專利名稱：接收機以及接收方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收機以及接收方法，特別涉及利用多載波方式收發(fā)信號的接收機以及接收方法。
本申請基于2007年6月26日向日本申請的專利申請2007-167406號主張優(yōu)先權(quán)，在此援引其內(nèi)容。

背景技術(shù)：

在基站裝置與終端間使用中繼器的中繼通信和經(jīng)由多個終端進行通信的多跳(multihop)通信等這樣的通過多個路徑的通信中，在終端中，如圖16所示那樣，多個延遲波累積構(gòu)成的延遲波群伴隨著較大的延遲到來多個。圖16中作為其一個例子表示3個延遲波群到來的情形。
在圖16中，橫軸表示時間，縱軸表示終端接收的接收波的瞬時電力。如從圖中可知的，在該終端中第1個延遲波群、第2個延遲波群、第3個延遲波群分別依次經(jīng)過時間間隔后到來。
在這種環(huán)境中，延遲波越過保護間隔(GIGuard Interval)區(qū)間到來。所謂保護間隔區(qū)間，是指在以多載波方式傳輸數(shù)據(jù)時附加到數(shù)據(jù)信號的冗余部分。

在多載波傳輸中，如果存在越過保護間隔區(qū)間的延遲波，則產(chǎn)生由于前面的符號(symbol)進入FFT(高速傅立葉變換Fast Fourier Transform)區(qū)間而產(chǎn)生的符號間干擾(ISIInter Symbol Interference)，和由于符號的間隙即信號的不連續(xù)區(qū)間進入高速傅立葉變換區(qū)間而產(chǎn)生的載波間干擾(ICIInter Carrier Interference)。

圖17是表示經(jīng)過多徑環(huán)境從無線發(fā)送機到達無線接收機的信號的圖。在此，橫軸取時間。符號s1～s4表示經(jīng)過多徑環(huán)境從無線發(fā)送機到達無線接收機的信號，經(jīng)由4個多徑到達。在符號前面，附加拷貝(copy)符號的后半部分的保護間隔GI。

從上面起的第1個信號s1表示直達波，第2個信號s2表示產(chǎn)生了保護間隔GI以內(nèi)的延遲t1的延遲波。此外，作為第3個、第4個延遲波的信號s3、s4表示產(chǎn)生了超過保護間隔GI的延遲t2、t3的延遲波。

位于第3個、第4個延遲波的信號s3、s4前面的斜線部分表示期望符號之前的符號進入期望符號的FFT區(qū)間的部分。區(qū)間t4表示期望符號的FFT區(qū)間，上述斜線部分成為上述ISI成分。ISI成分是干擾成分，因此成為解調(diào)時的性能劣化的原因。此外，在第3個、第4個延遲波的信號s3、s4中，符號的間隙K進入?yún)^(qū)間t4，這成為上述ICI的原因。

圖18(a)以及圖18(b)是表示在多載波方式的信號收發(fā)中子載波間正交的情形和由于ICI而在子載波之間產(chǎn)生干擾的情形的圖。圖18(a)表示不產(chǎn)生ICI，子載波間不產(chǎn)生干擾的情形，圖18(b)表示由于ICI而在子載波間產(chǎn)生干擾的情形。

在不存在超過保護間隔GI的延遲波的情況下，如圖18(a)所示，注意虛線部分的頻率，處于僅包含某一個子載波成分，不包含其他子載波成分的狀態(tài)。這種狀態(tài)是保持了子載波間的正交性的狀態(tài)。在通常的多載波通信中以該狀態(tài)進行解調(diào)。

與此相對，在存在超過保護間隔GI的延遲波的情況下，如圖18(b)所示，注意虛線部分的頻率，在期望的子載波成分以外還包含相鄰的子載波的成分，形成干擾。這種狀態(tài)是沒有保持子載波間的正交性的狀態(tài)。ICI成分成為性能劣化的原因。

以下的專利文獻1中提出了用于改善上述存在超過保護間隔GI的延遲波的情況下的由ISI、ICI產(chǎn)生的性能劣化的一種技術(shù)。在該現(xiàn)有技術(shù)中，一旦進行解調(diào)工作以后，利用糾錯結(jié)果(MAP解碼器輸出)，生成包含上述ISI成分以及上述ICI成分的期望以外的子載波的復(fù)制信號(副本(replica)信號)后，對于從接收信號中除去該復(fù)制信號后的信號，進行再次解調(diào)工作，由此進行ISI、ICI的性能改善。

另一方面，作為組合上述多載波傳輸方式和CDM(Code DivisionMultiplexing碼分復(fù)用)方式的方式，提出了MC-CDM(Multi Carrier-CodeDivision Multiplexing，多載波-碼分復(fù)用)方式。

圖19(a)以及圖19(b)是表示MC-CDMA方式中的子載波和與各子載波對應(yīng)的正交符號的關(guān)系的圖。在這些圖中，橫軸取頻率。作為一個例子，圖19(a)表示MC-CDMA方式中的8個子載波。此外，作為與各子載波對應(yīng)的正交符號，圖19(b)表示C8，1、C8，2、C8，7這3種。在此，C8，1＝(1，1，1，1，1，1，1，1)，C8，2＝(1，1，1，1，-1，-1，-1，-1)，C8，7＝(1，-1，-1，1，1，-1，-1，1)。通過對數(shù)據(jù)乘以這3種正交符號，能夠使用相同時間和相同頻率對3個數(shù)據(jù)系列進行多重通信，這是MC-CDM方式的一個特征。

另外，C8，1、C8，2、C8，7這3種正交符號全部是周期為8的正交符號，通過在一個周期期間內(nèi)進行加法，能夠在正交符號之間進行數(shù)據(jù)的分離。另外，圖19(a)中的SFfreq表示上述正交符號的周期。例如，C8，1與C8，1的內(nèi)積是1。與此相對，C8，1與C8，2的內(nèi)積是0。

圖20(a)以及圖20(b)是表示MC-CDMA方式的信號在空中傳播，無線接收機接收時的符號C’8，1、C’8，2、C’8，7、C”8，1、C”8，2、C”8，7的情形的圖。圖20(a)表示在上述正交符號的周期中沒有頻率變動的情況。此時，用C’8，1進行逆擴頻(despreading)。即，取與C’8，1的內(nèi)積，也就是說在將SFfreq內(nèi)的全部的值相加的情況下，C’8，1為4，C’8，2、C’8，7為0。這種狀況稱作保持了符號間的正交性。

與此相對，如圖20(b)那樣，在上述正交符號的周期中存在頻率變動的情況下，在用C”8，1進行逆擴頻的情況下，也就是說在取與C”8，1的內(nèi)積的情況下，C”8，1為5，C”8，2為3，C”8，7為0。即，成為在C”8，1與C”8，2之間存在干擾成分，未保持符號間的正交性的狀況。這樣，在傳播路徑的頻率變動較快(在頻率方向上較快地變動)的情況下，在MC-CDMA方式中，碼元間干擾(Multi Code Interference)成為性能劣化的原因。

專利文獻2以及非專利文獻1中記載了用于改善由上述符號間的正交性的喪失造成的性能劣化的一種方法。在這些現(xiàn)有技術(shù)中，雖然存在下行鏈路、上行鏈路的區(qū)別，但為了去除兩者中由于MC-CDMA通信時的碼元多路復(fù)用造成的碼元間干擾，通過使用糾錯后或者逆擴頻后的數(shù)據(jù)來除去期望碼元以外的信號，實現(xiàn)性能的改善。
專利文獻1特開2004-221702號公報 專利文獻2特開2005-198223號公報 非專利文獻1”Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part IHybrid Detection”，Zhou.Y.；Wang.J.；Sawahashi.M.Page(s)718-729，IEEE Transactions on Communication(Vol.53，Issue 4)

