值的復(fù)數(shù)信息進行信息傳輸。在前者的情況下，通過在光 電場接收器內(nèi)設(shè)置反坐標轉(zhuǎn)換電路，能夠復(fù)原原來的復(fù)數(shù)信息，并輸出被復(fù)原后的復(fù)數(shù) fn息ο另外，本發(fā)明的第三目的能夠這樣實現(xiàn)，S卩，在本發(fā)明的光電場發(fā)送器的相位 預(yù)累計電路和該光電場調(diào)制器之間具有預(yù)先使光電場發(fā)送接收器以及光傳輸路徑產(chǎn)生的 惡化完全或近似均衡的預(yù)均衡電路。此時，在預(yù)均衡電路的輸入部設(shè)置過采樣電路，其 按照整數(shù)倍的頻率對該復(fù)數(shù)信息進行過采樣，由此能夠滿足奈奎斯特定理，并提高預(yù)均 衡電路的性能。并且，最佳的均衡量根據(jù)傳輸距離及各個結(jié)構(gòu)的特性而變化。因此，也可以具 有變更預(yù)均衡電路的均衡量的功能。并且，為了使所述均衡量達到最佳，也可以使用從 光電場接收器得到的信號質(zhì)量信息動態(tài)地控制均衡量，以使質(zhì)量達到最佳。以下，參照

本發(fā)明的實施方式。(第1實施方式)圖5是本發(fā)明的第1實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖，光信號的路徑利用粗 線表示，電信號的路徑利用細線表示。在本發(fā)明的第1實施方式中，把從激光光源212輸出的未調(diào)制的激光輸入光電場 調(diào)制器213，把進行了所需的電場調(diào)制后的光電場信號215從光纖214輸出。在圖5所示的示例中，被傳輸?shù)男畔⑿盘柺窃诙S的相位面(復(fù)數(shù)平面或IQ平 面)上被表述為(i，q)的數(shù)字電多值信號，是不包含于前面敘述的放射狀A(yù)PSK信號中 的信息信號。在第1實施方式中使用的數(shù)字電多值信號按每個時間間隔T，信號的實部和虛部 分別從復(fù)數(shù)信息輸入端子201的i及q輸入(即，設(shè)為信息信號的碼元時間Tsa = T)。輸入復(fù)數(shù)信息輸入端子201的信號被輸入相位預(yù)累計電路202。相位預(yù)累計電路202以時間間隔T只累計多值信號的相位成分。例如，把所 輸入的復(fù)數(shù)信息信號輸入極坐標轉(zhuǎn)換電路203，復(fù)數(shù)信息信號被轉(zhuǎn)換為振幅成分r(t)= sqrt(i2+q2)及相位成分Φ(0 =arctan(q，i)。并且，只將被轉(zhuǎn)換后的相位成分輸入相位 累計電路205。相位累計電路205由延遲時間T的延遲電路206和相加電路207構(gòu)成，通過反復(fù) 將所輸入的數(shù)字相位信號Φ (t)與延遲了時間τ后的累計值ΣΦ (t-τ)相加的處理，得到 相位累計值ΣΦω。然后，生成相位預(yù)累計信號208，該相位預(yù)累計信號208是把振幅值(t)作為振 幅成分、把相位累計值Σ φ ω作為相位成分的新的復(fù)數(shù)信息，并通過直角坐標轉(zhuǎn)換電路 204-1再次返回為直角坐標顯示(i’，q’)。相位預(yù)累計信號208的實部i和虛部q分別通過DA轉(zhuǎn)換器210_1和DA轉(zhuǎn)換器 210-2被轉(zhuǎn)換為快速模擬信號。被轉(zhuǎn)換后的快速模擬信號分別通過驅(qū)動電路211-1和驅(qū)動 電路211-2被放大，然后輸入光電場調(diào)制器213的I及Q的兩個調(diào)制端子。因此，使用 相位預(yù)累計信號(i’，q’)208生成包括光電場的同相成分I和正交成分Q的光電場信號 215。結(jié)果，光電場信號215的光電場被表示為ΚΟεχρ^'ΣΦ (t))。光電場信號215使用光纖傳輸路徑216傳輸，在受到光纖的色散等的傳輸惡化 后，作為接收光電場信號221輸入非相干光電場接收器220。接收光電場信號221通過光分支電路120被分離到3個光信號路徑中，分別輸入 到第一光延遲檢波器121-1、第二光延遲檢波器121-2、光強度檢測器122。第一光延遲檢波器121-1使兩個路徑中的一個路徑按照延遲時間Td = T延遲， 并設(shè)定成為使兩個路徑的光相位差為零。并且，第二光延遲檢波器121-2使兩個路徑中 的一個路徑按照延遲時間Td = T延遲，并設(shè)定成為使兩個路徑的光相位差為η/2。第一光延遲檢波器121-2和第二光延遲檢波器121-2的兩個輸出光，分別通過平 衡型光檢測器110-1和平衡型光檢測器110-2被轉(zhuǎn)換為電信號。被轉(zhuǎn)換后的各個電信號 分別通過A/D轉(zhuǎn)換器222-1和222-2被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號dl及dQ。并且，從光強度檢測 器122輸出的電信號通過A/D轉(zhuǎn)換器222-3被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號P。然后，數(shù)字信號dl及dQ被輸入反正切運算電路223。反正切運算電路223進 行把數(shù)字信號dl作為X成分、把數(shù)字信號dQ作為Y成分的兩個自變量的反正切運算， 計算相位角。反正切運算電路223的動作一部分與前面敘述的“非相干電場重建方式” 相同，把接收光信號假設(shè)為r(n)exp(je (0)時，數(shù)字信號dl被表述為dl = r(n)r(n-l) cos (Δ θ (t))，數(shù)字信號dQ被表述為dQ = r(n)Sin(A θ (t))。其中，反正切運算電路 223的輸出利用Δ θ (n) = θ (0-θ (t-T)表示。在本發(fā)明的第1實施方式中，由于在光電場發(fā)送器200中進行將相位累計的運 算，所以接收光電場信號的電場是^如鄧低?、?、即θω=ΣΦω。因此，反正切 運算電路223的輸出信號是Δ θ (η) =ΣΦ (0-ΣΦ (t-T) = Φ (t)，原來的復(fù)數(shù)信息信號 的相位成分Φ (t)被提取出來。另一方面，光強度檢測器的輸出信號P被輸入平方根電路224，得到原來的電場 振幅r(t)作為輸出。