專利名稱：移動通信系統(tǒng)中進(jìn)行載波頻率偏移校正的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種移動通信系統(tǒng)，尤其涉及一種在接收端進(jìn)行載波頻率偏移校正的方法和裝置。

背景技術(shù)：
第四代移動通信系統(tǒng)計劃以正交頻分復(fù)用(OFDM)為核心技術(shù)提供增值服務(wù)，它在寬帶領(lǐng)域的應(yīng)用具有很大的潛力?，F(xiàn)有的OFDM系統(tǒng)的子信道頻譜相互覆蓋，因此對子信道的正交性提出了嚴(yán)格的要求。頻率偏差可能會使得OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導(dǎo)致子信道間的信號相互干擾。數(shù)字定時和其他同步算法適用于小頻差的情況，僅僅1％的頻偏就會造成信噪比下降30dB。然而無線信道存在時變性，例如多普勒頻移，或者接收機(jī)振蕩器的頻率不穩(wěn)定，都可能會給系統(tǒng)帶來一個定量的頻率偏移。所以頻率偏移在OFDM系統(tǒng)設(shè)計中是一個影響性能的重要問題。因此，為了避免子載波間的相互干擾(ICI)，OFDM系統(tǒng)必須將載波頻偏的方差保持在10-6以下。
現(xiàn)有技術(shù)中一種典型的載波頻率偏移校正的方法為了保證較大的捕獲范圍和優(yōu)化跟蹤性能，以子載波間隔為單位，將載波頻偏分為整數(shù)部分和小數(shù)部分。先在時域內(nèi)進(jìn)行小數(shù)部分粗估計，獲取小數(shù)部分的估計值，將頻偏調(diào)整至子載波間隔的整數(shù)倍。然后在頻域內(nèi)進(jìn)行整數(shù)部分的估計，獲取殘余的整數(shù)部分的估計值，再利用整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計值進(jìn)行頻偏校正。這種算法可以提供較好的估計結(jié)果，但是同步時間較長。
另一種現(xiàn)有的在時域進(jìn)行載波頻率偏移校正的方法，在時域的信號幀中加入由PN序列循環(huán)擴(kuò)展的導(dǎo)頻。通過導(dǎo)頻信號與其自身的重復(fù)樣本進(jìn)行多次不同深度的延遲相關(guān)，推導(dǎo)出載波頻偏估計值，再通過其進(jìn)行載波頻偏校正。這種算法計算復(fù)雜度小，頻率捕獲時間短，但是缺點(diǎn)在于該技術(shù)方案可以適用于頻率偏移絕對值較小的情況并且精度較低。
因此，需要一種新的進(jìn)行載波頻率偏移校正的方法，亦同時滿足頻率捕獲時間短，適用頻率范圍廣且估算精度較高的要求，以提高系統(tǒng)的性能。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是解決現(xiàn)有技術(shù)中的上述問題，提供一種計算復(fù)雜度小，捕獲時間快，可適用于有較大絕對值的頻率偏移的系統(tǒng)，并且具有較高精度的載波頻偏校正方法和裝置，以提高整個系統(tǒng)性能。
根據(jù)本發(fā)明的第一個方面，提供了一種在無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對包含時域?qū)ьl的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正的方法，其中，包括以下步驟利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算所述載波頻偏中的相位頻偏；利用所述相位頻偏對所述接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列；利用對所述經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列來確定所述載波頻偏的周期頻偏。
根據(jù)本發(fā)明的第二個方面，還提供了一種在移動通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對含有時域?qū)ьl的數(shù)字信號的載波頻偏進(jìn)行載波頻偏校正的的頻偏估計裝置，該頻偏估計裝置包括相位頻偏估算裝置，用于利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算所述載波頻偏中的相位頻偏；相位頻偏校正裝置，用于利用所述相位頻偏對所述接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列；周期頻偏確定裝置，用于利用所述經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列來確定所述載波頻偏的周期頻偏。
采用本發(fā)明提供的方法及相應(yīng)裝置，可以解決上文提到的現(xiàn)有技術(shù)的問題，在不增加系統(tǒng)復(fù)雜度的情況下提供了一種適用于較寬載波頻偏的校正范圍并且具有較高精度的頻率校正的方法。



通過閱讀參照以下附圖所作的對非限制性實(shí)施例所作的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點(diǎn)將會變得更明顯 圖1為無線通信系統(tǒng)的示意圖； 圖2為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的TDS-OFDM系統(tǒng)的接收機(jī)的總體結(jié)構(gòu)圖； 圖3為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的信號幀結(jié)構(gòu)示意圖； 圖4(a)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的根據(jù)相同樣本子序列確定間隔值的示意圖； 圖4(b)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的利用同一信號幀的導(dǎo)頻序列中的相同樣本子序列確定間隔值的示意圖； 圖4(c)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
利用不同信號幀的導(dǎo)頻序列中的相同樣本子序列確定間隔值的示意圖； 圖5為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的對含有時域?qū)ьl的數(shù)字信號的載波頻偏進(jìn)行估計的方法流程圖； 圖6為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的獲取相位頻偏的方法流程圖； 圖7(a)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的共軛相乘序列幅度特性的仿真圖； 圖7(b)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的共軛相乘序列相位特性的仿真圖。
圖8(a)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的加權(quán)相關(guān)序列幅度特性的仿真圖； 圖8(b)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的加權(quán)相關(guān)序列相位特性的仿真圖； 圖9(a)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的以方窗為加權(quán)平均窗口函數(shù)的示意圖； 圖9(b)為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的以指數(shù)窗為加權(quán)平均窗口函數(shù)的示意圖； 圖10為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的去除相位頻偏的裝置示意圖； 圖11(a)為混頻頻率與周期頻率相同時混頻相關(guān)序列幅值的仿真圖； 圖11(b)為混頻頻率與周期頻率不同時混頻相關(guān)序列幅值的仿真圖； 圖12為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
獲取周期頻偏的方法流程圖； 圖13為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
的對含有時域?qū)ьl的數(shù)字信號的載波頻偏進(jìn)行校正的頻偏校正裝置的框圖； 圖14為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
的相位頻偏估算裝置的裝置框圖； 圖15(a)為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
的周期頻偏確定裝置的裝置框圖； 圖15(b)為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
的周期頻偏確定裝置的裝置框圖； 其中，相同或相似的附圖標(biāo)記表示相同或相似的步驟/裝置。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)描述。本發(fā)明適用于在TDS-OFDM、8VSB等多種系統(tǒng)中，對包含時域?qū)ьl的信號序列進(jìn)行載波頻偏的估計和校正。為幫助理解，首先以TDS-OFDM系統(tǒng)為例，就本發(fā)明相關(guān)的應(yīng)用場景做簡單舉例介紹。
圖1為無線通信系統(tǒng)的示意圖。數(shù)字通信系統(tǒng)的發(fā)送端包含有信源、信源編碼、信道編碼和數(shù)字調(diào)制器，用于對信源產(chǎn)生的信號進(jìn)行編碼、調(diào)制，生成適合于無線信道傳輸?shù)陌l(fā)送信號序列s(n)，并向發(fā)送端發(fā)送。由于無線信道中存在噪聲、多徑衰落等干擾因素的影響，發(fā)送信號序列s(n)在無線信道傳輸中，其頻率和相位產(chǎn)生偏移和失真，使得接收信號序列r(n)不等同于發(fā)送信號序列s(n)。在數(shù)字通信系統(tǒng)的接收端有相應(yīng)的四個模塊，用于接收該接收信號序列r(n)，并對r(n)進(jìn)行解調(diào)和解碼，還原原始信號。
圖2為根據(jù)TDS-OFDM系統(tǒng)的接收機(jī)的總體結(jié)構(gòu)圖。首先，模擬前端a即高頻頭將接收的RF(射頻)信號放大，完成頻道選擇，并將選擇的信號從RF頻段變換為中頻信號。模數(shù)轉(zhuǎn)換裝置b以固定的時鐘頻率直接采樣所述中頻信號以生成數(shù)字信號。該數(shù)字信號經(jīng)過解復(fù)用裝置c后被解復(fù)用成經(jīng)解復(fù)用的采樣數(shù)據(jù)(在具體實(shí)施方式
中，將該經(jīng)解復(fù)用的采樣數(shù)據(jù)稱為接收信號序列r(n))。由于接收機(jī)振蕩器的頻率不穩(wěn)定和多普勒效應(yīng)，系統(tǒng)載波中會存在一個定量的頻率偏移，所以需要進(jìn)行載波頻偏估計。
頻偏估計裝置d對系統(tǒng)載波頻率偏移給出估計值Δf，并生成頻率為-Δf的混頻信號。頻率為-Δf的混頻信號和經(jīng)解復(fù)用的采樣數(shù)據(jù)被輸入乘法器以對載波頻率偏移進(jìn)行校正。
時間偏移估計裝置e、符號定時恢復(fù)裝置f和升余弦滾降濾波器g三個部分形成了定時恢復(fù)環(huán)路，用于獲得采樣頻偏信息，得到發(fā)送信號的正確采樣值。導(dǎo)頻信號分離裝置h用于正確分離時域?qū)ьl信號和數(shù)據(jù)信號。DFT(離散傅立葉變換)裝置i在假定正確的定時同步情況下，通過將校正后的時域復(fù)采樣點(diǎn)進(jìn)行DFT完成解調(diào)。
相位噪聲估計裝置j從DFT后的解調(diào)信號中獲取頻域基帶信號并將其轉(zhuǎn)化成時域相位噪聲估計，并使用得到的時域相位噪聲估計對DFT以前的數(shù)據(jù)進(jìn)行相位補(bǔ)償。
信道估計裝置k和信道均衡裝置1，用來估計信道并完成均衡，消除傳輸信道的非理想效應(yīng)。以上操作完成后，信道均衡裝置1輸出的信號經(jīng)過軟判決解映射裝置m即可輸出。
由于無線信道存在較大干擾，載波頻率偏差通常在幾十KHz至幾百KHz范圍，因此不能像有線信道一樣僅僅通過一個簡單的鎖相環(huán)進(jìn)行載波頻率偏移的鎖定。無線信道系統(tǒng)一般先通過頻偏估計裝置d基于一定的載波頻偏估計算法獲取一個頻偏估計值，將載波頻偏糾正到一定的小范圍內(nèi)，再進(jìn)行頻率跟蹤。其中，乘法器實(shí)現(xiàn)的功能就是基于頻偏估計裝置d生成的估計值Δf對系統(tǒng)頻率偏移進(jìn)行校正，這個校正操作可以理解為將解復(fù)用的采樣數(shù)據(jù)在時域乘上