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題
但是，在上述技術(shù)中，存在解碼子載波數(shù)較多的多載波信號以及MC-CDM信號時的運算量增加的問題。此外，在去除MC-CDM時的碼元間干擾時，存在運算量以碼元多路復(fù)用數(shù)的程度增加的問題。

本發(fā)明鑒于上述情況而作，其目的在于提供一種能夠減少解調(diào)從發(fā)送機接收的信號時的運算量的接收機以及接收方法。
用于解決問題的手段
(1)本發(fā)明為了解決上述問題而作，本發(fā)明的一種方式的接收機包括塊分割設(shè)定部，基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值；副本信號生成部，基于接收信號生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號；延遲波除去部，使用由所述塊分割設(shè)定部設(shè)定的所述塊分割設(shè)定值和所述副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波；合成部，合成所述延遲波除去部對每個指定時間帶除去延遲波后的信號；以及判斷部，對所述合成部合成的信號進行判斷。
在本發(fā)明中，基于到來的延遲波群進行塊分割，使用通過塊分割設(shè)定的塊分割設(shè)定值和副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波，合成該對每個指定時間帶除去延遲波后的信號，并對該合成的信號進行判斷。據(jù)此，能夠?qū)Τチ搜舆t波的信號進行FFT處理，同時能夠?qū)νㄟ^除去延遲波而減少了頻率選擇性的信號進行逆擴頻處理，能夠以與碼元數(shù)無關(guān)的運算量，進行碼元間干擾的除去，因此能夠減少在接收機中解調(diào)從發(fā)送機接收的信號時的運算量。

(2)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部基于各延遲波群的起點和終點進行集群化，基于所述集群，設(shè)定所述塊分割設(shè)定值。

(3)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部將電力、路徑數(shù)、時間中的任一個小于指定值的集群從塊中除去。

(4)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部將電力、路徑數(shù)、時間中的任一個小于指定值的集群作為與其他集群相同的塊使用。

(5)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部基于指定電力設(shè)定延遲波群的起點和終點。

(6)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部基于信道沖激響應(yīng)估計值的極值設(shè)定延遲波群的起點和終點。

(7)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部基于信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度或斜率設(shè)定延遲波群的起點和終點。

(8)此外，本發(fā)明的一種方式的接收機的所述塊分割設(shè)定部綜合使用指定電力、信道沖激響應(yīng)估計值的極值、信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度或斜率來設(shè)定延遲波群的起點和終點。

(9)此外，本發(fā)明的一種方式的接收方法執(zhí)行塊分割設(shè)定步驟，基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值；副本信號生成步驟，基于接收信號生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號；延遲波除去步驟，使用由所述塊分割設(shè)定步驟設(shè)定的所述塊分割設(shè)定值和所述副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波；合成步驟，合成所述延遲波除去步驟對每個指定時間帶除去延遲波后的信號；以及判斷步驟，對所述合成步驟合成的信號進行判斷。
發(fā)明的效果
根據(jù)本發(fā)明的接收機以及接收方法，能夠減少解調(diào)從發(fā)送機接收的信號時的運算量。




圖1是表示對本發(fā)明的第一實施例的無線接收機發(fā)送信號的無線發(fā)送機的結(jié)構(gòu)的概略模塊圖。
圖2是表示從無線發(fā)送機向無線接收機發(fā)送的多載波信號的幀格式的圖。
圖3是表示本發(fā)明的第一實施例的無線接收機的結(jié)構(gòu)的概略模塊圖。
圖4是表示本發(fā)明的第一實施例的MAP檢測部23的結(jié)構(gòu)的一個例子的圖。
圖5是表示本發(fā)明的第一實施例的無線接收機的工作的一個例子的流程圖。
圖6是表示本發(fā)明的第一實施例的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。
圖7是表示本發(fā)明的第一實施例的軟補償塊部(ソフトキヤンセラブロツク)中的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。
圖8是表示本發(fā)明的第一實施例的傳播路徑/噪聲電力估計部的結(jié)構(gòu)的圖。
圖9是用于本發(fā)明的第二實施例的集群化的說明的圖。
圖10是用于本發(fā)明的第三實施例的集群化的說明的圖。
圖11是比較本發(fā)明的第一實施例與第三實施例的集群化的說明圖。
圖12是用于本發(fā)明的第四實施例的集群化的說明的圖。
圖13是用于本發(fā)明的第五實施例的集群化的說明的圖。
圖14是用于本發(fā)明的第六實施例的集群化的說明的圖。
圖15是用于本發(fā)明的第七實施例的集群化的說明的圖。
圖16是用于延遲波群的說明的圖。
圖17是表示經(jīng)過多徑環(huán)境從無線發(fā)送機到達無線接收機的信號的圖。
圖18是表示在多載波方式的信號收發(fā)中子載波間正交的情形和由于ICI而在子載波之間產(chǎn)生干擾的情形的圖。
圖19是表示MC-CDMA方式中的子載波和與各子載波對應(yīng)的正交符號的關(guān)系的圖。
圖20是表示MC-CDMA方式的信號在空中傳播，無線接收機接收時的符號的情形的圖。
符號說明
1S/P轉(zhuǎn)換部；2-1～2-4各碼元信號處理部；3糾錯編碼部；4位交錯部；5調(diào)制部；6符號交錯部；7頻率-時間擴頻部；8DTCH多路復(fù)用部；9PICH多路復(fù)用部；10擾頻部；11IFFT部；12GI插入部；21符號同步部；22傳輸路徑/噪聲電力估計部；23MAP檢測部；24-1～24-4各碼元MAP解碼部；25位解交錯部；26MAP解碼部；27加法部；28副本信號生成部；29-1～29-4各碼元符號生成部；30位交錯部；31符號生成部；32符號交錯部；33頻率-時間擴頻部；34DTCH多路復(fù)用部；35PICH多路復(fù)用部；36擾頻部；37IFFT部；38GI插入部；39P/S轉(zhuǎn)換部；41延遲波副本生成部；42加法部；43GI除去部；44FFT部；45-1～45-3軟補償塊部；46MMSE濾波部；47-1～47-4各碼元對數(shù)似然比輸出部；48逆擴頻部；49符號解交錯部；50軟判斷輸出部；61傳播路徑估計部；62前同步碼(preamble)副本生成部；63噪聲電力估計部；70MAC部；71濾波部；72D/A轉(zhuǎn)換部；73頻率轉(zhuǎn)換部；74發(fā)送天線；75接收天線；76頻率轉(zhuǎn)換部；77A/D轉(zhuǎn)換部；79塊分割設(shè)定部
具體實施例方式
(第一實施例) 在本實施例中，說明在存在由超過保護間隔的延遲波產(chǎn)生的ISI以及ICI、由傳播路徑的頻率選擇性產(chǎn)生的碼元間干擾的情況下，也能取得良好性能的無線接收機。

圖1是表示對本發(fā)明的第一實施例的無線接收機發(fā)送信號的無線發(fā)送機的結(jié)構(gòu)的概略模塊圖。該無線發(fā)送機包括S/P(Serial/Parallel串行/并行)轉(zhuǎn)換部1、各碼元信號處理部2-1～2-4、DTCH(Data Traffic Channel數(shù)據(jù)流量信道)多路復(fù)用部8、PICH(Pilot Channel導(dǎo)頻信道)多路復(fù)用部9、擾頻(scrambling)部10、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform逆高速傅立葉變換)部11、和GI插入部12。各碼元信號處理部2-1～2-4分別包括糾錯編碼部3、位交錯(interleave)部4、調(diào)制部5、符號交錯(interleave)部6、和頻率-時間擴頻部7。