因此，通過將所得到的電場振幅r(t)和相位成分Φ⑴輸入直角坐標轉(zhuǎn)換電路204-2，能夠從重建復(fù)數(shù)信息輸出端子225重建原來的數(shù)字電多值信號(i，q)。圖6是表示作為本發(fā)明的非適用對象或適用對象的復(fù)數(shù)多值信息信號的類型的 說明圖。圖6A和圖6B是本發(fā)明的非適用對象的放射狀A(yù)PSK信號的示例，其特征在于 都是按照相等的相位間隔將相同數(shù)量的信號點配置在各個振幅水平的相同相位角。例如，如圖6A所示，在4APSK信號時，在兩個振幅水平a0和al分別按照相位 0和η的位置的相位間隔η配置有兩個信號點。并且，如圖6Β所示，在16APSK信號 時，在四個振幅水平a0 a3分別配置有相位角0、π/2、π及3 π/2這4個相等間隔 (相位間隔η/2)的信號點。由于信號點的相位間隔是相等間隔，所以即使在進行光延遲檢波時，輸出信號 的相位角也不會產(chǎn)生變化，所以即使進行本發(fā)明的相位預(yù)累計，信號點的配置也不變 化。因此，由于不能獲得本發(fā)明的最大效果、即“通過在發(fā)送側(cè)的相位累計處理，實現(xiàn) 容易進行多值信號的非相干接收”的效果，所以被從本發(fā)明的對象中去除。另一方面，圖6C 圖6Ε是作為本發(fā)明的適用對象的信號點配置。例如，如圖 6C所示，16QAM信號是具有三個振幅水平aO、al、a2,但在振幅水平aO具有四個信號 點、在振幅水平al具有八個信號點、在振幅水平a3具有四個信號點的非放射狀A(yù)PSK信 號，是本發(fā)明的適用對象。并且，如圖6D所示，將振幅水平aO的四個信號點、振幅水平al的四個信號點 彼此不同地排列得到的8-sAPSK信號，信號點的相位角在各個水平不同，所以是本發(fā)明 的適用對象。并且，如圖6E所示，8APSK信號的信號點的相位間隔也不均勻，所以是本發(fā) 明的適用對象。像8APSK信號這樣的光信號在α Φ π/2時，由于延遲檢波接收器的 (dl、dQ)所形成的相位角從原來的四個相位角(0、士2 α、π)增加為最大六個角度(0、 士α、π、π 士 α)，所以輸出信號的判定變困難。作為本發(fā)明的適用對象的信號的共同特征是，不能只通過獨立地調(diào)制振幅和相 位而生成，或者在進行延遲檢波時信號點的數(shù)量變化。圖7是表示本發(fā)明的第1實施方式的動作原理的說明圖。在把傳輸?shù)膹?fù)數(shù)信息設(shè)為圖7Α的16QAM信號時，本發(fā)明的相位累計信號為圖 7Β所示。如圖7Β所示，由于只累計16QAM信號的相位成分，所以導(dǎo)致各個信號點的 相位與振幅的對應(yīng)臨時性消失，信號點分布在與原來的16QAM信號的三個振幅水平對應(yīng) 的同心圓上。在本發(fā)明的第1實施方式中，相位累計信號被轉(zhuǎn)換為光電場后傳輸，所以非相 干光電場接收器220以延遲時間T通過相位彼此正交的兩個光延遲檢波器同時進行接收。 在圖7C中，分別將光延遲檢波器的輸出信號dl和dQ作為橫軸和縱軸進行二維顯示。如圖7C所示，振幅r(t)和前一個碼元r(t-l)干擾，振幅水平增加，但各個信號 點的相位角能夠重建原來的16QAM信號的相位角Φ (t)。因此，通過把振幅值替換為從 強度接收器得到的r(t)，能夠重建圖7D所示的復(fù)數(shù)信號。所重建的復(fù)數(shù)信號與圖7(A) 中的16QAM信號完全一致。這樣，在本發(fā)明的第1實施方式中，要傳輸?shù)膹?fù)數(shù)多值信息與實際的光電場信號不直接對應(yīng)，在光電場上不能判定為明確的信號點，但在以非相干方式接收到后，使 用延遲檢波的特性重建原來的信號點配置。本發(fā)明的最大效果是所重建的信號點不容易受噪聲以及發(fā)送接收器的誤差的影 響。這種效果是通過在以往的“非相干電場重建方式”中，通過在發(fā)送側(cè)的數(shù)字運算來 進行由接收器進行的相位的累計處理而產(chǎn)生的。即，發(fā)送側(cè)的數(shù)字運算是完全理想化的 數(shù)值運算，不會受在傳輸中產(chǎn)生的噪聲及發(fā)送接收器的誤差的影響，能夠完全避免這些影響。根據(jù)圖7E所示的示例得知，在傳輸光電場信號的過程中，對各個信號點施加隨 機的噪聲，對延遲檢波器的延遲量假設(shè)5%的誤差，但在施加了噪聲的情況下，原來的 16QAM信號也被分離出來，能夠確認到本發(fā)明的第1實施方式的效果。另外，本發(fā)明的相位累計運算的處理目的及內(nèi)容，在以下方面與以往在相位調(diào) 制中使用的差分編碼不同。第一，以往的差分編碼由于采用延遲檢波，從接收器輸出的信息信號的比特圖 案變化，所以預(yù)先進行變更比特圖案的邏輯運算處理。S卩，不是通過差分編碼的處理而輸出的光信號的波形及信號點配置產(chǎn)生變化， 而是使用例如作為4值的相位調(diào)制的QPSK方式和作為差分相位調(diào)制的DQPSK方式發(fā)送 的波形(光電場波形)全部是相同的波形。兩者只是被傳輸?shù)男畔⒉煌?，并不是通過觀 察波形和信號點而區(qū)分的。另一方面，本發(fā)明的相位累計處理是在各個碼元中累計信號點的相位角的數(shù)字 數(shù)值運算。即，在作為本發(fā)明的適用對象的非放射狀A(yù)PSK調(diào)制中，通過進行相位累計 處理從發(fā)送器輸出的光電場波形，變化為與原來的復(fù)數(shù)信息完全不同的波形(參照圖7A 和圖7B)。因此，本發(fā)明的相位累計處理與以往的差分編碼大不相同。第二，作為本發(fā)明的適用對象的非放射狀A(yù)PSK調(diào)制通過進行延遲檢波，信號 點的數(shù)量及配置大幅變化。因此，在以往的光通信中使用的邏輯式差分編碼不能適用。另一方面，在本發(fā)明中，由于與邏輯分配無關(guān)地累計相位差，所以只要是非放 射狀的調(diào)制編碼就總能夠適用。并且，本發(fā)明的優(yōu)點之一，可以列舉在產(chǎn)生了光電場的振幅為零的Zemhit時， 誤差被抑制為最小限度，誤差不會傳播到以后的處理中。在圖5所示的非相干光電場接收器220中，例如在被輸入的光信號的電場的振幅 r(t)在時刻tO為零的情況下，圖5所示的兩個輸出信號dl及dQ，在時刻to及to+T這兩 點成為零。在兩個時刻中的時刻to，光強度接收器122檢測到振幅為零，可以把輸出信 號設(shè)為零。但是，時刻to+T的輸出信號同樣被檢測到振幅r(to+T)，但振幅不一定為零。 在這種情況下，在反正切運算電路223中，由于輸入信號為dI = dQ = 0，所以不定義輸 出信號(從時刻T之前開始的相位旋轉(zhuǎn)量)。在記述于國際公開2006/309498號中的非 相干電場重建方式中，由于以后的全部光相位都包含誤差，所以有可能在接收到的信號 中產(chǎn)生誤差。另一方面，在本發(fā)明的相位預(yù)累計處理中，由于不需要在接收器中進行相位的 累計，所以即使在產(chǎn)生Zero hit的情況下，其影響也只是使得時刻tO+Τ的輸出信號的相位 不明確，以后的信號能夠獲得正確的輸出。