，即一個帶有遞增相位的復(fù)指數(shù)，其中相位增加量為2πΔfnTs，變量n為采樣點(diǎn)序號，Δf為系統(tǒng)的載波頻偏估計值，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期。
圖2所示接收機(jī)總體結(jié)構(gòu)圖中除頻偏估計裝置d以外的其它模塊不是本發(fā)明技術(shù)方案的重點(diǎn)所在，此處不再一一展開說明。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠理解圖2是對本發(fā)明所提供的進(jìn)行載波頻率偏移估計的方法和裝置的使用場景進(jìn)行舉例說明，但本發(fā)明所提供的技術(shù)方案的適用范圍并不僅限于多載波系統(tǒng)，對于以8-VSB為例的單載波系統(tǒng)同樣適用?？傊瑘D2所示情形應(yīng)該不視為對本發(fā)明的保護(hù)范圍的限定。
以下就本發(fā)明的第一個方面進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的包含時域?qū)ьl的信號幀結(jié)構(gòu)示意圖。在本實(shí)施例中，接收信號序列r(n)包括多個信號幀，如圖3所示，其中每個信號幀包括時域?qū)ьl部分(GARD(i))和數(shù)據(jù)塊部分(DATA(i))。每個信號幀的時域?qū)ьl部分(GARD(i))是一段長度為Ng的時域序列，該序列由一個或多個長度為L的序列SYNCM(i)構(gòu)成，其中i為信號幀幀號，M為周期號，且該序列是與發(fā)送端約定好的已知序列。每個信號幀的數(shù)據(jù)塊部分(DATA(i))由一個或多個采用單載波或多載波調(diào)制的小數(shù)據(jù)塊通過復(fù)用構(gòu)成，長度為N。每個信號幀的總長度為Ntital＝N+Ng。
假設(shè)發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列以s(n)表示，以一倍采樣率Ts采樣到的接收信號序列以r(n)表示。則在加性高斯白噪聲)信道(AGWN)下，接收信號序列(即上文中經(jīng)解復(fù)用得到的信號)可以表示為其中f為當(dāng)前采樣點(diǎn)的頻率，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n的取值為整數(shù)，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，ω1(n)為噪聲信號。
利用時域?qū)ьl部分?jǐn)?shù)據(jù)的循環(huán)特性，樣本子序列在與延遲后的其自身的重復(fù)樣本進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時可以得到較大信號功率的相關(guān)結(jié)果。根據(jù)該相關(guān)特性，可以容易的從接收信號序列的相關(guān)序列中提取出重復(fù)樣本子序列的相關(guān)序列，且在該樣本子序列的相關(guān)序列中能找到一個峰值點(diǎn)，通過該峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位即可獲取載波頻率偏移的估計值。見Edfors.O，M.Sandell，J.J.van de Beek，et al，“On channelestimation in OFDM systems”，Proc.Of 45th IEEE VTC，pp.815-819，Jul.1995。
由于時域?qū)ьl部分?jǐn)?shù)據(jù)的循環(huán)特性，在接收信號序列的時域?qū)ьl序列中可以找到滿足預(yù)定條件(例如，滿足采樣點(diǎn)數(shù)目要求)的兩個相同的樣本子序列I和I’。假設(shè)，該兩個相同的樣本子序列之間的間隔值為D(具體D值的選取方法會在下文中進(jìn)行詳細(xì)說明)。將接收信號序列與其自身延遲D個采樣周期的延遲樣本序列進(jìn)行共軛相乘，得到的共軛相乘序列corr(n)可以由式(1)表示 其中，s(n)為發(fā)送端發(fā)送的發(fā)送信號序列，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為接收信號的數(shù)據(jù)采樣周期，ω(n)為加性高斯白噪聲，I為在時域?qū)ьl序列中所選取的相同的樣本子序列。
從式(1)可以看出，當(dāng)采樣點(diǎn)位于相同樣本子序列中時共軛相乘序列corr(n)中的每個采樣點(diǎn)具有相同的相位2πΔfDTs。
樣本子序列的間隔值D是基于時域?qū)ьl序列中的數(shù)據(jù)得到的。由于每個信號幀的時域?qū)ьl序列數(shù)據(jù)部分是相同的，即以圖3中所示信號幀為例，對于不同的信號幀i，GARD(i)的數(shù)據(jù)相同。因此一定可以在時域?qū)ьl序列中選取到至少兩個相同的樣本子序列，從而獲知該至少兩個相同的樣本子序列中的兩個相同的樣本子序列之間間隔的采樣周期Ts的數(shù)目作為間隔值D。
如圖4(a)所示。樣本子序列I和I’是兩個位于接收信號序列的時域?qū)ьl序列中的兩個相同序列。假設(shè)，選取I和I’為所述兩個相同的樣本子序列。則，圖4(a)中D所示即為該兩個相同的樣本子序列的間隔值。該兩個相同的樣本子序列I和I’可以位于同一個信號幀的導(dǎo)頻序列中，也可以位于不同信號幀的導(dǎo)頻序列中。每個樣本子序列的采樣點(diǎn)數(shù)目可以與序列SYNCM(i)中采樣點(diǎn)的數(shù)目相同，也可以不同。
優(yōu)選的，間隔值D的選取可以如圖4(b)或圖4(c)所示。圖4(b)所示為兩個相同的樣本子序列位于同一信號幀中的情形。如圖4(b)所示，假設(shè)在同一個信號幀的導(dǎo)頻序列GARD(i)中，存在數(shù)據(jù)相同的兩個子序列SYNCN(i)和SYNCM(i)，則可以選取SYNCN(i)和SYNCM(i)作為兩個相同的樣本子序列，并通過它們之間的相隔的采樣周期個數(shù)得到間隔值D。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，兩個樣本子序列SYNCN(i)和SYNCM(i)可以相鄰或者不相鄰，只要滿足完全相同且沒有重疊部分的子序列都可以被選取為樣本子序列。圖4(c)所示為兩個相同的樣本子序列位于不同的信號幀中的情形。如圖所示，GARD(i)和GARD(i+1)為相鄰的不同信號幀的導(dǎo)頻序列，其中，GARD(i)中的子序列SYNCM(i)和GARD(i+1)中的子序列SYNCM(i+1)數(shù)據(jù)相同，則可以選取子序列SYNCM(i)和SYNCM(i+1)作為兩個相同的樣本子序列，并通過它們之間的采樣點(diǎn)個數(shù)確定間隔值D。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，包含所述兩個相同的樣本子序列的兩個不同信號幀可以是相鄰信號幀，也可以是不相鄰的信號幀。所述相同的樣本子序列也可以選取時域?qū)ьl序列中周期性重復(fù)的信號序列SYNCM(i)的全部或部分。
通過窗函數(shù)從該共軛相乘序列corr(n)中可以提取出樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列其中，an為窗口函數(shù)對共軛相乘序列中對應(yīng)點(diǎn)所加的權(quán)重序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，m∈
，且m為整數(shù)。因此，當(dāng)采樣點(diǎn)位于相同樣本子序列中時，加權(quán)相關(guān)序列中的采樣點(diǎn)與共軛相乘序列corr(n)中的對應(yīng)點(diǎn)采樣點(diǎn)有相同的相位。如果能夠得到加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位2πΔfDTs，在已知兩個相同的樣本子序列的間隔值D和數(shù)據(jù)采樣周期Ts的情況下，即可以推出系統(tǒng)的載波頻偏。因此，加權(quán)相關(guān)序列y(n)中的峰值點(diǎn)所對應(yīng)的Δf就是待求的系統(tǒng)載波頻偏。
從上式(1)得出，系統(tǒng)中由載波頻偏引起的多余相位變化為