在S/P轉(zhuǎn)換部1中，輸入從MAC(Media Access Control媒體訪問控制)部70輸出的信息信號，S/P轉(zhuǎn)換部1的串行-并行轉(zhuǎn)換的輸出被輸入到各碼元信號處理部2-1～2-4中。另外，各碼元信號處理部2-2～2-4的結(jié)構(gòu)與各碼元信號處理部2-1相同，因此，以下將各碼元信號處理部2-1作為它們的代表進行說明。

輸入到各碼元信號處理部2-1的信號在糾錯編碼部3中進行Turbo編碼、或者LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校驗)編碼、卷積編碼等任一種糾錯編碼處理，對于糾錯編碼部3的輸出，為了基于由頻率選擇性衰減產(chǎn)生的接收電力下降而改善突發(fā)錯誤的產(chǎn)生，利用位交錯部4以適當(dāng)?shù)捻樞蛱鎿Q每一位的次序后輸出。

在調(diào)制部5中，對位交錯部4的輸出進行BPSK(Binary Phase ShiftKeying二相相移鍵控)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying四相相移鍵控)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation16正交調(diào)幅)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation64正交調(diào)幅)等的符號調(diào)制處理。對于調(diào)制部5的輸出，為了進行突發(fā)錯誤的改善，利用符號交錯部6以適當(dāng)?shù)捻樞蛱鎿Q每一個符號的次序。符號交錯部6的輸出由頻率-時間擴頻部7用指定的擴頻碼(信道化碼)進行擴頻。在此，作為擴頻碼，使用OVSF(Orthogonal Variable Spread Factor正交可變擴頻因子)編碼，但也可以使用其他擴頻碼。

另外，無線發(fā)送機包括碼元多路復(fù)用數(shù)Cmux(Cmux是1或大于1的自然數(shù))的數(shù)量的各碼元信號處理部2-2～2-4。這里表示Cmux＝4的情況。用不同的擴頻碼擴頻的信號作為各碼元信號處理部2-1的輸出而輸出，由DTCH多路復(fù)用部8進行多路復(fù)用(加法處理)。接著，在PICH多路復(fù)用部9中，用于傳播路徑估計等的導(dǎo)頻信道PICH插入(時間多路復(fù)用)到指定的位置。

隨后，在擾頻部10中用基站裝置固有的擾頻碼進行擾頻后，在IFFT部11中進行頻率時間轉(zhuǎn)換。接著，在GI插入部12中進行保護間隔GI的插入之后，進行濾波部71的濾波處理、D/A(Digital/Analog數(shù)字/模擬)轉(zhuǎn)換部72的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換處理、頻率轉(zhuǎn)換部73的向無線頻率的頻率轉(zhuǎn)換處理等，隨后從發(fā)送天線74作為發(fā)送信號向無線接收機發(fā)送。

在圖1中，各碼元信號處理部2-2～2-4中同時配置了位交錯部4以及符號交錯部6，也可以僅配置其中的一個。此外，各碼元信號處理部2-2～2-4中也可以不配置位交錯部4以及符號交錯部6。

圖2是表示從無線發(fā)送機向無線接收機發(fā)送的多載波信號的幀格式的圖。在圖2中，橫軸取時間，縱軸取接收電力。如圖所示，導(dǎo)頻信道PICH配置在幀的前后以及中央部分。用于數(shù)據(jù)傳送的數(shù)據(jù)流量信道配置在一個幀的前半部分和后半部分，用Cmux個不同的擴頻碼擴頻的信號被碼元多路復(fù)用。在此，用堆積4個數(shù)據(jù)的情形來示意性地表示Cmux＝4的情況。此外，導(dǎo)頻信道PICH的接收電力與數(shù)據(jù)流量信道的每一個碼元的接收電力的比用PPICH/DTCH表示并圖示。

圖3是表示本發(fā)明的第一實施例的無線接收機的結(jié)構(gòu)的概略模塊圖。該無線接收機包括符號同步部21、傳播路徑/噪聲電力估計部22、MAP檢測部23、各碼元MAP解碼部24-1～24-4、副本信號生成部28、和P/S(Parallel/Serial并行/串行)轉(zhuǎn)換部39。

副本信號生成部28包括各碼元符號生成部29-1～29-4、DTCH多路復(fù)用部34、PICH多路復(fù)用部35、擾頻部36、IFFT部37、和GI插入部38。副本信號生成部28基于接收信號r(t)生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號。更具體而言，副本信號生成部28以MAP解碼部26計算的對數(shù)似然比為基礎(chǔ)，生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號。

此外，各碼元符號生成部29-1～29-4包括位交錯部30、符號生成部31、符號交錯部32、和頻率-時間擴頻部33。此外，各碼元MAP解碼部24-1～24-4包括位解交錯部25、MAP解碼部26、和加法部27。

由接收天線接收的接收信號經(jīng)過由頻率轉(zhuǎn)換部76進行的向基帶信號的頻率轉(zhuǎn)換處理、由A/D(Analog/Digital模擬/數(shù)字)轉(zhuǎn)換部77進行的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換處理后，作為數(shù)字接收信號r(t)在符號同步部21中進行符號同步。在符號同步部21中，使用保護間隔GI與有效信號區(qū)間的相關(guān)特性等進行符號同步，基于該結(jié)果進行以后的信號處理。

接著，傳播路徑估計/噪聲電力估計部22利用導(dǎo)頻信道PICH，估計信道沖激響應(yīng)的估計值和噪聲電力估計值。作為傳輸路徑估計方法，可以進行生成導(dǎo)頻信道PICH的副本信號、并使其絕對值的二乘誤差最小的RLS(Recursive Least Square遞歸最小二乘)算法，或者通過在時間軸或頻率軸上取得接收信號與導(dǎo)頻信道PICH的副本信號的相互關(guān)系來取得，有各種各樣的方法，并不限于上述方法。

此外，關(guān)于噪聲電力估計方法，考慮利用從接收的導(dǎo)頻信道PICH中估計的信道沖激響應(yīng)，以生成導(dǎo)頻信道PICH的副本，利用它們的差來求出的方法等，但并不限于該方法。

由上述傳播路徑/噪聲電力估計部22輸出的信道沖激響應(yīng)以及噪聲電力估計值輸入到MAP檢測部23(使用最大后驗概率檢測器、最大后驗概率(MAP)解碼法(后述))中，用于各個位的對數(shù)似然比的計算。

在MAP檢測部23中，在第一次時，使用接收信號以及信道沖激響應(yīng)、噪聲電力估計值，輸出各個位的對數(shù)似然比。所謂對數(shù)似然比，是表示接收的位最可能是0還是1的值，基于通信路徑的位錯誤率計算。在圖3中，4個輸出分別輸出到各碼元MAP解碼部24-1～24-4，輸出的是分別分配了不同擴頻碼的位的對數(shù)似然比。在使用Cmux個不同擴頻碼進行了碼元多路復(fù)用的情況下，Cmux個輸出分別輸出到各碼元MAP解碼部24-1～24-Cmux。

此外，在后述的反復(fù)執(zhí)行時，使用從接收信號和解調(diào)結(jié)果得到的副本信號、以及信道沖激響應(yīng)、噪聲電力估計值，輸出各個位的對數(shù)似然比。

