專利名稱：Ofdm同步導(dǎo)頻發(fā)送方法及系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線蜂窩系統(tǒng)中的信息傳輸領(lǐng)域，特別涉及無線蜂窩系統(tǒng)的導(dǎo)頻設(shè)置和頻偏估計(jì)的方法及系統(tǒng)。

背景技術(shù)：
OFDM(正交頻分復(fù)用)技術(shù)實(shí)際上是MCM(Multi-CarrierModulation，多載波調(diào)制)的一種。其主要思想是，將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。正交信號(hào)可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾(ICI)。每個(gè)子信道上的信號(hào)帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個(gè)子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號(hào)間干擾。而且由于每個(gè)子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對(duì)容易。但是OFDM系統(tǒng)又是對(duì)頻率偏移非常的敏感，較小的頻率偏移就會(huì)引起比較嚴(yán)重的碼間干擾，從而影響系統(tǒng)性能，所以，頻偏估計(jì)方法的設(shè)計(jì)是OFDM系統(tǒng)的一項(xiàng)關(guān)鍵工作。
正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)是當(dāng)前產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界關(guān)注的熱點(diǎn)問題，已經(jīng)有許多的無線通信系統(tǒng)是基于MIMO-OFDM的，如IEEE802.16e，IEEE802.11n等，CMMB，并且MIMO-OFDM極有可能在下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中占據(jù)主導(dǎo)地位。
采用MIMO-OFDM的一個(gè)主要原因在于MIMO-OFDM系統(tǒng)能夠提供寬帶無線接入的能力，而在寬帶接入中，設(shè)計(jì)有效且資源需求少的前導(dǎo)序列是非常具有挑戰(zhàn)性的問題。
這里采用的系統(tǒng)是OFDM的系統(tǒng)，它的符號(hào)結(jié)構(gòu)如圖6所示，包括601循環(huán)前綴和OFDM符號(hào)，OFDM符號(hào)后面的部分602與前面的循環(huán)601前綴是一樣的。
經(jīng)典的OFDM系統(tǒng)中時(shí)頻同步算法總結(jié)如下應(yīng)用前導(dǎo)序列，和OFDM符號(hào)的相關(guān)可以估計(jì)時(shí)間和頻率偏移。
在幀到達(dá)后，首先通過對(duì)時(shí)域上的前導(dǎo)序列，和OFDM符號(hào)的相關(guān)得到符號(hào)時(shí)間同步及1/2個(gè)子載波內(nèi)的頻偏估計(jì)，然后通過付氏變換，用頻域上的導(dǎo)頻序列進(jìn)行匹配得到整數(shù)倍子載波間隔頻偏(簡(jiǎn)稱整數(shù)頻偏)估計(jì)。
目前，頻偏估計(jì)首先利用循環(huán)前綴與OFDM的相關(guān)，估計(jì)出小數(shù)倍頻偏，然后再通過付氏變換，在頻域通過相關(guān)來估計(jì)出整數(shù)倍頻偏，如圖5所示。
用于頻偏估計(jì)的導(dǎo)頻放置每個(gè)OFDM的符號(hào)長(zhǎng)度為N點(diǎn)的取樣值，然后把后面的L點(diǎn)在OFDM符號(hào)的前面進(jìn)行重復(fù)，L≤N，如圖4所示。其中，N是每個(gè)OFDM符號(hào)的取樣點(diǎn)數(shù)，L是循環(huán)前綴的取樣點(diǎn)數(shù)。
頻率偏移估計(jì)

是通過對(duì)OFDM符號(hào)及其循環(huán)前綴之間的相關(guān)計(jì)算而得到的。它的函數(shù)計(jì)算方法如下 其中，γ是通過基帶接收信號(hào)的cp中的取樣值與在OFDM符號(hào)中相應(yīng)的取樣值之間的相關(guān)值得到的 其中，r(k)是基帶接收信號(hào)的第k個(gè)取樣值，N是進(jìn)行相關(guān)計(jì)算的信號(hào)取樣之間的時(shí)間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號(hào)進(jìn)行FFT運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)，L是相關(guān)運(yùn)算窗口的長(zhǎng)度，在這里正好等于OFDM符號(hào)循環(huán)前綴CP的長(zhǎng)度。其原理如圖3所示。
現(xiàn)有的頻率偏移估計(jì)方法中，是根據(jù)OFDM符號(hào)及其循環(huán)前綴之間的相關(guān)計(jì)算進(jìn)行的，頻率偏移估計(jì)的范圍有限，是1/2個(gè)子載波的寬度，而OFDM系統(tǒng)的頻率偏移經(jīng)常會(huì)大于1/2個(gè)子載波的寬度。這就需要額外的采用整數(shù)倍頻偏的估計(jì)方法進(jìn)行估計(jì)。
需要改善的就是在通過改變導(dǎo)頻放置的特點(diǎn)，加大頻率偏移估計(jì)的范圍，在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度增加非常小的情況下，頻率估計(jì)的范圍變的滿足要求。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種頻率偏移估計(jì)方法和系統(tǒng)。
按照本發(fā)明的一方面，一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在發(fā)射端， 導(dǎo)頻序列生成模塊，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號(hào)，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件 m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)； 付氏變換模塊，將信號(hào)從頻域變換到時(shí)域。
按照本發(fā)明的另一方面，一種OFDM同步導(dǎo)頻接收系統(tǒng)，包括在接收端， 時(shí)間同步模塊，進(jìn)行時(shí)間偏差估計(jì)； 相關(guān)運(yùn)算模塊，將用于同步的序列的兩個(gè)部分按照相應(yīng)的順序進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算； 小數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊，對(duì)小于半個(gè)子載波的頻偏進(jìn)行估計(jì)； 整數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊，對(duì)子載波倍數(shù)的頻率偏移進(jìn)行估計(jì)； 反付氏變換模塊，將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域； 數(shù)據(jù)解調(diào)模塊，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
本發(fā)明可以不用進(jìn)行反付氏變換，就可以估計(jì)整數(shù)倍頻率偏移，使實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度大大減小。