由于相位上增加2kπ的信號與原始信號相同，通過推導(dǎo)可以得出 (k＝...-2，-1，0，1，2，...為整數(shù))(2) 由上式(2)得到因此，可以將系統(tǒng)的載波頻率偏移分解為Δf′和

兩個部分。可以看出，

為對信號相位變化產(chǎn)生周期性影響的頻率偏移部分，以下將其表述為周期頻偏，其中，該頻率偏移部分的數(shù)值為

的K倍，其中，K為整數(shù)。Δf′為對信號相位變化產(chǎn)生非周期性影響的頻率偏移部分，以下將其表述為相位頻偏。
根據(jù)以上分析，本發(fā)明提出以下進(jìn)行載波頻偏校正的技術(shù)方案先利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算載波頻偏中的相位頻偏Δf′；利用該相位頻偏Δf′對接收信號序列進(jìn)行相位頻偏校正；利用校正后的接收信號序列確定系統(tǒng)載波頻偏和相位頻偏之間的偏差值，即周期頻偏 下面結(jié)合圖5對本發(fā)明的第一方面作進(jìn)一步詳細(xì)描述。
圖5為根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施方式的用于在圖2所示的接收機(jī)中對含有時域?qū)ьl的數(shù)字信號的載波頻偏進(jìn)行估計的方法流程圖。該方法起始于步驟S10 在步驟S10中，利用接收信號序列中的時域?qū)ьl序列來估算載波頻偏中的相位頻偏Δf′。需要注意，該估算是在時域范圍內(nèi)進(jìn)行。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，步驟S10中相位頻偏Δf′的估算可以通過將接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘并通過加權(quán)平均得到相位頻偏Δf′的方法實(shí)現(xiàn)。以下結(jié)合圖6對該步驟作具體說明。圖6為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的獲取相位頻偏的方法流程圖。
在步驟S100中，對接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘，以得到所述接收信號序列的共軛相乘序列。
根據(jù)相關(guān)函數(shù)的特性，只有樣本子序列與它的重復(fù)樣本進(jìn)行延遲相關(guān)運(yùn)算才可以得到四倍于信號功率的相關(guān)結(jié)果，在此集合之外的信號可以理解為均值為零的加性高斯白噪聲不具有相關(guān)性，相關(guān)結(jié)果功率僅為信號功率的兩倍，即 其中，I為樣本子序列，s(n)為發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列，D為兩個相同的樣本子序列之間間隔的采樣周期數(shù)目，

為信號功率，Var()為求方差運(yùn)算。對于間隔值D的確定方法上文中已經(jīng)提到，此處不再贅述。
如上文中提及，接收信號序列與與其自身延遲間隔值D的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘，得到的共軛相乘序列corr(n)可以由式(1)表示。由于周期頻偏