下面，分別說明本發(fā)明的光電場發(fā)送器200和光電場接收器220的結(jié)構(gòu)。光電場調(diào)制器213通常采用使兩個馬赫-曾德(Mach-Zehnder)型光調(diào)制器構(gòu)成 為馬赫-曾德干涉儀型的光IQ調(diào)制器(也被稱為雙并行調(diào)制器或光SSB調(diào)制器)。光IQ 調(diào)制器把施加給兩個IQ端子的電壓信號直接轉(zhuǎn)換為輸出光電場的IQ信號，所以適合于本 發(fā)明的光電場調(diào)制器213。并且，作為IQ調(diào)制器，有使用鈮酸鋰晶體的調(diào)制器和使用半導(dǎo)體的調(diào)制器，但 只要是具有相同功能的調(diào)制器，則可以使用任何調(diào)制器。并且，這些調(diào)制器在施加電壓接近半波長電壓V^I時，電場調(diào)制的線形性消 失，但為了將施加電壓的范圍充分控制在線性區(qū)域中，可以利用降低施加電壓的方法、 以及使用具有補償非線形性的反特性的施加電壓表和外部的校正電路來實現(xiàn)線性化的方
法等解決。并且，不限于光IQ調(diào)制器，即使是隨機排列多個調(diào)制器例如振幅調(diào)制器和相位 調(diào)制器的結(jié)構(gòu)，也能夠獲得相同的效果。在這種情況下，施加給各個調(diào)制器的電壓信號 需要預(yù)先進行合適的坐標轉(zhuǎn)換(例如向極坐標的坐標轉(zhuǎn)換)?？焖貲A轉(zhuǎn)換器(210-1、210-2)實際上并不進行理想的動作，存在產(chǎn)生不符合 奈奎斯特條件的不需要的高次諧波的可能性、或者由于帶寬不足等引發(fā)輸出波形的失真 的可能性。并且，驅(qū)動電路(211-1、211-2)存在由于飽和、帶寬的不足及脈動(ripple)等 而產(chǎn)生波形失真的可能性，但也可以對本發(fā)明的光電場發(fā)送器200適當插入用于校正所 產(chǎn)生的失真的電回路。并且，在圖5所示的示例中，把復(fù)數(shù)信息輸入端子201、相位預(yù)累計電路202、 極坐標轉(zhuǎn)換電路203、直角坐標轉(zhuǎn)換電路204、相位累計電路205、相位預(yù)累計信號208、 反正切運算電路223、平方根電路224及重建復(fù)數(shù)信息輸出端子225等的數(shù)字信號及數(shù)字 運算電路，設(shè)為快速串行電信號及快速串行電信號的處理，但是，一般快速數(shù)字信號的 傳輸是并行進行多個慢速的電數(shù)字信號的傳輸。因此，各個電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及連接各個 電路的布線，也可以在具有均衡功能及傳輸量的、并行的慢速數(shù)字信號處理及數(shù)字布線 中使用。另外，在接收器內(nèi)的第一光延遲檢波器121-1和第二光延遲檢波器121-2大致正 交的情況下，兩者的光相位差不需要是0及π/2。但是，在這種情況下，由于所輸出的 復(fù)數(shù)信號包括多余的相位旋轉(zhuǎn)，所以需要去除相位旋轉(zhuǎn)的旋轉(zhuǎn)運算。并且，在相位差及相互的符號屬于正負反轉(zhuǎn)的情況下，輸出信號只是電學意義 上的反轉(zhuǎn)或者在復(fù)數(shù)平面上旋轉(zhuǎn)，所以能夠通過簡單的復(fù)數(shù)運算來去除。另外，本發(fā)明的第1實施方式的光電場發(fā)送器200及非相干光電場接收器220只 是作為最簡單的示例，示出了一個碼元具有一個數(shù)字采樣點的情況。雖然沒有圖示，但各個輸出信號需要適當?shù)鼗ハ嗳⊥?。例如，在光電場發(fā)送 器200中，需要將從直角坐標轉(zhuǎn)換電路204-1到光電場調(diào)制器213的i’及q’兩者的信 號路徑的長度調(diào)整為相同。并且，在非相干光電場接收器220中需要時鐘提取電路，將對接收到的光信號 進行A/D轉(zhuǎn)換的定時調(diào)整為各個碼元的中央的時刻。并且，需要將從光分支電路120到反正切運算電路223的dl及dQ兩者的信號路徑的延遲時間調(diào)整為彼此相同。并且，也 需要將相位信號Φ (O和振幅信號r(t)到達直角坐標轉(zhuǎn)換電路204-2的定時調(diào)整為相同。 這些調(diào)整可以適當?shù)卦谀M延遲線、相移電路及數(shù)字延遲電路中進行。并且，在本發(fā)明的第1實施方式的光電場發(fā)送器200中累計相位信號的時間間隔 T，需要與非相干光電場接收器220的光延遲檢波器(121-1、121-2)的延遲時間大致相 同。因此，在光電場發(fā)送器中進行相位積分的時間間隔、與在非相干光電場接收器220 的光延遲檢波器(121-1、121-2)中檢測相位差的時間間隔相同，能夠在非相干光電場接 收器220中正確地復(fù)原原來的復(fù)數(shù)信息。時間間隔T基本上可以相對于復(fù)數(shù)信息信號的采樣間隔Tsa任意設(shè)定。但是，在 相位累計的時間間隔T被設(shè)定為所需程度以上的較長間隔時，產(chǎn)生容易受到光信號的相 位噪聲的影響、以及在輸出信號中產(chǎn)生跨越長時間的編碼間干擾等問題。并且，在相位 累計的時間間隔T被設(shè)定得比較短時，相位累計信號的相位以比本來的復(fù)數(shù)信號快的速 度旋轉(zhuǎn)，被輸出的光電場信號的帶寬變寬，所以有可能容易受到色散等的惡化。因此， 時間間隔T設(shè)定在Tsa 幾倍Tsa的范圍內(nèi)比較合適。