接著，在各碼元MAP解碼部24-1～24-4中，對于輸入信號，在位解交錯部25中對每個位進行解交錯處理。解交錯處理是與交錯處理相反的處理，復(fù)原由交錯處理造成的順序的交替。對于位解交錯部25的輸出，在MAP解碼部26中進行MAP解碼處理。具體而言，MAP解碼部26基于MAP檢測部23的軟判斷輸出部50(圖4，在后面描述)進行軟判斷的結(jié)果，進行糾錯解碼，計算每個位的對數(shù)似然比。另外，所謂MAP解碼處理，是在Turbo解碼、LDPC解碼、維特比解碼(Viterbi decoding)等通常的糾錯解碼時，不進行硬判斷，包含信息位以及奇偶校驗位，輸出對數(shù)似然比等軟判斷結(jié)果的方法。即，硬判斷將接收信號僅判斷為0、1，與之相對，軟判斷基于以哪種程度上確定的信息(軟判斷信息)進行判斷。

接著，由加法部27計算MAP解碼部26的輸入與MAP解碼部26的輸出的差λ2，并輸出到副本信號生成部28。

到副本信號生成部28的輸入被輸入到位交錯部30，在位交錯部30中，對每個位替換λ2并輸出。位交錯部30的輸出在符號生成部31中，考慮λ2的大小，使用與無線發(fā)送機相同的調(diào)制方式(BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等)進行符號調(diào)制處理。對于符號生成部31的輸出，利用符號交錯部32對每個符號替換次序；對于符號交錯部32的輸出，利用頻率-時間擴頻部33用指定的擴頻碼(信道化碼)進行擴頻。

另外，該無線接收機包括碼元多路復(fù)用數(shù)Cmux(Cmux是1或大于1的自然數(shù))的數(shù)量的各碼元MAP解碼部以及各碼元符號生成部。這里假設(shè)Cmux＝4。用不同的擴頻碼擴頻的信號從各碼元符號生成部29-1～29-4輸出，由DTCH多路復(fù)用部34進行多路復(fù)用(加法處理)。接著，在PICH多路復(fù)用部35中，用于傳播路徑估計等的導(dǎo)頻信道PICH插入(時間多路復(fù)用)到指定的位置。隨后，在擾頻部36中用基站裝置固有的擾頻碼進行擾頻后，在IFFT部37中進行頻率時間轉(zhuǎn)換，在GI插入部38中進行保護間隔GI的插入之后，輸出到MAP檢測部23，在反復(fù)執(zhí)行時的信號處理中使用。

另外，上述反復(fù)解碼工作進行指定次數(shù)以后，MAP解碼部26的輸出被輸入到P/S轉(zhuǎn)換部39，在進行并行串行轉(zhuǎn)換后，作為解調(diào)結(jié)果輸出到MAC部(未圖示)。

圖4是表示本發(fā)明的第一實施例的MAP檢測部23(圖3)的結(jié)構(gòu)的一個例子的圖。MAP檢測部23包括軟補償塊部45-1～45-3(也稱作延遲波除去部)、MMSE(Minimum-Mean Square-Error最小均方誤差)濾波部46(也稱作合成部)、各碼元對數(shù)似然比輸出部47-1～47-4、和塊分割設(shè)定部79。

塊分割設(shè)定部79基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值。具體而言，塊分割設(shè)定部79基于作為從接收信號r(t)中估計的傳播路徑估計值的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定每個軟補償塊部45-1～45-3的作為指定時間帶的塊分割設(shè)定值，將該設(shè)定的每個軟補償塊部45-1～45-3的塊分割設(shè)定值向各個軟補償塊部45-1～45-3輸出。

軟補償塊部45-1～45-3分別包括延遲波副本生成部41、加法部42、GI除去部43、和FFT部44。軟補償塊部45-1～45-3使用由塊分割設(shè)定部79設(shè)定的塊分割設(shè)定值和由副本信號生成部28生成的副本信號，從接收信號r(t)中對每個指定時間帶除去延遲波，并向MMSE濾波部46輸出。
延遲波副本生成部41基于作為從接收信號r(t)中估計的傳播路徑估計值的信道沖激響應(yīng)估計值、副本信號生成部28(圖3)生成的副本信號s^(t)、和塊分割設(shè)定部79設(shè)定的每個軟補償塊部的指定時間帶，生成接收信號中的不包含在上述指定時間帶中的延遲波成分(包含最初到來的波。上述非期望信號成分)的副本。加法部42從接收信號r(t)中減去上述延遲波副本生成部41生成的延遲波的副本。

各碼元對數(shù)似然比輸出部47-1～47-4分別包括逆擴頻部48、符號解交錯部49、和軟判斷輸出部50(也稱作判斷部)。

使用加法部42計算輸入到MAP檢測部23的接收信號r(t)與延遲波副本生成部41的輸出的差，該差被輸出到GI除去部43中。在GI除去部43中保護間隔GI，并向FFT部44輸出。在FFT部44中對輸入信號進行時間頻率轉(zhuǎn)換，得到信號R～1～R～3。另外，在MAP檢測部23中，軟補償塊部設(shè)置B(B是大于1的自然數(shù))個塊。另外，i是自然數(shù)，1≤i≤B。

接著，MMSE濾波部46合成由軟補償塊部45-1～45-3對每個指定時間帶除去延遲波后的信號。具體而言，MMSE濾波部46使用軟補償塊部的輸出R～1～R～3以及信道沖激響應(yīng)估計值、噪聲電力估計值，在MMSE濾波部46中，進行MMSE濾波處理，得到信號Y’。另外，在MMSE濾波處理時，也可以考慮基于副本信號等計算的塊分割誤差。

使用該信號Y’，在Cmux個(在此，Cmux＝4)各碼元對數(shù)似然比輸出部47-1～47-4中，對各個碼元進行每個位的對數(shù)似然比的輸出。
逆擴頻部48使用各自的擴頻碼進行逆擴頻處理。符號解交錯部49對逆擴頻部48的輸出為每個符號進行替換。
軟判斷輸出部50對MMSE濾波部46合成的信號進行軟判斷。軟判斷輸出部50對于符號解交錯的輸出，將每個位的對數(shù)似然比λ1作為軟判斷結(jié)果輸出。

軟判斷輸出部50對MMSE濾波部46合成的信號進行軟判斷。具體而言，軟判斷輸出部50通過利用以下的式(1)～式(3)，計算對數(shù)似然比λ1。即，假設(shè)符號解交錯部49的第n個符號的輸出為Zn，QPSK調(diào)制時的軟判斷結(jié)果λ1可以用以下的式(1)以及式(2)表示。

[數(shù)學(xué)式1]
[數(shù)學(xué)式2]
在此，R[]表示取括號內(nèi)的實部，Im[]表示取括號內(nèi)的虛部，μ(n)表示n個符號中的基準(zhǔn)符號(導(dǎo)頻信號的振幅)。另外，上述輸出Zn可以用以下的式(3)表示。

[數(shù)學(xué)式3]
另外，在此，表示了QPSK調(diào)制的例子，在其他調(diào)制方式下可以同樣地求出每個位的軟判斷結(jié)果(對數(shù)似然比)λ1。

在圖3以及圖4中，配置了位交錯部30、位解交錯部25，以及符號交錯部32、符號解交錯部49這兩者，但也可以僅配置其中任意一方，即僅配置位交錯部30以及位解交錯部25，或者僅配置符號交錯部32以及符號解交錯部49。此外，也可以是位交錯部30、位解交錯部25，以及符號交錯部32、符號解交錯部49全部都不配置。