對共軛相乘序列的相位不產(chǎn)生影響，因此共軛相乘序列corr(n)可以表示為 其中，I為樣本子序列，s(n)為發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，ω(n)為加性高斯白噪聲。
從式(4)中同樣可以推導(dǎo)出，當(dāng)采樣點(diǎn)位于樣本子序列中時，共軛相乘序列corr(n)具有不變的相位。這一推導(dǎo)通過圖7可以得到進(jìn)一步的驗(yàn)證。圖7是在64QAM調(diào)制、每個信號幀的導(dǎo)頻信號序列中包含512個采樣點(diǎn)、白噪聲信號的條件下進(jìn)行仿真的。圖7(a)為共軛相乘序列幅度特性的仿真圖，圖7(b)為共軛相乘序列相位特性的仿真圖。在圖7(a)中，第512個采樣點(diǎn)之后的采樣點(diǎn)都可以視為加性高斯白噪聲。在圖7(b)中，第0-512個采樣點(diǎn)具有相同的相位。
在步驟S101和S102中，通過窗口函數(shù)獲取樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列，并根據(jù)加權(quán)相關(guān)序列的特定值確定相位頻偏。
在步驟S100中已經(jīng)證明當(dāng)采樣點(diǎn)位于樣本子序列中時，共軛相乘序列corr(n)具有不變的相位，因此經(jīng)過任意實(shí)系數(shù)加權(quán)求和后的加權(quán)相關(guān)序列在s(n)∈I時也具有相同的相位。該特性使得共軛相乘序列corr(n)的頻率信息能夠通過一個加權(quán)平均窗口函數(shù)提取。
在步驟S101中，獲取所述樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列。該加權(quán)相關(guān)序列y(n)可以利用加權(quán)平均窗口函數(shù)對共軛相乘序列corr(n)進(jìn)行加權(quán)窗函數(shù)運(yùn)算獲得。假設(shè)樣本子序列寬度為L，則所選用的加權(quán)平均窗口函數(shù)需要滿足在0≤n≤L的確定寬度范圍內(nèi)的窗口功率遠(yuǎn)大于該確定寬度范圍外的窗口功率。圖8(a)為在64QAM調(diào)制、每個信號幀的導(dǎo)頻信號序列中包含512個采樣點(diǎn)、白噪聲信號的條件下得到的加權(quán)相關(guān)序列y(n)的幅值特性的仿真圖。圖8(b)為在同樣條件下得到的加權(quán)相關(guān)序列y(n)的相位特性的仿真圖。如圖8(a)所示，該加權(quán)相關(guān)序列y(n)存在一個峰值點(diǎn)，而該峰值點(diǎn)對應(yīng)的頻率偏移相位位于圖8(b)中歸一化相位圖線的平滑區(qū)間中。
在步驟S102中，根據(jù)加權(quán)相關(guān)序列的第一特征值確定相位頻偏。
優(yōu)選的，可以將該加權(quán)相關(guān)序列在一個信號幀中的峰值點(diǎn)Λ(θ)作為第一特征值，并獲取該峰值點(diǎn)對應(yīng)的偏移相位作為相位頻偏Δf′，具體數(shù)值如式(4)和式(5)所示。
r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，win(n)為窗口函數(shù)，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間。
該峰值點(diǎn)周圍的鄰近點(diǎn)也可以作為第一特征值，并以該第一特征值對應(yīng)的頻率偏移作為相位頻偏。需要注意的是，選用非峰值點(diǎn)作為第一特征值可能降低相位頻偏估算的精度。
由式(5)中可以看出相位頻偏的范圍為即在本發(fā)明的技術(shù)方案中相位頻偏Δf′的捕獲范圍與間隔值D成反比。因此，為了增加系統(tǒng)載波頻偏的估計范圍，提高周期頻偏估計的精度，可以選擇接收信號序列中樣本子序列重復(fù)出現(xiàn)的最小間隔值作為間隔值D。
具體的，加權(quán)平均窗口函數(shù)存在多種選擇?？梢赃x用經(jīng)典的最大似然估計方法，采用如圖9(a)所示的寬度等于樣本子序列寬度的方窗，示為 其中，L為樣本子序列的寬度，n為整數(shù)，其表示加權(quán)相關(guān)序列中采樣點(diǎn)的時間變量。
在通過上述方窗函數(shù)處理獲得的加權(quán)相關(guān)序列y(n)中可以找到一個峰值點(diǎn)Λ(θ)，Λ(θ)的具體值如式(7)所示，該峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位即為相位頻偏Δf′，其具體值如式(8)所示 其中，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間，L為樣本子序列的寬度。
以方窗函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)的硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，在進(jìn)行寬度為L的求和時，需要L個寄存器和一個加法樹來實(shí)現(xiàn)，占用器件面積和系統(tǒng)功耗都比較大。相比來說，指數(shù)窗函數(shù)無需利用L個寄存器進(jìn)行延遲處理，占用較少的硬件資源。
如圖9(b)所示，可以選用指數(shù)窗口函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)，示為 win(n)＝λp (9) 其中，λ為根據(jù)樣本子序列寬度L選擇的衰減因子，0<λ<1，且p為正整數(shù)。
這種以指數(shù)窗口函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)得到的加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)幅值Λ(θ)和相位頻偏Δf′的值分別如式(9)和式(10)所示 其中，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間，λ為指數(shù)窗口函數(shù)的衰減因子。
指數(shù)窗口函數(shù)僅需要一次乘加來產(chǎn)生輸出，衰減因子λ的復(fù)乘運(yùn)算可以簡單地用右移來實(shí)現(xiàn)，降低了運(yùn)算的復(fù)雜度。采用指數(shù)函數(shù)或其它權(quán)重不為1的函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)時，可能會使加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)產(chǎn)生一定的漂移，只要該漂移值沒有超過一個會導(dǎo)致信道間干擾的上限，就不會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。如圖8(a)和8(b)所示，在使用圖9(b)所示的窗口函數(shù)時，相位頻偏Δf′在峰值點(diǎn)附近會出現(xiàn)一個平滑的區(qū)間，這一特性使得相位頻偏對峰值點(diǎn)的位置不敏感，從而保證了估計器的魯棒性。
本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠理解，在滿足在0≤n≤L(L為樣本子序列的寬度)的確定寬度范圍內(nèi)的窗口功率遠(yuǎn)大于該確定寬度范圍外的窗口功率的條件下，加權(quán)平均窗口函數(shù)可以選擇方窗或者指數(shù)窗以外的其它窗口函數(shù)，例如，正態(tài)窗函數(shù)。上文給出的加權(quán)平均窗口函數(shù)的示例不應(yīng)視為對本發(fā)明的保護(hù)范圍的限制。
在步驟S11中，基于步驟S10中得到的相位頻偏Δf′對接收信號序列進(jìn)行載波校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列。該載波校正過程是從接收信號序列中除去相位頻偏Δf′，使得生成的經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列的頻率偏移中只包含周期頻偏
該相位頻偏校正過程可以通過頻率合成的方法實(shí)現(xiàn)。如圖10所示，先將相位頻偏Δf′的值輸入直接頻率發(fā)生器，直接頻率發(fā)生器基于該相位頻偏Δf′生成頻率為-Δf′的混頻信號w1輸入頻率合成器(即圖10中的乘法器)。頻率合成器將接收信號序列r(n)和頻率為-Δf′的混頻信號w1進(jìn)行合成，輸出經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)。
在步驟S12中，在時域中對經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列通過相關(guān)處理進(jìn)行頻率偏差估計，以獲取載波頻偏中的周期頻偏。
基于上文的分析可以理解，系統(tǒng)的載波頻率偏移Δf可以分解為相位頻偏Δf′和周期頻偏

兩個部分。其中，相位頻偏Δf′部分已經(jīng)在步驟S11中通過相位頻偏校正從接收信號序列r(n)中去除。此后接收到的經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)中只含有

部分的載波頻率偏移。該

部分就是需要確定的周期頻偏。
從經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)的時域?qū)ьl序列中選取接收樣本序列SAMLR(n)。該接收樣本序列SAMLR(n)對應(yīng)的信號序列在接收端中預(yù)存，將其稱為預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)。將該接收樣本序列SAMLR(n)與頻率為Δfk的混頻信號

進(jìn)行混頻，將混頻后得到的經(jīng)混頻接收樣本序列SAMLM(n)與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)進(jìn)行相關(guān)，得到混頻相關(guān)序列Rk(n)。由于相同信號的相關(guān)度最高，當(dāng)混頻后得到的接收樣本序列SAMLM(n)和預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的頻率相同時，混頻相關(guān)序列Rk(n)中的幅值中存在一個峰值。圖11(a)和圖11(b)分別為混頻信號頻率和混頻信號頻率的混頻相關(guān)序列幅值的示意圖。從中可以清楚地看到當(dāng)混頻信號的頻率混頻相關(guān)序列幅值峰值較大。因此，系統(tǒng)載波頻偏和相位頻偏Δf′之間的偏差值為-Δfk。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，將接收樣本序列SAMLR(n)與頻率為Δfk的混頻信號進(jìn)行混頻的目的是從接收樣本序列SAMLS(n)消除載波頻率偏差值，再通過在混頻相關(guān)序列Rk(n)中尋找峰值的方法驗(yàn)證Δfk是否對應(yīng)正確的周期頻偏。因此，如果采用將發(fā)送樣本序列SAMLS(n)和混頻信號進(jìn)行混頻，再將混頻得到后的信號序列SAMLM′(n)與接收樣本序列SAMLR(n)進(jìn)行相關(guān)得到混頻相關(guān)序列R′k(n)，最后通過檢測混頻相關(guān)序列R′k(n)峰值是否最大來確定混頻信號