另外，在明確地設(shè)定了碼元速度Ts的多值信號中，由于是傳輸在碼元時刻的相 位，所以時間間隔T被設(shè)定為與Ts大致一致比較有效。并且，從奈奎斯特定理的角度出發(fā)，為了消除信息的缺失，Tsa為Ts的二分之 一以下時更有效。通過這樣設(shè)定時間間隔T，在T興Ts時，能夠正確地插補在碼元的中 央的時刻的相位值。并且，在本發(fā)明的第1實施方式中，光強度接收器122的輸出采用平方根電路 224，但不一定使用平方根電路224也可以。在這種情況下，雖然能夠從輸出中獲得接 收到的信號的強度被替換為振幅的復(fù)數(shù)信號，但由于電場振幅與強度是1:1的轉(zhuǎn)換關(guān)系， 所以在接收多值信號的情況下，只是單純地改變信號點的振幅方向的配置。但是，一般 如果信號被轉(zhuǎn)換為電場、噪聲分布被線形化，在判定接收信號點時，容易抑制噪聲的影 響。另夕卜，在"A Technique for Combining Equalization with Generalized Differential Demodulation, ” Aelong, IEEE Int.Phoenix Conf Computers, Commun. (Scotsdale，AZ), March. 1993中，記述了在無線傳輸中在發(fā)送側(cè)只累計復(fù)數(shù)信號的相位成分并傳輸?shù)姆绞健D8A是表示現(xiàn)有的無線信號的信號處理的概況的圖。在圖8A所示的示例中，天線231接收無線信號Γωεχρ()_ΣΦ (t))e(j t)，從接收 到的信號中得到復(fù)數(shù)信息信號r(t)eXp(jct(t))。其中，ω表示載波頻率，在無線信號處 理中，使用混合器233-1及233-2分別將局部振蕩器232的正弦成分和余弦成分相乘，并 去除載波成分。然后，混合器233-1及233-2的輸出信號通過AD轉(zhuǎn)換器11-1及111-2被轉(zhuǎn)換 為慢速的數(shù)字信號π^ο^ΣΦω)及『ω—ΟΣΦω)。結(jié)果，生成把被轉(zhuǎn)換后的慢速 的數(shù)字信號分別作為實部和虛部的復(fù)數(shù)信號r(t)exp(jZ4 ω)。然后，復(fù)數(shù)信號經(jīng)過圖8Α中利用雙線表示的復(fù)數(shù)數(shù)字信號的運算路徑234的路 徑，由無線信號的延遲檢波電路239進行延遲檢波。
無線信號的延遲檢波電路239由將信號延遲了時間T的延遲電路235-1 235-3、相位估算電路237及復(fù)數(shù)相除電路238構(gòu)成。被輸入的復(fù)數(shù)信號通過各個延遲電 路235被逐次延遲時間T后，通過振幅限制電路236-1 236-3被去除振幅成分。被去除振幅成分后的復(fù)數(shù)信號被輸入相位估算電路237，并輸出對相位的誤差進 行平均并去除后的延遲相位信號exp(jZΦ (t-T))。另外，exp(jEΦ (t_T))也從振幅限制 電路236-1輸出，但相位估算電路237通過使用過去的碼元的相位誤差信息來降低相位誤 差。然后，復(fù)數(shù)信號r (t) exp (jE Φ (t_T))及延遲相位信號exp (jE Φ (t_T))被輸入復(fù)數(shù) 相除電路238，將復(fù)數(shù)信號除以延遲相位信號(在上述Aelong的文獻中，在對延遲相位信 號進行相位共軛后進行相乘)后的結(jié)果，作為輸出信號r(t)exp(jct⑴)被輸出。另一方面，為了與圖8A所示的信號處理進行比較，圖8B表示本發(fā)明的第1實 施方式的非相干方式的檢波器的信號處理的概況。圖8B所示的非相干光電場接收器220接收到的光電場信號被表述為r(t) εχρ ΣΦω^χρ ω》。另外，此處為了比較，使用通常省略的光的載波頻率ω0表示 光電場信號。光電場信號通過光分支電路120被分離成為兩個。被分離后的光電場信號在相 位差被設(shè)定為0及π/2的延遲量T的光延遲檢波器(121-1、121-2)中，與時間T之前 的信號產(chǎn)生光干涉。光干涉的結(jié)果通過AD轉(zhuǎn)換器222-1及AD轉(zhuǎn)換器222-2被轉(zhuǎn)換為 數(shù)字信號時，各個輸出信號如前面所述是dI = r(tMt-T)C0S(cHt))及dQ = r(t)r(t-T) sin (Φ (t))。然后，從輸出信號中只提取相位角Φ(0，振幅部分被替換為從強度接收器122 的路徑得到的r(t)，由此，得到原來的光電場信號Γωεχρ()_Φω)。在圖8Α和圖8Β中產(chǎn)生處理的差異的原因是，在非相干光電場接收器220中， 在采用局部發(fā)光源的相干接收中，接收器的結(jié)構(gòu)變復(fù)雜，破壞了實用性。因此，在本發(fā)明的第1實施方式中使用的非相干光電場接收器220，與在無線 中使用的接收器不同，進行包括載波成分的光延遲檢波。光延遲檢波的結(jié)果是，光延遲 檢波器(121-1、121-2)的輸出信號的振幅部分成為利用r(t)r(t-T)表述的振幅之積的形 狀，信號處理變困難。因此，需要采取在光延遲檢波后，從光強度接收器122獲得振幅 部分，并在直角坐標轉(zhuǎn)換電路204-2中將輸出信號和振幅部分合成的復(fù)雜結(jié)構(gòu)。另一方面，在無線信號的處理的情況下，可以對被數(shù)字化的復(fù)數(shù)信號進行延遲 檢波，因此，如前面所述，采用延遲信號的振幅成分通過限制電路被去除的處理、以及 采用在光信號的運算中難以實現(xiàn)的復(fù)數(shù)共軛的處理等，如此構(gòu)成延遲檢波電路239。因 此，如果只把無線信號的相位累計單純地應(yīng)用于本發(fā)明的結(jié)構(gòu)中，將不能實現(xiàn)光電場檢 測的目的。在本發(fā)明的第1實施方式中具有下述效果，在復(fù)數(shù)多值信號的傳輸中，從接收 器輸出的復(fù)數(shù)信號的相位角與輸入發(fā)送器的復(fù)數(shù)信息的絕對相相同。這尤其在傳輸根據(jù) 非放射狀的APSK調(diào)制的復(fù)數(shù)信息信號時極其有效。另外，通過設(shè)置光強度接收器，將 從接收器輸出的復(fù)數(shù)信號的振幅替換為從光強度接收器得到的振幅，由此能夠在接收側(cè) 完全再現(xiàn)輸入光電場發(fā)送器的復(fù)數(shù)信息的信號。