圖1是改進(jìn)導(dǎo)頻設(shè)置的頻偏估計(jì)的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖2是改進(jìn)導(dǎo)頻序列的結(jié)構(gòu)圖； 圖3是小數(shù)倍頻偏估計(jì)的原理圖； 圖4是現(xiàn)在的改進(jìn)導(dǎo)頻序列的結(jié)構(gòu)圖； 圖5是現(xiàn)在的導(dǎo)頻設(shè)置的頻偏估計(jì)的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖； 圖6是OFDM系統(tǒng)的符號(hào)結(jié)構(gòu)組成。

具體實(shí)施例方式 本發(fā)明的頻率偏移估計(jì)方法如圖1所示，在發(fā)射端，包括如下步驟 兩個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)，長(zhǎng)度相同，傳送2N個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)，或者是一個(gè)同步符號(hào)，分成兩個(gè)部分； 發(fā)送的導(dǎo)頻序列滿足下面的條件 m(n)＝m(N+n)或 m(n)＝m(2N-n) 1≤n≤N-1 其中，m(n)是第n點(diǎn)取樣的符號(hào)值，N是數(shù)據(jù)符號(hào)長(zhǎng)度。
發(fā)射端的導(dǎo)頻序列設(shè)計(jì)如圖2所示。
本發(fā)明的頻率偏移估計(jì)方法如圖1所示，在接收端，接收信號(hào)為 r(n)＝m(n)*ej2πεn/2N 其中，r(n)是基帶接收信號(hào)的第n個(gè)取樣值，m(n)是發(fā)送的信號(hào)，ε是頻偏值，N是進(jìn)行相關(guān)計(jì)算的信號(hào)取樣之間的時(shí)間間隔數(shù)，頻率偏移估計(jì)是通過對(duì)導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行如下計(jì)算而得到的。它的函數(shù)計(jì)算方法如下，即選擇適當(dāng)?shù)念l偏值使下面這個(gè)函數(shù)的值最大的頻率值即是估計(jì)出來的頻率偏移值 其中， 而α(n)＝r(n)*r*(2N-n) 其中，α(n)是通過基帶接收信號(hào)前后兩部分的取樣值相乘得到的。
將上面公式進(jìn)行簡(jiǎn)化，得到
我們知道，當(dāng)頻偏的估計(jì)值

時(shí)，

的值最大，即在f的范圍是1/2個(gè)子載波時(shí)，頻偏的估計(jì)范圍是N/2個(gè)子載波。其中，r(k)是基帶接收信號(hào)的第k個(gè)取樣值，N是進(jìn)行相關(guān)計(jì)算的信號(hào)取樣之間的時(shí)間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號(hào)進(jìn)行FFT運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)。
在實(shí)際實(shí)施過程中，我們可以令

的倍數(shù)進(jìn)行遞增，直到達(dá)到頻偏估計(jì)的范圍為止。
本發(fā)明提供一種在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度非常小的情況下，使信道估計(jì)的精度提高的一種導(dǎo)頻設(shè)置系統(tǒng)。系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示。包括 導(dǎo)頻序列生成模塊(101)，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號(hào)； 付氏變換模塊(102)，將信號(hào)從頻域變換到時(shí)域； 在接收端， 時(shí)間同步模塊(103)，進(jìn)行時(shí)間偏差估計(jì)； 相關(guān)運(yùn)算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個(gè)部分按照相應(yīng)的順序進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。
小數(shù)倍頻偏估計(jì)(105)，對(duì)小于半個(gè)子載波的頻偏進(jìn)行估計(jì)； 整數(shù)倍頻偏估計(jì)(107)，對(duì)子載波倍數(shù)的頻率偏移進(jìn)行估計(jì)； 反付氏變換模塊(108)，將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域； 數(shù)據(jù)解調(diào)(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
實(shí)施例 本實(shí)施例采用了兩個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)，長(zhǎng)度相同，傳送4096個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)，分成兩個(gè)部分。發(fā)送的導(dǎo)頻序列滿足下面的條件 m(n)＝m(N+n)或 m(n)＝m(2N-n) 1≤n≤N-1 在接收端，包括如下步驟，其中，接收信號(hào)為 r(n)＝m(n)*ej2πεn/2N 其中，r(n)是基帶接收信號(hào)的第n個(gè)取樣值，m(n)是發(fā)送的信號(hào)，ε是頻偏值，N是進(jìn)行相關(guān)計(jì)算的信號(hào)取樣之間的時(shí)間間隔數(shù)，頻率偏移估計(jì)是通過對(duì)導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行如下計(jì)算而得到的。它的函數(shù)計(jì)算方法如下，即選擇適當(dāng)?shù)念l偏值使下面這個(gè)函數(shù)的值最大的頻率值即是估計(jì)出來的頻率偏移值 其中， 而α(n)＝r(n)*r*(2N-n) 其中，α(n)是通過基帶接收信號(hào)前后兩部分的取樣值相乘得到的。
將上面公式進(jìn)行簡(jiǎn)化，得到
則在f＝ε/N時(shí)，