的頻率Δfk是否對應(yīng)正確的周期頻偏的技術(shù)方案一樣可以獲取周期頻偏

其具體過程不再贅 下面結(jié)合圖12對步驟S12的一種實(shí)施方式做進(jìn)一步詳細(xì)描述。圖12為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
獲取周期頻偏的方法流程圖。
在步驟S120中，從經(jīng)相位頻偏校正過的接收信號序列的時域?qū)ьl序列中提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列。
從發(fā)送端生成的時域?qū)ьl序列中，選取一段作為預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)在接收端預(yù)存，該預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)可以是一個信號幀時域?qū)ьl序列的部分或全部，具體選取方法由預(yù)先約定的序列選取規(guī)則決定。序列選取規(guī)則中所包含的條件應(yīng)該足夠充分，且能夠保證基于序列選取規(guī)則中的條件一定可以在經(jīng)相位頻偏校正過的接收信號序列的時域?qū)ьl序列中找到對應(yīng)的接收樣本序列SAMLR(n)。舉例來說，序列選取規(guī)則中可以包括預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)在信號幀中的起始點(diǎn)n0、預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的長度等信息。較長的預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)較準(zhǔn)確的周期頻偏估計結(jié)果。
從經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)的時域?qū)ьl序列中提取與該預(yù)存訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)的接收樣本序列SAMLR(n)。接收樣本序列SAMLR(n)與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)相同的序列選取規(guī)則，即相同的起始點(diǎn)，相同的序列長度等。假設(shè)，在序列選取規(guī)則中約定，預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的起始點(diǎn)為從信號幀起始點(diǎn)開始的第n0個采樣點(diǎn)，預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的長度為LR，且已知信號幀長度為Ntotal，時域序列的長度為Ng。則可以通過步驟S10中所述的方法對接收信號序列r(n)和經(jīng)過間隔值D延遲的自身重復(fù)樣本進(jìn)行共軛相乘，得到共軛相乘序列；通過加權(quán)平均窗口得到樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列，確定加權(quán)相關(guān)序列的絕對值峰值點(diǎn)作為接收樣本序列起始點(diǎn)的基準(zhǔn)。舉例來說，可以選取相鄰兩個信號幀的完整的時域?qū)ьl序列作為兩個樣本子序列，則該樣本子序列的寬度為Ng，間隔值D等于信號幀長度Ntotal。加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)出現(xiàn)在相對信號幀起始點(diǎn)的第Ng個采樣點(diǎn)。下一信號幀的起始點(diǎn)出現(xiàn)在該峰之點(diǎn)后的第Ntotal-Ng個采樣點(diǎn)，因此，接收樣本序列SAMLR(n)的起始點(diǎn)即為峰值點(diǎn)后的第Ntotal-Ng+n0個采樣點(diǎn)。結(jié)合接收樣本序列SAMLR(n)的長度信息，可以容易的獲取接收樣本子序列SAMLR(n)。
發(fā)送樣本序列SAMLS(n)和預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)之間具有如下關(guān)系發(fā)送端發(fā)送與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)相同的信號序列至接收端，接收端接收到含有頻率偏移的信號序列并從該信號序列的頻率中去除相位偏移Δf′，得到只含有

部分頻率偏移的接收樣本序列SAMLR(n)。
在步驟S121中，將接收樣本序列SAMLR(n)和多個具有不同混頻頻率的混頻信號分別進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列。
假設(shè)，多個混頻信號

的幅度相同，頻率為

其中，n為采樣點(diǎn)的時間變量，k的取值為整數(shù)。將集合

中的混頻信號逐一和接收樣本序列SAMLR(n)進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列組{SAMLMk(n)} 其中，D為間隔值，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期。
在步驟S122中，將預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)和多個經(jīng)混頻的接收樣本序列{SAMLMk(n)}分別進(jìn)行相關(guān)，得到多個混頻相關(guān)序列{Rk(n)}。
即，Rk(n)＝corr(SAMLS(n)，SAMLMk(n)) 其中，corr()表示相關(guān)運(yùn)算，k為整數(shù)，n為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間變量。
在步驟S123中，由多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值的混頻相關(guān)序列，并將該較大值對應(yīng)的的混頻頻率確定為所述周期頻偏。該較大值為混頻相關(guān)序列幅值相關(guān)參數(shù)的較大值，具體的，可以是幅值的絕對值、幅值實(shí)部、幅值虛部或幅值實(shí)部與虛部之和之一的較大值。
優(yōu)選的，可以選擇各個序列幅值絕對值的最大值，作為該序列的較大值，再將各序列的較大值中較大者對應(yīng)的混頻頻率確定為周期頻偏。具體地，從多個混頻相關(guān)序列{Rk(n)}中的各個序列分別選取最大值peak(k)，組成最大值組{peak(k)}。確定最大值組peak(k)的較大值，以及其對應(yīng)的混頻頻率作為周期頻偏。
各個混頻相關(guān)序列的最大值為peak(k)＝max{abs(Rk(n))} 找到peak(K)＝peakmax(k)，該K值所對應(yīng)的頻率分量