并且，在第1實施方式中，與現(xiàn)有的非相干檢波方式不同，是使用了光延遲檢 波器的非相干方式，與輸入光的偏振波狀態(tài)無關(guān)，也不需要局部諧振光源，所以容易實 現(xiàn)接收器的結(jié)構(gòu)。并且，在第1實施方式中，在現(xiàn)有的非相干型的多值光接收器中，電路規(guī)模隨 著接收信號的多值數(shù)量的增加而變大，但第1實施方式的光電場接收器及多值光接收器 在增大調(diào)制信號的多值數(shù)量的情況下，也能夠利用相同的硬件規(guī)模來判定接收信號的碼 元。并且，根據(jù)第1實施方式，能夠在電子數(shù)字電路中執(zhí)行接收到的光信號的電場運算 和多值判定，所以能夠使相同的接收器結(jié)構(gòu)適合于多值數(shù)量及調(diào)制方式不同的光信號。并且，在第1實施方式中，通過相位成分的預(yù)累計，輸出信號的初始相位變固 定，能夠解決在光電場重建方式中初始相位不明的問題。因此，能夠在接收器內(nèi)再次實 現(xiàn)差分檢波，所以不需要去除初始相位及光源的相位變動量的操作。并且，在第1實施方式中，能夠在電子數(shù)字電路中執(zhí)行預(yù)均衡及多值判定。并 且，除了光纖通信用的接收器之外，例如也能夠適用于光電場波形測定裝置及光空間傳 輸裝置等。并且，在第1實施方式中，在產(chǎn)生接收的光信號的電場振幅大致為零、光電場 的檢測變困難的現(xiàn)象(ZeroHit)的情況下，由于在原理上錯誤只是1個點，所以之后不會 產(chǎn)生錯誤的傳播。這是把光通信中的傳輸惡化保持為最小限度的非常有用的效果。(第2實施方式)圖9是本發(fā)明的第2實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。本發(fā)明的第2實施方式的光電場發(fā)送器200具有作為坐標轉(zhuǎn)換電路的一種的振幅 轉(zhuǎn)換電路240、過采樣電路241和預(yù)均衡電路242，非相干光電場接收器220具有作為逆 坐標轉(zhuǎn)換電路的一種的振幅逆轉(zhuǎn)換電路243，這一點與前面敘述的第1實施方式不同。在第2實施方式中，把輸入復(fù)數(shù)信息輸入端子201的復(fù)數(shù)信號的采樣速度設(shè)為例 如1采樣/碼元。并且，在相位預(yù)累計電路202中，在通過極坐標轉(zhuǎn)換電路203被分離 后的振幅成分r(t)的路徑中配置有振幅轉(zhuǎn)換電路240。振幅轉(zhuǎn)換電路240向振幅r(t)相 加正的固定值a。并且，在緊挨著直角坐標轉(zhuǎn)換電路204-1的之后，配置有過采樣電路241，用于 插補(過采樣)采樣點，以使采樣速度(采樣頻率)成為2采樣/碼元。通過插補采樣 點來滿足奈奎斯特定理，所以能夠?qū)崿F(xiàn)完全的電場均衡處理。并且，也可以把采樣速度 設(shè)為整數(shù)倍，并進行過采樣來插補采樣點。預(yù)均衡電路242向相位預(yù)累計信號208施加由光纖傳輸路徑216等產(chǎn)生的惡化的 反函數(shù)。另一方面，在非相干光電場接收器220中，配置有振幅逆轉(zhuǎn)換電路243，用于進 行從由平方根電路224輸出的信號r (t)+a減去固定值a的逆運算。振幅轉(zhuǎn)換電路240及振幅逆轉(zhuǎn)換電路243的目的在于避免前面敘述的zero hit。圖10是表示本發(fā)明的第2實施方式的復(fù)數(shù)信號的坐標轉(zhuǎn)換的說明圖。一般，在波形的振幅較小的區(qū)域中，在通過光纖傳輸而被施加了隨機的噪聲 時，將容易成為產(chǎn)生zero hit的原因。因此，在第2實施方式中，如圖IOA所示，把以振 幅為零的原點為中心的半徑a的區(qū)域設(shè)為禁止區(qū)域，并進行坐標轉(zhuǎn)換，以便將被發(fā)送的光電場的采樣點配置在該區(qū)域之外。S卩，振幅轉(zhuǎn)換電路240只向振幅成分相加固定值a，由此，全部的信號點按照圖 IOB所示從中心呈放射狀地移動到外側(cè)。通過坐標轉(zhuǎn)換來降低zero hit的概率，并進行光 纖傳輸，在復(fù)數(shù)信號的重建結(jié)束的階段使振幅值返回為原狀。因此，無論是哪種信號點配置的復(fù)數(shù)信號，都能夠避免zero hit。另外，在原來 的復(fù)數(shù)信號在原點(振幅零)具有信號點的情況下，可以使信號點移動到半徑a的圓周上 的任一點。另外，坐標轉(zhuǎn)換的方法不限于前面敘述的方法，例如，如圖IOC所示，也可以 從中心朝向外側(cè)對各個信號點進行轉(zhuǎn)換，以便只限定為0、45度及90度的相位角呈放射 狀地只移動a。這種坐標轉(zhuǎn)換能夠容易在直角坐標系中實現(xiàn)。具體地講，由于限定相位 角來使信號點移動，所以與圖IOB所示的情況相比，信號點的移動的計算減少，電路的 結(jié)構(gòu)變得容易。并且，也可以進行伴隨有任意的相位旋轉(zhuǎn)的轉(zhuǎn)換、及使用振幅的倒數(shù)的轉(zhuǎn)換。 并且，在任意選擇復(fù)數(shù)信息的信號點配置的情況下，從最初就選擇信號點以便配置在避 開圖IOB及圖IOC所示的零點附近的信號點(具有預(yù)定以上的正的值的振幅的信號點) 處，這種方法也比較有效。然后，預(yù)均衡電路242按照前面所述，預(yù)先補償光纖等的傳輸路徑及在發(fā)送接 收器產(chǎn)生的波形惡化。并且，預(yù)均衡電路242抑制在快速且長距離光纖傳輸中成為問題 的因色散等造成的波形惡化，尤其能夠?qū)崿F(xiàn)長距離的光纖傳輸。并且，在將預(yù)均衡電路 242組合到本發(fā)明的結(jié)構(gòu)中的情況下，具有避免zero hit的效果，所以極其有效。S卩，因色散等造成的波形惡化有可能改變光電場波形，并引發(fā)本來不應(yīng)該存在 的zero hit,在通過預(yù)均衡電路242預(yù)先施加波形惡化的反函數(shù)后輸出光電場信號的情況 下，所施加的反函數(shù)和傳輸路徑的特性抵消，所以在理論上講，輸入非相干光電場接收 器220的接收光電場信號221不產(chǎn)生zero hit。