圖5是表示本發(fā)明的第一實施例的無線接收機的工作的一個例子的流程圖。MAP檢測部23判斷是否是第一次工作(步驟S1)。在步驟S 1中判斷為第一次工作的情況下，GI除去部43從接收信號r(t)中除去保護間隔GI(步驟S2)。并且，F(xiàn)FT部44進行FFT處理(時間頻率轉(zhuǎn)換處理)(步驟S3)。接著，MMSE濾波部46進行通常的MMSE濾波處理(步驟S4)。

并且，逆擴頻部48進行逆擴頻處理(步驟S5)。接著，符號解交錯部49進行符號解交錯處理(步驟S6)。并且，軟判斷輸出部50進行軟判斷位輸出處理(步驟S7)。接著，位解交錯部25進行位解交錯處理(步驟S8)。并且，MAP解碼部26進行MAP解碼處理(步驟S9)。接著，上述步驟S5～S9的處理反復(fù)執(zhí)行Cmux次以后，判斷解碼處理是否反復(fù)執(zhí)行了指定次數(shù)(各碼元MAP解碼部是否輸出了指定次數(shù)的λ2) (步驟S10)。
另外，如圖3中所說明的，可以在Cmux個并行配置的電路中進行處理。另外，關(guān)于第一次MMSE濾波處理，在后面描述。

在步驟S10中判斷為未將步驟S5～S9的處理反復(fù)執(zhí)行指定次數(shù)的情況下，使用Cmux個碼元的解調(diào)結(jié)果λ2，位交錯部30對對數(shù)似然比進行位交錯(步驟S11)。并且，符號生成部31進行調(diào)制信號副本生成(步驟S12)。接著，符號交錯部32進行符號交錯處理(步驟S13)。并且，頻率-時間擴頻部33使用指定的擴頻碼進行擴頻處理(步驟S14)。

在將上述步驟S11～S14的處理反復(fù)執(zhí)行Cmux次以后，DTCH多路復(fù)用部34進行DTCH多路復(fù)用(步驟S15)。并且，PICH多路復(fù)用部35進行PICH多路復(fù)用(步驟S16)。接著，擾頻部36進行擾頻處理(步驟S17)。并且，IFFT部37進行IFFT處理(步驟S18)。接著，GI插入部38插入保護間隔GI(步驟S19)。將在步驟S19中插入了保護間隔GI的信號作為副本信號，在反復(fù)執(zhí)行解調(diào)時使用。
在步驟S1中為反復(fù)執(zhí)行時，即在判斷為不是第一次工作的情況下，軟補償塊部45-1～45-3為每個塊除去指定的延遲波(包含直接波)以外的部分(步驟S20)。并且，GI除去部43進行GI除去處理(步驟S21)。接著，F(xiàn)FT部44進行FFT處理(步驟S22)。上述步驟S20～S22的處理進行B(B是自然數(shù))個塊后，MMSE濾波部46利用MMSE濾波，按照最小平均二乘誤差規(guī)范合成來自B個塊的輸出信號。即，進行MMSE濾波處理(步驟S23)。另外，在步驟S23以后進入步驟S5，進行與第一次處理相同的處理。

在步驟S10中判斷為已將上述處理反復(fù)執(zhí)行指定次數(shù)之前，反復(fù)執(zhí)行步驟S1～S9、S11～S23的處理。

接著，具體說明軟補償塊部45-1～45-3的處理。在此，說明第i個軟補償塊部45-i的延遲波副本生成部41以及加法部42的工作。

首先，在軟補償塊部45-i中，在延遲波副本生成部41中生成hi，從接收信號r(t)中減去將hi與副本信號s^(t)進行了卷積運算后的信號。其結(jié)果成為加法部42的輸出。

圖6(a)是表示本發(fā)明的第一實施例的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。在此，說明取得從傳播路徑/噪聲電力估計部22得到的信道沖激響應(yīng)估計值的情況。在圖6(a)中，作為一個例子，表示3個延遲波群(第1個延遲波群，第2個延遲波群，第3個延遲波群)到來的情況。另外，橫軸取時間，縱軸取接收電力。

在塊分割設(shè)定部79中，基于從傳播路徑/噪聲電力估計部22得到的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定各個軟補償塊部45-1～45-3使用的指定時間帶。具體而言，首先，如圖6(b)所示，選擇到來的各個延遲波群的起點和終點。并且，基于該選擇的各個延遲波群的起點和終點，將各個延遲群識別為一個整體，進行集群化。最后，如圖6(c)所示，將集群化的各個集群設(shè)定為各軟補償塊部45-1～45-3使用的指定時間帶(塊)，將設(shè)定的塊分割設(shè)定值向各個軟補償塊部45-1～45-3輸入。另外，所謂集群，是指識別延遲波群的起點和終點，將該起點和終點間包含的延遲波合成為一個。此外，所謂塊，是指從識別的集群中，分割用于進行塊分割的指定時間帶之后的對象。

圖7(a)是表示本發(fā)明的第一實施例的軟補償塊部45-1中的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。如圖7(a)所示，若以軟補償塊部45-1中的指定延遲波(包含直接波的期望波)為塊1的實線表示的路徑(パス)(到來波)，則首先在軟補償塊部45-1中，將由塊2以及塊3中的虛線表示的路徑構(gòu)成的信道沖激響應(yīng)估計值定義為h1(t)，在上述延遲波副本生成部41中生成。上述延遲波副本生成部41的輸出是上述h1(t)與副本信號s^(t)進行了卷積運算后的信號，加法部42的輸出是從接收信號r(t)中減去上述h1(t)與s^(t)進行了卷積運算后的結(jié)果的信號。即，在正確生成副本的情況下，可以認(rèn)為，加法部42的輸出是經(jīng)過由(h(t)-h1(t))表示的傳播路徑后接收的信號。據(jù)此，經(jīng)過由圖7(a)的實線表示的傳播路徑后接收的塊1的路徑成為上述加法部42的輸出。

圖7(b)是表示本發(fā)明的第一實施例的軟補償塊部45-2中的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。如圖7(b)所示，若以軟補償塊部45-2中的指定延遲波(期望波)為塊2的實線表示的路徑，則首先在軟補償塊部45-2中，將由塊1以及塊3中的虛線表示的路徑構(gòu)成的信道沖激響應(yīng)估計值定義為h2(t)，在上述延遲波副本生成部41中生成。上述延遲波副本生成部41的輸出是上述h2(t)與副本信號s^(t)進行了卷積運算后的信號，加法部42的輸出是從接收信號r(t)中減去上述h2(t)與s^(t)進行了卷積運算后的結(jié)果的信號。即，在正確生成副本的情況下，可以認(rèn)為，加法部42的輸出是經(jīng)過由(h(t)-h2(t))表示的傳播路徑后接收的信號。據(jù)此，經(jīng)過由圖3的實線表示的傳播路徑后接收的塊2的路徑成為上述加法部42的輸出。

圖7(c)是表示本發(fā)明的第一實施例的軟補償塊部45-3中的信道沖激響應(yīng)估計值的圖。如圖7(b)所示，若以軟補償塊部45-3中的指定延遲波(期望波)為塊3的實線表示的路徑，則首先在軟補償塊部45-3中，將由塊1以及塊2中的虛線表示的路徑構(gòu)成的信道沖激響應(yīng)估計值定義為h3(t)，在上述延遲波副本生成部41中生成。上述延遲波副本生成部41的輸出是上述h3(t)與副本信號s^(t)進行了卷積運算后的信號，加法部42的輸出是從接收信號r(t)中減去上述h3(t)與s^(t)進行了卷積運算后的結(jié)果的信號。即，在正確生成副本的情況下，可以認(rèn)為，加法部42的輸出是經(jīng)過由(h(t)-h3(t))表示的傳播路徑后接收的信號。據(jù)此，經(jīng)過由圖4的實線表示的傳播路徑后接收的塊3的路徑成為上述加法部42的輸出。