即為待求的周期頻偏。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，確定周期頻偏的核心在于通過數(shù)據(jù)相關(guān)性找到發(fā)送樣本序列和接收樣本序列的頻率間的偏差值。因此，可以對發(fā)送樣本序列進(jìn)行混頻，再與接收樣本序列進(jìn)行相關(guān)，得到多個混頻相關(guān)序列。通過確定多個混頻相關(guān)序列的較大值，以及其對應(yīng)的混頻頻率，可以得到周期頻偏。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，基于以上獲得的相位頻偏和周期頻偏可以容易的通過混頻等現(xiàn)有技術(shù)手段對系統(tǒng)的載波頻率偏移進(jìn)行校正。具體的，可以將相位頻偏和周期頻偏相加得到系統(tǒng)載波頻偏的估計值，從系統(tǒng)載波中去除該系統(tǒng)載波頻偏的估計值。也可以，從系統(tǒng)載波頻偏中先后逐一去除周期性頻偏和相位頻偏。本領(lǐng)域技術(shù)人員，以上兩種實(shí)施方法都可以達(dá)到從系統(tǒng)載波中去除載波頻偏的目的，而本發(fā)明的核心在于對相位頻偏和周期頻偏的求取，而不在于對已知頻偏進(jìn)行校正的過程。至此，完成對系統(tǒng)載波頻偏的校正。
以上，本實(shí)施例結(jié)合TDS-OFDM系統(tǒng)就本發(fā)明的第一方面進(jìn)行了詳述。應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的具體實(shí)施方式
并不僅限于TDS-OFDM系統(tǒng)，對于單載波傳輸系統(tǒng)同樣適用。
以ATSC8VSB系統(tǒng)為例，該系統(tǒng)中的每個信號幀包括相同的PN訓(xùn)練序列作為時域?qū)ьl序列，且所述PN訓(xùn)練序列處于每個信號幀的相同位置?？梢栽谛盘枎臅r域?qū)ьl序列中提取出相同的樣本子序列確定間隔值D，并基于該間隔值D對接收信號序列進(jìn)行相關(guān)最終實(shí)現(xiàn)載波頻偏校正。因此，本發(fā)明的技術(shù)方案對ATSC 8VSB同樣適用。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，本發(fā)明的核心思想在于只要數(shù)字信號中包含時域?qū)ьl，即可在時域?qū)ьl序列中確定相同的樣本子序列，繼而進(jìn)行載波頻偏估計。本發(fā)明適用于對所有包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正，而與無線通信系統(tǒng)所采用的具體的調(diào)制解調(diào)方式無關(guān)，本文中所給出的具體實(shí)施例不構(gòu)成對本發(fā)明保護(hù)范圍的限定。
以下就本發(fā)明的第二個方面進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的一個具體實(shí)施方式
的包含時域?qū)ьl的信號幀結(jié)構(gòu)示意圖。在本實(shí)施例中，接收信號序列r(n)包括多個信號幀，如圖3所示，其中每個信號幀都包括時域?qū)ьl部分(GARD(i))和數(shù)據(jù)塊部分(DATA(i))。每個信號幀的時域?qū)ьl部分(GARD(i))是一段長度為Ng的時域序列，該序列由一個或多個長度為L的序列SYNCM(i)構(gòu)成，其中i為信號幀幀號，M為周期號，且該序列是與發(fā)送端約定好的已知序列。每個信號幀的數(shù)據(jù)塊部分(DATA(i))由一個或多個采用單載波或多載波調(diào)制的小數(shù)據(jù)塊通過復(fù)用構(gòu)成，長度為N。每個信號幀的總長度為Ntital＝N+Ng。
假設(shè)發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列以s(n)表示，以一倍采樣率Ts采樣到的接收信號序列以r(n)表示。則在加性高斯白噪聲)信道(AGWN)下，接收信號序列(即上文中經(jīng)解復(fù)用得到的信號)可以表示為其中f為當(dāng)前采樣點(diǎn)的頻率，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n的取值為整數(shù)，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，ω1(n)為噪聲信號。
利用時域?qū)ьl部分?jǐn)?shù)據(jù)的循環(huán)特性，樣本子序列在與延遲后的其自身的重復(fù)樣本進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算時可以得到較大信號功率的相關(guān)結(jié)果。根據(jù)該相關(guān)特性，可以容易的從接收信號序列的相關(guān)序列中提取出重復(fù)樣本子序列的相關(guān)序列，且在該樣本子序列的相關(guān)序列中能找到一個峰值點(diǎn)，通過該峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位即可獲取載波頻率偏移的估計值。見Edfors.O，M.Sandell，J.J.van de Beek，et al，“On channelestimation in OFDM systems”，Proc.Of 45th IEEE VTC，pp.815-819，Jul.1995。
由于時域?qū)ьl部分?jǐn)?shù)據(jù)的循環(huán)特性，在接收信號序列的時域?qū)ьl序列中可以找到滿足預(yù)定條件(例如，滿足采樣點(diǎn)數(shù)目要求)的兩個相同的樣本子序列I和I’。假設(shè)，該兩個相同的樣本子序列之間的間隔值為D(具體D值的選取方法會在下文中進(jìn)行詳細(xì)說明)。將接收信號序列與其自身延遲D個采樣周期的延遲樣本序列進(jìn)行共軛相乘，得到的共軛相乘序列corr(n)可以由式(1)表示 其中，s(n)為發(fā)送端發(fā)送的發(fā)送信號序列，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為接收信號的數(shù)據(jù)采樣周期，ω(n)為加性高斯白噪聲，I為在時域?qū)ьl序列中所選取的相同的樣本子序列。
由式(1)可以看出，當(dāng)采樣點(diǎn)位于相同樣本子序列中時共軛相乘序列corr(n)中的每個采樣點(diǎn)具有相同的相位2πΔfDTs。
樣本子序列的間隔值D是基于時域?qū)ьl序列中的數(shù)據(jù)得到的。由于每個信號幀的時域?qū)ьl序列數(shù)據(jù)部分是相同的，即以圖3中所示信號幀為例，對于不同的信號幀i，GARD(i)的數(shù)據(jù)相同。因此一定可以在時域?qū)ьl序列中選取到至少兩個相同的樣本子序列，從而獲知該至少兩個相同的樣本子序列中的兩個相同的樣本子序列之間間隔的采樣周期Ts的數(shù)目作為間隔值D。
如圖4(a)所示。樣本子序列I和I’是兩個位于接收信號序列的時域?qū)ьl序列中的兩個相同序列。假設(shè)，選取I和I’為所述兩個相同的樣本子序列。則，圖4(a)中D所示即為該兩個相同的樣本子序列的間隔值。該兩個相同的樣本子序列I和I’可以位于同一個信號幀的導(dǎo)頻序列中，也可以位于不同信號幀的導(dǎo)頻序列中。每個樣本子序列的采樣點(diǎn)數(shù)目可以與序列SYNCM(i)中采樣點(diǎn)的數(shù)目相同，也可以不同。
優(yōu)選的，間隔值D的選取可以如圖4(b)或圖4(c)所示。圖4(b)所示為兩個相同的樣本子序列位于同一信號幀中的情形。如圖4(b)所示，假設(shè)在同一個信號幀的導(dǎo)頻序列GARD(i)中，存在數(shù)據(jù)相同的兩個子序列SYNCN(i)和SYNCM(i)，則可以選取SYNCN(i)和SYNCM(i)作為兩個相同的樣本子序列，并通過它們之間的相隔的采樣周期個數(shù)得到間隔值D。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，兩個樣本子序列SYNCN(i)和SYNCM(i)可以相鄰或者不相鄰，只要滿足完全相同且沒有重疊部分的子序列都可以被選取為樣本子序列。圖4(c)所示為兩個相同的樣本子序列位于不同的信號幀中的情形。如圖所示，GARD(i)和GARD(i+1)為相鄰的不同信號幀的導(dǎo)頻序列，其中，GARD(i)中的子序列SYNCM(i)和GARD(i+1)中的子序列SYNCM(i+1)數(shù)據(jù)相同，則可以選取子序列SYNCM(i)和SYNCM(i+1)作為兩個相同的樣本子序列，并通過它們之間的采樣點(diǎn)個數(shù)確定間隔值D。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，包含所述兩個相同的樣本子序列的兩個不同信號幀可以是相鄰信號幀，也可以是不相鄰的信號幀。所述相同的樣本子序列也可以選取時域?qū)ьl序列中周期性重復(fù)的信號序列SYNCM(i)的全部或部分。
通過窗函數(shù)從該共軛相乘序列corr(n)中可以提取出樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列其中，an為窗口函數(shù)對共軛相乘序列中對應(yīng)點(diǎn)所加的權(quán)重序列。因此，當(dāng)采樣點(diǎn)位于相同樣本子序列中時，加權(quán)相關(guān)序列中的采樣點(diǎn)與共軛相乘序列corr(n)中的對應(yīng)點(diǎn)采樣點(diǎn)有相同的相位。如果能夠得到加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位2πΔfDTs，在已知兩個相同的樣本子序列的間隔值D和數(shù)據(jù)采樣周期Ts的情況下，即可以推出系統(tǒng)的載波頻偏。因此，加權(quán)相關(guān)序列y(n)中的峰值點(diǎn)所對應(yīng)的Δf就是待求的系統(tǒng)載波頻偏。
從上式(1)得出，系統(tǒng)中由載波頻偏引起的多余相位變化為

，由于相位上增加2kπ的信號與原始信號相同，通過推導(dǎo)可以得出 (k＝...-2，-1，0，1，2，...為整數(shù))(2) 由上式(2)得到因此，可以將系統(tǒng)的載波頻率偏移分解為Δf′和

兩個部分。可以看出，

為對信號相位變化產(chǎn)生周期性影響的頻率偏移部分，以下將其表述為周期頻偏，其中，該頻率偏移部分的數(shù)值為

的K倍，其中，K為整數(shù)。

為對信號相位變化產(chǎn)生非周期性影響的頻率偏移部分，以下將其表述為相位頻偏。
根據(jù)以上分析，本發(fā)明提出以下進(jìn)行載波頻偏校正的技術(shù)方案先利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算載波頻偏中的相位頻偏Δf′；利用該相位頻偏Δf′對接收信號序列進(jìn)行相位頻偏校正；利用校正后的接收信號序列確定系統(tǒng)載波頻偏和相位頻偏之間的偏差值，即周期頻偏 下面結(jié)合圖13對本發(fā)明的第二方面的一個具體實(shí)施方式
作進(jìn)一步詳細(xì)描述。
圖13示出了在無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正的頻偏校正裝置1的裝置框圖，該頻偏校正裝置1包括相位頻偏估算裝置10、相位頻偏校正裝置11、周期頻偏確定裝置12和校正裝置13。
首先，相位頻偏估算裝置10利用接收信號序列中的時域?qū)ьl序列來估算載波頻偏中的相位頻偏Δf′。需要注意，該估算是在時域范圍內(nèi)進(jìn)行。
根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施方式，相位頻偏估算裝置10對相位頻偏Δf′的估算可以通過將接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘并通過加權(quán)平均得到相位頻偏Δf′的方法實(shí)現(xiàn)。以下結(jié)合圖14對相位頻偏估算裝置10作具體說明。圖14為根據(jù)本發(fā)明一個具體實(shí)施方式
的相位頻偏估算裝置的裝置框圖。該相位頻偏估算裝置10包括共軛相乘裝置100、加權(quán)相關(guān)裝置101和相位頻偏確定裝置102。
首先，共軛相乘裝置100用于對接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘，以得到所述接收信號序列的共軛相乘序列corr(n)。
根據(jù)相關(guān)函數(shù)的特性，只有樣本子序列與它的重復(fù)樣本進(jìn)行延遲相關(guān)運(yùn)算才可以得到四倍于信號功率的相關(guān)結(jié)果，在此集合之外的信號可以理解為均值為零的加性高斯白噪聲不具有相關(guān)性，相關(guān)結(jié)果功率僅為信號功率的兩倍，即 其中，I為樣本子序列，s(n)為發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列，D為兩個相同的樣本子序列之間間隔的采樣周期數(shù)目，