另外，色散等的傳輸惡化不需要只通過預(yù)均衡電路242被完全均衡，也可以通 過在傳輸路徑的中途配置色散(dispersion)補償光纖、或者在緊挨著非相干光電場接收器 220的前面配置可變色散補償器等手段來進行均衡。并且，也可以采用國際公開2006/309498號記述的非相干光電場重建方式的色 散補償。在這種情況下，在非相干光電場接收器220中進行相位的累計處理，并重建在 光纖中傳輸?shù)南辔焕塾嬓盘?06#(|工6(0)。并且，在將波形惡化的因素均衡之后，按 照時間間隔T再次獲取相位成分的差分，并復(fù)原期望的復(fù)數(shù)信息信號r(t)exp(jct(t))。因 此，在非相干光電場重建方式產(chǎn)生相位誤差的累積的情況下，也能夠最終在獲取相位成 分的差分的過程中去除誤差，并獲得與本發(fā)明相同的效果。在本發(fā)明的第2實施方式中，通過插入在發(fā)送側(cè)預(yù)先補償色散等線性惡化的影 響的預(yù)均衡電路、以及在發(fā)送側(cè)預(yù)先補償非線性相位旋轉(zhuǎn)的影響的非線性相位旋轉(zhuǎn)補償 電路等，這些預(yù)均衡的影響和傳輸路徑的惡化被抵消，能夠?qū)崿F(xiàn)長距離的光纖傳輸，同 時抑制zero hit的產(chǎn)生。并且，通過變更預(yù)均衡電路的均衡量，能夠進行最佳的均衡，并實現(xiàn)傳輸距離 的延長及性能的提高。并且，使用從光電場接收器得到的信號質(zhì)量信息動態(tài)地控制均衡量，使質(zhì)量達到最好，由此，能夠始終保持最佳的接收狀態(tài)。(第3實施方式)圖11是本發(fā)明的第3實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。本發(fā)明的第3實施方式的光電場發(fā)送器具有非線性相位補償電路244-1和預(yù)均衡 電路242，非相干光電場接收器220具有非線性相位補償電路244-2，這一點與前面敘述 的第1實施方式不同。在第3實施方式中，輸入復(fù)數(shù)信息輸入端子201的復(fù)數(shù)信號的采樣速度例如是如 2采樣/碼元那樣，從最初就符合奈奎斯特定理。在相位預(yù)累計電路202中，在通過極坐標轉(zhuǎn)換電路203被分離后的相位成分 Φ (O的路徑中配置有非線性相位補償電路244-1，預(yù)先從發(fā)送信號的相位成分Σ Φ (0減 去非線性相位的補償量Ψ (t)。信號的振幅信息r(t)被輸入非線性相位補償電路244-1， 通過補償量控制端子245-1從外部可變地設(shè)定非線性相位的補償量C。同樣，在預(yù)均衡 電路242也設(shè)有補償量控制端子246。并且，在非相干光電場接收器220中，在從反正切運算電路223輸出的相位成分 φ (t)的路徑中配置有非線性相位補償電路244-2，從因非線性相位Ψ’(t)而失真的相位 成分 φ(ο+φ’ ω減去非線性相位的補償量ψ ω。接收到的信號的振幅信息r ω被 輸入非線性相位補償電路244-2，通過補償量控制端子245-2從外部可變地設(shè)定非線性相 位的補償量C，。光纖傳輸中的非線性相位是這樣一種現(xiàn)象，S卩，包含于光信號中的強度調(diào)制成 分、以及在光纖傳輸?shù)闹型緩闹欣^器等放出的光強度噪聲，通過光纖具有的非線性效應(yīng) (自相位調(diào)制效應(yīng))對傳輸?shù)墓庑盘柕南辔怀煞质┘佣嘤嗟姆蔷€性相位旋轉(zhuǎn)，由此使得光 信號惡化。光信號惡化的量與光信號的強度成分{r(t)}2成正比，因此能夠通過配置于光 電場發(fā)送器200及光電場接收器的非線性相位補償電路(244-1、244-2)進行補償。在這種情況下，光電場發(fā)送器200的非線性相位補償電路244-1補償起因于信號 的強度變動的惡化的效果較大。并且，非相干光電場接收器220的非線性相位補償電路 244-2進行由于光噪聲而產(chǎn)生的非線性相位噪聲的補償?shù)男Ч^大。這些效果在同時使用 這兩個方案時能夠獲得最大的效果，但也可以根據(jù)需要只使用其中一方。另外，非線性相位補償電路244-1和非線性相位補償電路244-2補償非線性相位 的功能盡管是相同的，但補償非線性相位的方式略微不同。即，在光電場發(fā)送器200中 補償非線性相位自身，所以補償量成為Ψ(0 = C ·丨r(t)!2。并且，在非相干光電場接 收器220中需要補償差分相位，所以補償量成為V，(t)=C，({r(t)}2-{r(t-T)}2)。前面敘述的非線性相位補償電路244-1的補償量C、非線性相位補償電路244-2 的補償量C’以及預(yù)均衡電路246的補償量，被設(shè)定為固定量。并且，也可以根據(jù)需要 從外部進行設(shè)定。另外，也可以利用從光電場接收器得到的誤碼率信息及質(zhì)量信息，自 動控制預(yù)均衡電路246的補償量，由此進行設(shè)定并使信號質(zhì)量達到最佳。(第4實施方式)圖12是本發(fā)明的第4實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。本發(fā)明的第4實施方式的非相干光電場接收器220具有作為碼元估算電路的一種 的最大似然序列估計(MLSE)電路250，這一點與第1實施方式不同。
最大似然序列估計電路250被輸入從AD轉(zhuǎn)換器222_1和222_2得到的輸出信號 dl及dQ，并使用過去的采樣的信息，估算最準確的輸入數(shù)據(jù)串。所估算的輸入數(shù)據(jù)串作 為數(shù)據(jù)信號251被依次輸出。在本發(fā)明的相位預(yù)累計處理中，由于輸入最大似然序列估計電路250的信號的 初始相位的不確定性消失，所以容易適用像最大似然序列估計電路250那樣的碼元估算 電路。并且，在采用最大似然序列估計的情況下，即使不能完全重建原來的復(fù)數(shù)信 號，也能夠判定輸入數(shù)據(jù)序列，所以如圖12所示，能夠省略光強度接收器122，能夠簡 化光接收器的結(jié)構(gòu)。另外，碼元估算電路進行判定所需要的采樣數(shù)量，依賴于所輸入的信號的波形 在過去跨越多長的時間間隔而互相作用，信號的波形互相作用的時間越長，運算處理越 急劇增加。