在圖7(a)～圖7(c)的說明中，說明了基于塊分割設(shè)定部79識別的延遲波群的起點和終點進行集群化，將各個集群設(shè)定為軟補償塊部45-1～45-3使用的指定時間帶的情況。除了該方法以外，對于各個集群，基于識別的路徑的數(shù)目，能夠進一步生成較小的塊。

此外，軟補償塊部45-1～45-3對于各個集群，基于識別的延遲波的時間設(shè)定指定時間帶。即，可以將延遲波的到達時間分割為B個，根據(jù)在哪個時間帶到達的延遲波來決定用哪個軟補償塊部進行處理，即基于識別的延遲波的時間，改變每個軟補償塊部進行生成以及減法運算的副本信號。例如，可以對各個集群，基于保護間隔長度進行塊分割。

此外，軟補償塊部45-1～45-3也可以對于各個集群，基于識別的延遲波的接收電力設(shè)定指定時間帶。
即，將全部接收信號分割為B個，從而使得按照到達時間的順序包含在延遲波中的接收信號大致恒定，基于此決定由哪個軟補償塊部進行處理，即可以基于識別的延遲波的接收電力，改變每個軟補償塊部進行生成以及減法運算的副本信號。

接著，以下說明圖4中所示的MMSE濾波部46和圖5中所示步驟S4以及步驟S23的工作。

首先，表示MMSE濾波部46的第一次的工作。若在頻域中表示接收信號，則接收信號R可以如下面的式(4)那樣表示。

[數(shù)學(xué)式4]
在此，H^表示估計的傳輸路徑的傳遞函數(shù)，如果假設(shè)僅存在保護間隔GI內(nèi)的延遲波，則可以用Nc*Nc的對角矩陣表示。另外，Nc表示spread-OFCDM的子載波數(shù)。H^可以如下面的式(5)那樣表示。

[數(shù)學(xué)式5]
S表示發(fā)送符號，如下面的式(6)所示，可以用Nc*1的向量表示。

[數(shù)學(xué)式6] ST＝(S1，S2，…，SNc) ···(6)
同樣，如下面的式(7)、式(8)所示，接收信號R、噪聲成分N可以用Nc*1的向量表示。

[數(shù)學(xué)式7] RT＝(R1，R2，…，RNc) ···(7)
[數(shù)學(xué)式8] NT＝(N1，N2，…，NNc) ···(8)
另外，在式(6)～式(8)中，角注中使用的T表示是轉(zhuǎn)置矩陣。

在接收這種接收信號時，如下面的式(9)所示，MMSE濾波部46的輸出Y可以用Nc*1的向量表示。

[數(shù)學(xué)式9] Y＝WR ···(9)
MMSE濾波部46基于信道沖激響應(yīng)估計值以及噪聲電力估計值決定MMSE濾波系數(shù)W。在此，如下面的式(10)所示，MMSE濾波系數(shù)W可以用Nc*Nc的對角矩陣表示。

[數(shù)學(xué)式10]
此外，上述MMSE濾波系數(shù)Wm的各個要素在頻率方向擴頻時可以用下面的式(11)表示。

[數(shù)學(xué)式11]
另外，在上式中
[數(shù)學(xué)式12]
是碼元多路復(fù)用時來自其他碼元的干擾成分，
[數(shù)學(xué)式13]
表示噪聲電力的估計值。此外，角注H表示漢密爾頓函數(shù)(Hamiltonian)(共軛轉(zhuǎn)置)。

此外，上述MMSE濾波系數(shù)Wm的各個要素如果假設(shè)在時間方向擴頻時保持碼元間的正交性，則可以用下面的式(12)表示。

[數(shù)學(xué)式14]
接著，說明反復(fù)執(zhí)行時MMSE濾波部的工作。首先在反復(fù)解調(diào)時，第i個軟補償塊部45-i中使用的副本信號r^i可以如下面的式(13)那樣表示。

[數(shù)學(xué)式15]
在此，h^i是第i個軟補償塊部45-i中進行處理的僅提取了延遲波的延遲波形。s^(t)是基于通過上述MAP解碼得到的對數(shù)似然比λ2計算的副本信號。

[數(shù)學(xué)式16]
表示卷積運算。因此，軟補償部45-i的輸出，即圖4的第i個軟補償塊部的輸出R～i可以用下面的式(14)表示。

[數(shù)學(xué)式17]
在此，假設(shè)Δ是包含由副本的不確定性造成的誤差信號與熱噪聲成分的信號。此時，MMSE濾波部46的輸出Y’可以用下面的式(15)表示。

[數(shù)學(xué)式18]
在此，如果假設(shè)副本信號精度良好地生成，上述Δ中不包含副本誤差的成分，僅包含熱噪聲成分，則MMSE濾波系數(shù)的部分矩陣可以如下面的式(16)那樣用對角矩陣表示。

[數(shù)學(xué)式19]
此外，到MMSE濾波部46的輸入信號如后所述頻率選擇性變少，成為接近平坦衰減的狀態(tài)，因此，若假設(shè)碼元多路復(fù)用時的碼元間干擾也不存在，則各要素可以用下面的式(17)表示。

[數(shù)學(xué)式20]
另外，H^i’，m是第i’個軟補償塊部中的第m個傳播路徑的傳遞函數(shù)，H^i’，mH是H^i’，m的漢密爾頓函數(shù)。

另外，在式(17)中，也可以將分母的第1項乘以Cmux。即，對于反復(fù)執(zhí)行時到MMSE濾波部46的輸入信號，也可以使用下面的式(17’)。

[數(shù)學(xué)式21]
另外，在式(17)以及(17’)中，也可以基于圖3所示的副本信號生成部28輸出的副本信號、傳播路徑/噪聲電力估計部22估計的信道沖激響應(yīng)估計值、和接收信號求出噪聲電力的估計值σN^2。例如，將從接收信號中減去副本信號與信道沖激響應(yīng)估計值的卷積結(jié)果得到的信號作為噪聲電力的估計值。

通過以上述方式進行反復(fù)處理，能夠在去除超過保護間隔GI的延遲波的同時，還起到去除碼元間干擾的影響的效果。

圖8是表示本發(fā)明的第一實施例的傳播路徑/噪聲電力估計部22(圖3)的結(jié)構(gòu)的圖。傳播路徑/噪聲電力估計部22包括傳播路徑估計部61、前同步碼副本生成部62、和噪聲電力估計部63。

傳播路徑估計部61使用接收信號中包含的導(dǎo)頻信道PICH進行信道沖激響應(yīng)的估計。前同步碼副本生成部62使用通過上述傳播路徑估計部61求出的信道沖激響應(yīng)估計值和作為已知信息的導(dǎo)頻信道PICH的信號波形，生成導(dǎo)頻信道PICH的副本信號。噪聲電力估計部63通過取得接收信號中包含的導(dǎo)頻信道PICH部分與上述前同步碼副本生成部62輸出的導(dǎo)頻信道PICH的副本信號的差，進行噪聲電力的估計。