為信號功率，Var()為求方差運(yùn)算。對于間隔值D的確定方法上文中已經(jīng)提到，此處不再贅述。
如上文中提及，接收信號序列與與其自身延遲間隔值D的延遲樣本進(jìn)行共軛相乘，得到的共軛相乘序列corr(n)可以由式(1)表示。由于周期頻偏

寸共軛相乘序列的相位不產(chǎn)生影響，因此共軛相乘序列corr(n)可以表示為 其中，I為樣本子序列，s(n)為發(fā)送端發(fā)出的發(fā)送信號序列，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，ω(n)為加性高斯白噪聲。
從式(4)中同樣可以推導(dǎo)出，當(dāng)采樣點(diǎn)位于樣本子序列中時，共軛相乘序列corr(n)具有不變的相位。這一推導(dǎo)通過圖7可以得到進(jìn)一步的驗(yàn)證。圖7是在64QAM調(diào)制、每個信號幀的導(dǎo)頻信號序列中包含512個采樣點(diǎn)、白噪聲信號的條件下進(jìn)行仿真的。圖7(a)為共軛相乘序列幅度特性的仿真圖，圖7(b)為共軛相乘序列相位特性的仿真圖。在圖7(a)中，第512個采樣點(diǎn)之后的采樣點(diǎn)都可以視為加性高斯白噪聲。在圖7(b)中，第0-512個采樣點(diǎn)具有相同的相位。
共軛相乘裝置100生成接收信號序列的共軛相乘序列corr(n)，并將其傳送給加權(quán)相關(guān)裝置101。
上文中已經(jīng)證明當(dāng)采樣點(diǎn)位于樣本子序列中時，共軛相乘序列corr(n)具有不變的相位，因此經(jīng)過任意實(shí)系數(shù)加權(quán)求和后的加權(quán)相關(guān)序列在s(n)∈I時也具有相同的相位。該特性使得共軛相乘序列corr(n)的頻率信息能夠通過一個加權(quán)平均窗口函數(shù)提取。
接著，加權(quán)相關(guān)裝置101基于共軛相乘裝置100生成的接收信號序列的共軛相乘序列corr(n)，獲取所述樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列。
優(yōu)選的，加權(quán)相關(guān)裝置101可以包括窗函數(shù)運(yùn)算裝置1010。窗函數(shù)運(yùn)算裝置1010，用于利用加權(quán)平均窗口函數(shù)對所述共軛相乘序列corr(n)進(jìn)行加權(quán)窗函數(shù)運(yùn)算，以獲取加權(quán)相關(guān)序列y(n)，該加權(quán)平均窗口函數(shù)的寬度基本等于樣本子序列的寬度。假設(shè)樣本子序列寬度為L，則所選用的加權(quán)平均窗口函數(shù)需要滿足在0≤n≤L的確定寬度范圍內(nèi)的窗口功率遠(yuǎn)大于該確定寬度范圍外的窗口功率。圖8(a)為在64QAM調(diào)制、每個信號幀的導(dǎo)頻信號序列中包含512個采樣點(diǎn)、白噪聲信號的條件下得到的加權(quán)相關(guān)序列y(n)的幅值特性的仿真圖。圖8(b)為在同樣條件下得到的加權(quán)相關(guān)序列y(n)的相位特性的仿真圖。如圖8(a)所示，該加權(quán)相關(guān)序列y(n)存在一個峰值點(diǎn)，而該峰值點(diǎn)對應(yīng)的頻率偏移相位位于圖8(b)中歸一化相位圖線的平滑區(qū)間中。加權(quán)相關(guān)裝置101將獲取所述樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列傳送給相位頻偏確定裝置102。
相位頻偏確定裝置102根據(jù)加權(quán)相關(guān)裝置101獲取的所述加權(quán)相關(guān)序列的第一特征值確定相位頻偏。
優(yōu)選的，相位頻偏確定裝置102包括峰值頻率確定裝置1020。峰值頻率確定裝置1020可以用于用于計算所述加權(quán)相關(guān)序列的峰值的幅角所對應(yīng)的頻率，并將其確定為該相位頻偏。峰值頻率確定裝置1020用于選擇該加權(quán)相關(guān)序列在一個信號幀中的峰值點(diǎn)Λ(θ)作為第一特征值，并獲取該峰值點(diǎn)對應(yīng)的偏移相位作為相位頻偏Δf′，具體數(shù)值如式(4)和式(5)所示。
r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，win(n)為窗口函數(shù)，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間。
該峰值點(diǎn)周圍的鄰近點(diǎn)也可以作為第一特征值，并以該第一特征值對應(yīng)的頻率偏移作為相位頻偏。需要注意的是，選用非峰值點(diǎn)作為第一特征值可能降低相位頻偏估算的精度。
由式(5)中可以看出相位頻偏的范圍為即在本發(fā)明的技術(shù)方案中相位頻偏Δf′的捕獲范圍與間隔值D成反比。因此，為了增加系統(tǒng)載波頻偏的估計范圍，提高周期頻偏估計的精度，可以選擇接收信號序列中樣本子序列重復(fù)出現(xiàn)的最小間隔值作為間隔值D。
具體的，窗函數(shù)運(yùn)算裝置1010中加權(quán)平均窗口函數(shù)存在多種選擇?？梢赃x用經(jīng)典的最大似然估計方法，采用如圖9(a)所示的寬度等于樣本子序列寬度的方窗，示為 其中，L為樣本子序列的寬度，n為整數(shù)，其表示加權(quán)相關(guān)序列中采樣點(diǎn)的時間變量。
峰值頻率確定裝置1020可以在上述方窗函數(shù)處理獲得的加權(quán)相關(guān)序列y(n)中找到一個峰值點(diǎn)Λ(θ)，Λ(θ)的具體值如式(7)所示，該峰值點(diǎn)對應(yīng)的相位即為相位頻偏Δf′，其具體值如式(8)所示 其中，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間，L為樣本子序列的寬度。
以方窗函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)的硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，在進(jìn)行寬度為L的求和時，需要L個寄存器和一個加法樹來實(shí)現(xiàn)，占用器件面積和系統(tǒng)功耗都比較大。相比來說，指數(shù)窗函數(shù)無需利用L個寄存器進(jìn)行延遲處理，占用較少的硬件資源。
如圖9(b)所示，可以選用指數(shù)窗口函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)，示為 win(n)＝λp(9) 其中，λ為根據(jù)樣本子序列寬度L選擇的衰減因子，0<λ<1，且p為正整數(shù)。
這種以指數(shù)窗口函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)得到的加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)幅值A(chǔ)(θ)和相位頻偏Δf′的值分別如式(9)和式(10)所示 其中，r(n)為接收信號序列，n為接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期，θ為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間，λ為指數(shù)窗口函數(shù)的衰減因子。
指數(shù)窗口函數(shù)僅需要一次乘加來產(chǎn)生輸出，衰減因子λ的復(fù)乘運(yùn)算可以簡單地用右移來實(shí)現(xiàn)，降低了運(yùn)算的復(fù)雜度。采用指數(shù)函數(shù)或其它權(quán)重不為1的函數(shù)作為加權(quán)平均窗口函數(shù)時，可能會使加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)產(chǎn)生一定的漂移，只要該漂移值沒有超過一個會導(dǎo)致信道間干擾的上限，就不會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。如圖8(a)和8(b)所示，在使用圖9(b)所示的窗口函數(shù)時，相位頻偏Δf′在峰值點(diǎn)附近會出現(xiàn)一個平滑的區(qū)間，這一特性使得相位頻偏對峰值點(diǎn)的位置不敏感，從而保證了估計器的魯棒性。
本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠理解，在滿足在0≤n≤L(L為樣本子序列的寬度)的確定寬度范圍內(nèi)的窗口功率遠(yuǎn)大于該確定寬度范圍外的窗口功率的條件下，加權(quán)平均窗口函數(shù)可以選擇方窗或者指數(shù)窗以外的其它窗口函數(shù)，例如，正態(tài)窗函數(shù)。上文給出的加權(quán)平均窗口函數(shù)的示例不應(yīng)視為對本發(fā)明的保護(hù)范圍的限制。
至此，相位頻偏估計裝置10得到相位頻偏Δf′并將其傳送給相位頻偏校正裝置11。
相位頻偏校正裝置11利用從相位頻偏估計裝置10得到的相位頻偏Δf′對接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列。該載波校正過程是從接收信號序列中除去相位頻偏Δf′，使得生成的經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列的頻率偏移中只包含周期頻偏 該相位頻偏校正過程可以通過頻率合成的方法實(shí)現(xiàn)。如圖10所示，先將相位頻偏Δf′的值輸入直接頻率發(fā)生器，直接頻率發(fā)生器基于該相位頻偏Δf′生成頻率為-Δf′的混頻信號w1輸入頻率合成器(即圖10中的乘法器)。頻率合成器將接收信號序列r(n)和頻率為-Δf′的混頻信號w1進(jìn)行合成，輸出經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)。
相位頻偏校正裝置11生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)，并將其傳送給周期頻偏確定裝置12。
周期頻偏確定裝置12利用從相位頻偏校正裝置11接收的經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)來確定載波頻偏的周期頻偏。
基于上文的分析可以理解，系統(tǒng)的載波頻率偏移Δf可以分解為相位頻偏Δf′和周期頻偏