的值最大，即在f的范圍是1/2個(gè)子載波時(shí)，頻偏的估計(jì)范圍是N/2個(gè)子載波。每個(gè)子載波的寬度是39.0625kHz，總的帶寬是8M.這樣頻偏估計(jì)的最大值是1MHz。
其中，r(k)是基帶接收信號(hào)的第k個(gè)取樣值，N是進(jìn)行相關(guān)計(jì)算的信號(hào)取樣之間的時(shí)間間隔數(shù)，正好等于OFDM符號(hào)進(jìn)行FFT運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)。
改進(jìn)的導(dǎo)頻設(shè)置，以及改進(jìn)的頻偏估計(jì)方法使OFDM系統(tǒng)的頻偏估計(jì)的范圍增大N/4倍。
權(quán)利要求
1.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在發(fā)射端，
導(dǎo)頻序列生成模塊(101)，用來產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號(hào)，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件
m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)；
付氏變換模塊(102)，將信號(hào)從頻域變換到時(shí)域。
2.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在接收端，
時(shí)間同步模塊(103)，進(jìn)行時(shí)間偏差估計(jì)；
相關(guān)運(yùn)算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個(gè)部分按照相應(yīng)的順序進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；
小數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(105)，對(duì)小于半個(gè)子載波的頻偏進(jìn)行估計(jì)；
整數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(107)，對(duì)子載波倍數(shù)的頻率偏移進(jìn)行估計(jì)；
反付氏變換模塊(108)，將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域；
數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
3.按權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)為OFDM無線通信系統(tǒng)。
4.按權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其特征在于所述系統(tǒng)為包含循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng)。
5.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送方法，包括在發(fā)射端，
由導(dǎo)頻序列生成模塊(101)產(chǎn)生導(dǎo)頻序列信號(hào)，其中導(dǎo)頻序列滿足如下的條件
m(n)＝m(N+n)或m(n)＝m(2N-n)；
由付氏變換模塊(102)將信號(hào)從頻域變換到時(shí)域。
6.一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送方法，包括在接收端，
由時(shí)間同步模塊(103)進(jìn)行時(shí)間偏差估計(jì)；
由相關(guān)運(yùn)算模塊(104)將用于同步的序列的兩個(gè)部分按照相應(yīng)的順序進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；
由小數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(105)對(duì)小于半個(gè)子載波的頻偏進(jìn)行估計(jì)；
由整數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(107)對(duì)子載波倍數(shù)的頻率偏移進(jìn)行估計(jì)；
由反付氏變換模塊(108)將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域；
由數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。
7.按權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述導(dǎo)頻符號(hào)為兩個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)。
8.按權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于所述兩個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)的長(zhǎng)度相同。
9.按權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述導(dǎo)頻符號(hào)為一個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)。
10.按權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于所述一個(gè)連續(xù)的同步符號(hào)分為兩部分。
全文摘要
一種OFDM同步導(dǎo)頻發(fā)送系統(tǒng)，包括在接收端，時(shí)間同步模塊(103)，進(jìn)行時(shí)間偏差估計(jì)；相關(guān)運(yùn)算模塊(104)，將用于同步的序列的兩個(gè)部分按照相應(yīng)的順序進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；小數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(105)，對(duì)小于半個(gè)子載波的頻偏進(jìn)行估計(jì)；整數(shù)倍頻偏估計(jì)模塊(107)，對(duì)子載波倍數(shù)的頻率偏移進(jìn)行估計(jì)；反付氏變換模塊(108)，將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域；數(shù)據(jù)解調(diào)模塊(109)，將傳輸?shù)臄?shù)據(jù)解調(diào)出來。本發(fā)明可以不用進(jìn)行反付氏變換，就可以估計(jì)整數(shù)倍頻率偏移，使實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度大大減小。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101764775SQ20081018493
公開日2010年6月30日 申請(qǐng)日期2008年12月23日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月23日
發(fā)明者付景興 申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社, 北京三星通信技術(shù)研究有限公司