另外，作為傳播路徑估計部61中的傳播路徑估計方法，可以采用使用RLS算法等基于最小二乘誤差規(guī)范進行導(dǎo)出的方法或者使用頻率相關(guān)性的方法等各種各樣的方法。

根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的無線接收機，使用副本信號生成部28生成的副本信號，延遲波副本生成部41從接收信號r(t)中對每個指定時間帶除去延遲波，MMSE濾波部46合成該對每個指定時間帶除去了延遲波的信號，軟判斷輸出部50對該合成的信號進行軟判斷，因此能夠?qū)Τチ搜舆t波的信號進行FFT的處理。此外，通過除去延遲波，能夠?qū)p少了頻率選擇性的信號進行逆擴頻的處理，能夠以與碼元數(shù)無關(guān)的運算量，進行碼元間干擾的除去。

在本實施例中，作為本發(fā)明的接收機的一個例子，說明了使用來自接收信號的軟判斷結(jié)果進行補償、副本生成、解調(diào)處理、解碼處理的情況，也可以使用硬判斷的結(jié)果進行補償、副本生成、解調(diào)處理、解碼處理。即，使用了包括軟判斷輸出部的MAP檢測部，該軟判斷輸出部作為從接收信號中解調(diào)(進行位分解)QPSK、16QAM等調(diào)制信號的解調(diào)處理部進行軟判斷并輸出對數(shù)似然比，但也可以使用輸出硬判斷值的檢測部。此外，也可以使用根據(jù)硬判斷值生成發(fā)送信號的副本信號的副本信號生成部。進一步，使用了基于軟判斷值生成的副本信號除去延遲波的軟補償塊部，但也可以使用從接收信號中基于根據(jù)上述硬判斷值生成的副本信號除去延遲波的補償部。以下的實施例中也是同樣的。

此外，在本實施例中，在合成各個軟補償塊部的輸出時，使用了作為線性合成的一種方法的MMSE合成部，但也可以使用ZF(Zero Forcing逼零)、MRC(Maximum Ratio Combing最大比例合成)的方法。此外，也可以使用非線性合成。

此外，在本實施例中，將各個碼元作為進行糾錯編碼的單位，但也可以跨越多個碼元進行糾錯編碼。此外，在本實施例中，使用了MC-CDM，但也可以使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分多路復(fù)用)等不進行擴頻處理的多載波信號。

根據(jù)本發(fā)明的第一實施例，在存在由超過保護間隔的延遲波群產(chǎn)生的ISI以及ICI、由傳播路徑的頻率選擇性產(chǎn)生的碼元間干擾的情況下，也能取得良好的性能。

(第二實施例) 在本實施例中，說明基于各延遲波群的起點進行集群化，以構(gòu)成塊的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

在第一實施例中，在塊分割設(shè)定部79中，基于各延遲波群的起點和終點進行集群化。在本實施例中，基于各延遲波群的起點進行集群化。例如，在圖9(a)這樣的3個延遲波群到來的情況下，基于如圖9(b)那樣識別的延遲波群的起點，依次進行集群化，如圖9(c)那樣設(shè)定指定時間帶。此時，最后的集群的終點可以采用對該集群識別的終點，也可以將與其他集群相等的長度作為終點。

通過使用本實施例，能夠?qū)?gòu)成各延遲波群的起點和終點之間不包含的路徑包含在集群中，能夠充分取得到來的路徑的接收電力。另外，與第一實施例相同，對于各個集群，能夠基于識別的路徑的數(shù)目、時間、接收電力，進一步生成較小的塊。

(第三實施例) 在本實施例中，說明某個集群的電力等比其他集群的電力等小的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，在某個集群的電力等比其他集群的電力等小的情況下，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

圖10(a)表示在到來的3個延遲波群內(nèi)，第2個延遲波群與其他延遲波群相比，接收電力較小的情況。此時，通過與第一實施例相同的處理，選擇延遲波群的起點和終點，如圖10(b)所示，進行集群化，得到3個集群。

接著，基于得到的集群，設(shè)定構(gòu)成塊的指定時間帶，但在第一實施例中，如圖11(a)所示，將得到的全部集群設(shè)定為塊。在本實施例中，如圖11(b)所示，指定電力以下的集群不作為塊使用。

此外，如圖11(c)所示，也可以將指定電力以下的集群作為與其他集群相同的塊使用。在上面的說明中，作為不作為塊使用的基準(zhǔn)，使用了各集群的電力，但也可以將集群中包含的路徑的數(shù)目或集群的時間作為基準(zhǔn)。另外，與第一實施例相同，對于各個集群，能夠基于識別的路徑的數(shù)目、時間、接收電力，進一步生成較小的塊。另外，本實施例的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用在第二實施例的結(jié)構(gòu)中。

根據(jù)本發(fā)明的第三實施例，識別的電力等小于指定值的集群與其他集群相比精度較低，因此能夠降低其影響。

(第四實施例) 在本實施例中，說明作為識別用于對到來的延遲波群進行集群化的起點和終點的方法，將指定電力作為基準(zhǔn)的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

在塊分割設(shè)定部79中，基于從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定在各軟補償塊部中使用的指定時間帶(塊)。為了設(shè)定該塊，選擇到來的各個延遲波群的起點和終點。在本實施例中，作為選擇該延遲波群的起點和終點的方法，將指定電力作為基準(zhǔn)。

圖12表示本實施例中使用的選擇延遲波群的起點和終點的方法。在從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值是圖12所示的波形的情況下，將指定電力作為閾值，基于該交點，選擇各延遲波群的起點和終點。并且，基于選擇的起點和終點進行集群化。

此外，作為該指定電力，也可以使用噪聲電力。此外，為了選擇延遲波群的起點和終點，也可以使從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值通過低通濾波器等以去除高頻成分。另外，本實施例的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用在第二或第三實施例的結(jié)構(gòu)中。

根據(jù)本發(fā)明的第四實施例，能夠降低延遲波群之間包含的噪聲等的影響。

(第五實施例)
在本實施例中，說明作為識別用于對到來的延遲波群進行集群化的起點和終點的方法，將信道沖激響應(yīng)估計值的極小值作為基準(zhǔn)的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

在塊分割設(shè)定部79中，基于從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定在各軟補償塊部中使用的指定時間帶(塊)。為了設(shè)定該塊，選擇到來的各個延遲波群的起點和終點。在本實施例中，作為選擇該延遲波群的起點和終點的方法，將信道沖激響應(yīng)估計值的極小值作為基準(zhǔn)。

圖13表示本實施例中使用的選擇延遲波群的起點和終點的方法。在從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值是圖13所示的波形的情況下，選擇該波形的極小值，基于該極小值，選擇各延遲波群的起點和終點。極小值的選擇方法例如考慮尋找信道沖激響應(yīng)估計值的波形的切線的斜率從負(fù)變?yōu)檎狞c的方法，或者尋找使水平線相對于信道沖激響應(yīng)估計值的波形移動并接觸的點的方法等，但并不限定于此。此外，在基于極小值的情況下，某個集群的終點成為下一個集群的起點。并且，基于選擇的起點和終點進行集群化。

在上面的說明中，各延遲波群的起點和終點采用極小值，但也可以不僅將極小值而且將極大值也作為基準(zhǔn)使用。例如，將極小值和下一個極大值之間作為起點，將該極大值和其下一個極小值作為終點。在此情況下，某個集群的終點和下一個集群的起點不同。此外，也可以僅將極大值作為基準(zhǔn)。

此外，為了選擇延遲波群的起點和終點，也可以使從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值通過低通濾波器等以去除高頻成分。另外，本實施例的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用在第二或第三實施例的結(jié)構(gòu)中。