把信號dl和dQ分別作為實部和虛部的復(fù)數(shù)信號被表述為r(t)r(t+T) εχρΟΦω),所以得知振幅部分在跨越時間間隔T的過去具有互相作用。因此，如在前 面的實施方式中敘述的那樣，通過光強度接收器122將復(fù)數(shù)信息Γωεχρ()_Φω)合成。 把合成后的復(fù)數(shù)信息輸入最大似然序列估計電路250，能夠降低必要的運算量。在本發(fā)明的第4實施方式中，通過相位成分的預(yù)累計，輸出信號的初始相位達 到固定，能夠解決在光電場重建方式中初始相位不明的問題，所以對適用像最大似然序 列估計(MLSE)那樣的判定方式比較有效。(第5實施方式)圖13是本發(fā)明的第5實施方式的光電場傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。第5實施方式構(gòu)成為把輸入的復(fù)數(shù)信息信號轉(zhuǎn)換為OFDM等子載波調(diào)制，然后 在光纖中傳輸，光電場發(fā)送器200具有OFDM轉(zhuǎn)換電路252，非相干光電場接收器220具 有OFDM逆轉(zhuǎn)換電路254，這一點與第1實施方式不同。OFDM轉(zhuǎn)換電路252把從復(fù)數(shù)信息輸入端子201輸入的復(fù)數(shù)信息信號劃分為固定 長度的包(packet)，按每個包進行多值調(diào)制及傅立葉轉(zhuǎn)換，通過FFT處理轉(zhuǎn)換為OFDM信號。OFDM信號是被進行窄帶調(diào)制后的多個載波的合成，所以成為復(fù)數(shù)信息信號的 瞬時波形未被預(yù)測的復(fù)數(shù)數(shù)字采樣串。在圖13所示的示例中，在通過光電場發(fā)送器200累計相位成分后，把復(fù)數(shù)數(shù) 字采樣串轉(zhuǎn)換為光電場，被轉(zhuǎn)換后的光電場被傳輸?shù)焦饫w中。非相干光電場接收器220 接收所傳輸?shù)墓怆妶觯纱四軌驈?fù)原原來的復(fù)數(shù)數(shù)字采樣串，并使用OFDM逆轉(zhuǎn)換電路 254得到最初的復(fù)數(shù)信息信號。本發(fā)明的第5實施方式不需要在通常的光OFDM傳輸中需要的相干接收器，能 夠簡化接收器的結(jié)構(gòu)。另外，從OFDM轉(zhuǎn)換電路252輸出的復(fù)數(shù)數(shù)字采樣串沒有明確的碼元間隔。在 這種情況下，通過使復(fù)數(shù)數(shù)字采樣串的采樣時間Tsa及相位累計時間T(以及在光電場接 收器的光延遲檢波器的延遲時間Td)相同，保證從非相干光電場接收器220的直角坐標轉(zhuǎn) 換電路204-2復(fù)原與原來的復(fù)數(shù)信息相同的復(fù)數(shù)信息。
另外，在非相干光電場接收器220內(nèi)部，也可以根據(jù)需要縮短AD轉(zhuǎn)換的采樣間 隔，并使用整數(shù)倍的頻率進行過采樣。并且，在第5實施方式中也產(chǎn)生前面敘述的zerohit的問題，但是一般在像 OFDM那樣的子載波傳輸中，在1個采樣點的相位信息丟失的情況下，也不會受到大的影響。因此，在圖13所示的示例中，雖然采用了振幅轉(zhuǎn)換電路240和振幅逆轉(zhuǎn)換電路 243，但未必一定設(shè)置這些電路。并且，如果需要，也可以按照前面所述，在非相干光電 場接收器220中對光信號進行過采樣，由此從前后的采樣點估算丟失的相位信息。在本發(fā)明的第5實施方式中，在適用于光OFDM傳輸?shù)鹊膹?fù)數(shù)電場信號的傳輸 的情況下，不需要相干接收，由此能夠減小接收器的大小、成本并節(jié)省功率。
權(quán)利要求
1.一種光電場發(fā)送器，具有光源、一個以上的DA轉(zhuǎn)換器、光電場調(diào)制器，將按照 預(yù)定的時間間隔采樣的信息信號調(diào)制為光電場信號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號， 其特征在于，所述信息信號包括在復(fù)數(shù)平面上不規(guī)則地配置的多值的信號以及通過組合在至少 兩個振幅值中彼此數(shù)量不同的相位值而配置的多值的信號中的任一個信號，所述光電場發(fā)送器具有相位預(yù)累計電路，該相位預(yù)累計電路輸出預(yù)先按照預(yù)定的時 間間隔將所述信息信號的相位成分累計而得到的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息，所述DA轉(zhuǎn)換器將包括所述輸出的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息的所述信息信號轉(zhuǎn)換為模擬信 號，并將所述轉(zhuǎn)換后的模擬信號輸入所述光電場調(diào)制器，所述光電場調(diào)制器使用所述模擬信號將從所述光源輸出的光調(diào)制為所述光電場信 號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的光電場發(fā)送器，其特征在于，所述光電場發(fā)送器具有坐標轉(zhuǎn)換電路，該坐標轉(zhuǎn)換電路進行所述信息信號的坐標轉(zhuǎn) 換，以使所述調(diào)制后的光電場信號的振幅不為零。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的光電場發(fā)送器，其特征在于，所述信息信號還包括預(yù)先在具有預(yù)定值以上的正的振幅值的信號點配置的多值的信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的光電場發(fā)送器，其特征在于，所述光電場發(fā)送器在所述相位預(yù)累計電路和所述光電場調(diào)制器之間具有預(yù)均衡電路，所述預(yù)均衡電路預(yù)先均衡光電場信號的惡化，該光電場信號的惡化是由所述光電場 發(fā)送器、傳輸從所述光電場發(fā)送器發(fā)送的光電場信號的光傳輸路徑、以及接收所述傳輸 的光電場信號的光電場接收器中的任一方引起的。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的光電場發(fā)送器，其特征在于，所述光電場發(fā)送器具有過采樣電路，該過采樣電路按照整數(shù)倍的頻率對輸入所述預(yù) 均衡電路的所述信息信號進行過采樣。