根據(jù)本發(fā)明的第五實施例，能夠在有效地利用接收信號電力的同時進行集群化。

(第六實施例) 在本實施例中，說明作為識別用于對到來的延遲波群進行集群化的起點和終點的方法，將信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度作為基準(zhǔn)的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

在塊分割設(shè)定部79中，基于從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定在各軟補償塊部中使用的指定時間帶(塊)。為了設(shè)定該塊，選擇到來的各個延遲波群的起點和終點。在本實施例中，作為選擇該延遲波群的起點和終點的方法，將信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度作為基準(zhǔn)。

圖14表示本實施例中使用的選擇延遲波群的起點和終點的方法。在從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值是圖14所示的波形的情況下，對于該波形，以一定的采樣間隔，求出該波形的指定切線角度，基于該切線角度，選擇各延遲波群的起點和終點。圖14的白圈以及黑圈表示采樣點。例如，考慮在以一定的采樣間隔得到的切線角度中，將切線在右上方與水平線的角度較小的樣本點作為延遲波群的起點，將切線在右下方與水平線的角度較小的樣本點作為延遲波群的終點等方法，但并不限定于此。并且，基于選擇的起點和終點進行集群化。

通過使用本實施例，能夠減少選擇用于進行集群化的延遲波群的起點和終點的時間和運算量。此外，為了選擇延遲波群的起點和終點，也可以使從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值通過低通濾波器等以去除高頻成分。此外，作為選擇延遲波群的起點和終點的方法，除了信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度以外，也可以基于切線的斜率。另外，本實施例的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用在第二或第三實施例的結(jié)構(gòu)中。

根據(jù)本發(fā)明的第六實施例，能夠減少選擇用于進行集群化的延遲波群的起點和終點的時間和運算量。

(第七實施例) 在本實施例中，說明綜合使用第四～第六實施例中說明的識別用于對到來的延遲波群進行集群化的起點和終點的各種方法的情況。

本實施例中的發(fā)送機結(jié)構(gòu)和接收機結(jié)構(gòu)與第一實施例大致相同。與第一實施例不同之處在于，圖4所示的MAP檢測部23中的塊分割設(shè)定部79中進行的處理的一部分不同。

在塊分割設(shè)定部79中，基于從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值，設(shè)定在各軟補償塊部中使用的指定時間帶(塊)。為了設(shè)定該塊，選擇到來的各個延遲波群的起點和終點。在本實施例中，作為選擇該延遲波群的起點和終點的方法，綜合使用第四～第六實施例中說明的各種基準(zhǔn)。

圖15表示作為一個例子，各延遲波群的起點采用第四實施例中說明的與指定電力的交點，終點采用第五實施例中說明的信道沖激響應(yīng)估計值的極小值的情況。并且，基于選擇的起點進行集群化。圖15是一個例子，并不限定于此。此外，為了選擇延遲波群的起點和終點，也可以使從傳播路徑/噪聲電力估計部22取得的信道沖激響應(yīng)估計值通過低通濾波器等以去除高頻成分。另外，本實施例的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用在第二或第三實施例的結(jié)構(gòu)中。

根據(jù)本發(fā)明的第七實施例，能夠針對發(fā)送接收機之間的傳播路徑特性有效地進行集群化。

另外，在上面說明的實施例中，也可以將用于實現(xiàn)第一～第七實施例的無線發(fā)送機或者無線接收機的各個部分的功能的程序存儲在計算機可讀取的存儲介質(zhì)上，使計算機系統(tǒng)讀入該存儲介質(zhì)上存儲的程序并執(zhí)行，由此進行無線發(fā)送機或者無線接收機的控制。另外，這里所說的“計算機系統(tǒng)”，包含OS和周邊設(shè)備等硬件。

此外，所謂“計算機可讀取的存儲介質(zhì)”，是指軟盤、磁光盤、ROM、CD-ROM等可移動介質(zhì)、內(nèi)置于計算機系統(tǒng)的硬盤等存儲裝置。此外，所謂“計算機可讀取的存儲介質(zhì)”，還包含像在經(jīng)由因特網(wǎng)等網(wǎng)絡(luò)或電話線路等通信線路發(fā)送程序的情況下的通信線這樣、在短時間內(nèi)動態(tài)地保持程序的裝置，或者像在該情況下的作為服務(wù)器或客戶機的計算機系統(tǒng)內(nèi)部的易失性存儲器這樣、在一定時間保持程序的裝置。此外，上述程序可以是用于實現(xiàn)上述功能的一部分的程序，也可以是能夠通過與計算機系統(tǒng)中已經(jīng)存儲的程序的組合來實現(xiàn)上述功能的程序。

上面，參照附圖詳細(xì)描述了該發(fā)明的實施例，但具體的結(jié)構(gòu)并不限定于該實施例，在不脫離該發(fā)明的主題的范圍內(nèi)的設(shè)計等也包含在專利請求的范圍中。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明可適用于能夠減少解調(diào)從發(fā)送機接收的信號時的運算量的接收機以及接收方法等。
權(quán)利要求
1、一種接收機，其特征在于包括
塊分割設(shè)定部，基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值；
副本信號生成部，基于接收信號生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號；
延遲波除去部，使用由所述塊分割設(shè)定部設(shè)定的所述塊分割設(shè)定值和所述副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波；
合成部，合成所述延遲波除去部對每個指定時間帶除去延遲波后的信號；以及
判斷部，對所述合成部合成的信號進行判斷。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部基于各延遲波群的起點和終點進行集群化，基于所述集群，設(shè)定所述塊分割設(shè)定值。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部將功率、路徑數(shù)、時間中的任一個小于指定值的集群從塊中除去。
4、根據(jù)權(quán)利要求2所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部將功率、路徑數(shù)、時間中的任一個小于指定值的集群作為與其他集群相同的塊來使用。
5、根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部基于指定功率設(shè)定延遲波群的起點和終點。
6、根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部基于信道沖激響應(yīng)估計值的極值設(shè)定延遲波群的起點和終點。
7、根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部基于信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度或斜率設(shè)定延遲波群的起點和終點。
8、根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收機，其特征在于
所述塊分割設(shè)定部綜合使用指定功率、信道沖激響應(yīng)估計值的極值、信道沖激響應(yīng)估計值的切線角度或斜率來設(shè)定延遲波群的起點和終點。
9、一種接收方法，其特征在于執(zhí)行
塊分割設(shè)定步驟，基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值；
副本信號生成步驟，基于接收信號生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號；
延遲波除去步驟，使用由所述塊分割設(shè)定步驟設(shè)定的所述塊分割設(shè)定值和所述副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波；
合成步驟，合成所述延遲波除去步驟對每個指定時間帶除去延遲波后的信號；以及
判斷步驟，對所述合成步驟合成的信號進行判斷。
全文摘要
本發(fā)明的接收機包括塊分割設(shè)定部，基于到來的延遲波群設(shè)定塊分割設(shè)定值；副本信號生成部，基于接收信號生成作為發(fā)送信號的副本的副本信號；延遲波除去部，使用由塊分割設(shè)定部設(shè)定的塊分割設(shè)定值和副本信號，從接收信號中對每個指定時間帶除去延遲波；合成部，合成延遲波除去部對每個指定時間帶除去延遲波后的信號；以及判斷部，對合成部合成的信號進行判斷。
文檔編號H04B1/707GK101689954SQ200880021559
公開日2010年3月31日 申請日期2008年6月25日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月26日
發(fā)明者示澤壽之, 吉本貴司, 山田良太 申請人:夏普株式會社