6.一種光電場傳輸系統(tǒng)，具有光電場發(fā)送器和光電場接收器，所述光電場發(fā)送器具有光源、一個以上的DA轉(zhuǎn)換器、光電場調(diào)制器，將按照預(yù) 定的時間間隔采樣的信息信號調(diào)制為光電場信號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號， 所述光電場接收器接收從所述光電場發(fā)送器發(fā)送的光電場信號， 其特征在于，所述信息信號包括在復(fù)數(shù)平面上不規(guī)則地配置的信號以及通過組合在至少兩個振 幅值中彼此數(shù)量不同的相位值而配置的多值的信號中的任一個信號，所述光電場發(fā)送器具有相位預(yù)累計電路，該相位預(yù)累計電路輸出預(yù)先按照預(yù)定的時 間間隔將所述信息信號的相位成分累計而得到的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息，所述DA轉(zhuǎn)換器將包括所述輸出的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息的所述信息信號轉(zhuǎn)換為模擬信 號，并將所述轉(zhuǎn)換后的模擬信號輸入所述光電場調(diào)制器，所述光電場調(diào)制器使用從所述光源輸出的光，將所述模擬信號調(diào)制為所述光電場信 號，并發(fā)送所述調(diào)制后的光電場信號，所述光電場接收器具有光分支器，將所述接收到的光電場信號分離成為包括至少各一個第1光信號及第2光 信號的多個光信號；第1光延遲檢波接收器，按照預(yù)定的延遲時間對所述第1光信號進行延遲檢波，將所 述延遲檢波后的第1光信號轉(zhuǎn)換為第1電信號；第2光延遲檢波接收器，以相位與所述第1光延遲檢波接收器偏移90度的相位差， 并按照預(yù)定的延遲時間，對所述第2光信號進行延遲檢波，將所述延遲檢波后的第2光信 號轉(zhuǎn)換為第2電信號；以及復(fù)數(shù)信息合成電路，所述第1電信號和所述第2電信號以相同的定時被輸入該復(fù)數(shù)信 息合成電路。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的傳輸系統(tǒng)，其特征在于，所述光分支器還將所述接收到的光電場信號分離為第3光信號， 所述光電場接收器具有光強度接收器，該光強度接收器接收所述第3光信號的強度 成分，將所述接收到的第3光信號的強度成分轉(zhuǎn)換為第3電信號，所述光強度接收器以與所述第1電信號和所述第2電信號相同的定時，將所述第3電 信號輸入所述直角坐標轉(zhuǎn)換電路，所述直角坐標轉(zhuǎn)換電路根據(jù)所述第1電信號和所述第2電信號計算所述信息信號的相 位成分，所述直角坐標轉(zhuǎn)換電路根據(jù)所述輸入的第3電信號計算所述信息信號的強度成分， 或者根據(jù)所述輸入的第3信號的平方根的振幅計算所述信息信號的振幅成分。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的傳輸系統(tǒng)，其特征在于，所述光電場接收器在所述第1光延遲檢波接收器和所述第2光延遲檢波接收器的后級 分別具有AD轉(zhuǎn)換器，各個所述AD轉(zhuǎn)換器以預(yù)定的周期同時進行采樣，并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的傳輸系統(tǒng)，其特征在于，所述光電場發(fā)送器具有坐標轉(zhuǎn)換電路，該坐標轉(zhuǎn)換電路進行坐標轉(zhuǎn)換，以使所述信 息信號的振幅大致不為零，所述光電場接收器具有反坐標轉(zhuǎn)換電路，所述反坐標轉(zhuǎn)換電路對從所述直角坐標轉(zhuǎn)換電路輸出的信號，進行在所述坐標轉(zhuǎn)換 電路中進行的坐標轉(zhuǎn)換的逆運算。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的傳輸系統(tǒng)，其特征在于，所述光電場發(fā)送器在所述相位預(yù)累計電路和所述光電場調(diào)制器之間具有預(yù)均衡電路，所述預(yù)均衡電路預(yù)先均衡光電場信號的惡化，該光電場信號的惡化是由所述光電場 發(fā)送器、傳輸從所述光電場發(fā)送器發(fā)送的光電場信號的光傳輸路徑、以及接收所述傳輸 的光電場信號的光電場接收器中的任一方引起的。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的傳輸系統(tǒng)，其特征在于，所述傳輸系統(tǒng)從所述光電場接收器獲取信號的質(zhì)量信息，根據(jù)所述獲取的信號的質(zhì) 量信息變更所述預(yù)均衡電路進行均衡的量。
全文摘要
一種發(fā)送器，具有光源、一個以上的DA轉(zhuǎn)換器、光電場調(diào)制器，將按照預(yù)定的時間間隔采樣的信息信號調(diào)制為光電場信號并發(fā)送，信息信號包括在復(fù)數(shù)平面上不規(guī)則地配置的多值的信號以及通過組合至少兩個振幅值的數(shù)量不同的相位而配置的多值的信號中的任一個信號，光電場發(fā)送器具有相位預(yù)累計電路，該相位預(yù)累計電路輸出將信息信號的相位成分累計而得到的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息，DA轉(zhuǎn)換器將包括所輸出的相位預(yù)累計復(fù)數(shù)信息的信息信號轉(zhuǎn)換為模擬信號，并將所轉(zhuǎn)換后的模擬信號輸入光電場調(diào)制器，光電場調(diào)制器使用所述模擬信號將從光源輸出的光調(diào)制為光電場信號，并發(fā)送所調(diào)制后的光電場信號。
文檔編號H04B10/152GK102017467SQ200880115100
公開日2011年4月13日 申請日期2008年10月30日 優(yōu)先權(quán)日2007年11月9日
發(fā)明者菊池信彥 申請人:株式會社日立制作所