兩個部分。其中，相位頻偏Δf′部分已經(jīng)在步驟S11中通過相位頻偏校正從接收信號序列r(n)中去除。此后接收到的經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)中只含有

部分的載波頻率偏移。該

部分就是需要確定的周期頻偏。
從經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列rR(n)的時域?qū)ьl序列中選取接收樣本序列SAMLR(n)。該接收樣本序列SAMLR(n)對應(yīng)的信號序列在接收端中預(yù)存，將其稱為預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)。將該接收樣本序列SAMLR(n)與頻率為Δfk的混頻信號

進(jìn)行混頻，將混頻后得到的經(jīng)混頻接收樣本序列SAMLM(n)與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)進(jìn)行相關(guān)，得到混頻相關(guān)序列Rk(n)。由于相同信號的相關(guān)度最高，當(dāng)混頻后得到的接收樣本序列SAMLM(n)和預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的頻率相同時，混頻相關(guān)序列Rk(n)中存在一個較大相關(guān)峰值。圖11(a)和圖11(b)分別為混頻信號頻率和混頻信號頻率的混頻相關(guān)序列幅值圖。從中可以清楚地看到當(dāng)混頻信號的頻率混頻相關(guān)序列幅值信號出現(xiàn)較大峰值。因此，系統(tǒng)載波頻偏和相位頻偏Δf′之間的偏差值為-Δfk。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，將接收樣本序列SAMLR(n)與頻率為Δfk的混頻信號進(jìn)行混頻的目的是從接收樣本序列SAMLR(n)消除載波頻率偏差值，再通過在混頻相關(guān)序列Rk(n)中尋找峰值的方法驗(yàn)證Δfk是否對應(yīng)正確的周期頻偏。因此，如果采用將發(fā)送樣本序列SAMLS(n)和混頻信號進(jìn)行混頻，再將混頻得到后的信號序列SAMLM′(n)與接收樣本序列SAMLR(n)進(jìn)行相關(guān)得到混頻相關(guān)序列R′k(n)，最后通過檢測混頻相關(guān)序列R′k(n)是否存在峰值確定混頻信號

的頻率Δfk是否對應(yīng)正確的周期頻偏的技術(shù)方案一樣可以獲取周期頻偏

其具體過程不再贅述。
以下結(jié)合圖15(a)對周期頻偏確定裝置12用于確定載波頻偏的周期頻偏的過程進(jìn)行詳細(xì)說明。圖15(a)示出了用于確定載波頻偏的周期頻偏的周期頻偏確定裝置12的裝置框圖。該周期頻偏確定裝置12包括接收樣本提取裝置120、混頻裝置121、混頻相關(guān)裝置122和較大值頻率確定裝置123。
首先，接收樣本提取裝置120由時域?qū)ьl序列中提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列。
從發(fā)送端生成的時域?qū)ьl序列中，選取一段作為預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)在接收端預(yù)存，該預(yù)存的訓(xùn)練序列

可以是一個信號幀時域?qū)ьl序列的部分或全部，具體選取方法由先約定的序列選取規(guī)則決定。序列選取規(guī)則中所包含的條件應(yīng)該足夠充分，且能夠保證基于序列選取規(guī)則中的條件一定可以在經(jīng)相位頻偏校正過的接收信號序列的時域?qū)ьl序列中找到對應(yīng)的接收樣本序列SAMLR(n)。舉例來說，序列選取規(guī)則中可以包括預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)在信號幀中的起始點(diǎn)n0、預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的長度等信息。較長的預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)較準(zhǔn)確的周期頻偏估計結(jié)果。
接收樣本提取裝置120從經(jīng)校正過的接收信號序列rR(n)的時域?qū)ьl序列中提取與該預(yù)存訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)的接收樣本序列SAMLR(n)。接收樣本序列SAMLR(n)與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)對應(yīng)相同的序列選取規(guī)則，即相同的起始點(diǎn)，相同的序列長度等。假設(shè)，在序列選取規(guī)則中約定，預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的起始點(diǎn)為從信號幀起始點(diǎn)開始的第n0個采樣點(diǎn)，預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)的長度為LR，且已知信號幀長度為Ntotal，時域序列的長度為Ng。則可以通過步驟S10中所述的方法對接收信號序列r(n)和經(jīng)過間隔值D延遲的自身重復(fù)樣本進(jìn)行共軛相乘，得到共軛相乘序列；通過加權(quán)平均窗口得到樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列，確定加權(quán)相關(guān)序列的最大絕對值點(diǎn)作為接收樣本序列起始點(diǎn)的基準(zhǔn)。舉例來說，可以選取相鄰兩個信號幀的完整的時域?qū)ьl序列作為兩個樣本子序列，則該樣本子序列的寬度為Ng，間隔值D等于信號幀長度Ntotal。加權(quán)相關(guān)序列的峰值點(diǎn)出現(xiàn)在相對信號幀起始點(diǎn)的第Ng個采樣點(diǎn)。下一信號幀的起始點(diǎn)出現(xiàn)在該峰之點(diǎn)后的第Ntotal-Ng個采樣點(diǎn)，因此，接收樣本序列SAMLR(n)的起始點(diǎn)即為峰值點(diǎn)后的第Ntotal-Ng+n0個采樣點(diǎn)。結(jié)合接收樣本序列SAMLR(n)的長度信息，可以容易的獲取接收樣本子序列SAMLR(n)。
發(fā)送樣本序列SAMLS(n)和預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)之間具有如下關(guān)系發(fā)送端發(fā)送與預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)相同的信號序列至接收端，接收端接收到含有頻率偏移的信號序列并從該信號序列的頻率中去除相位偏移Δf′，得到只含有

部分頻率偏移的接收樣本序列SAMLR(n)。
接收樣本提取裝置120基于以上方法提取到與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列SAMLM(n)，將其傳送給混頻裝置121。
混頻裝置121將從接收樣本提取裝置120接收的接收樣本序列SAMLR(n)和多個具有不同混頻頻率的混頻信號分別進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列。
假設(shè)，多個混頻信號

的幅度相同，頻率為

其中，n為采樣點(diǎn)的時間變量，k的取值為整數(shù)。將集合

中的混頻信號逐一和接收樣本序列SAMLR(n)進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列組{SAMLMk(n)} 其中，D為間隔值，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期。
混頻裝置121將生成的多個經(jīng)混頻的接收樣本序列{SAMLMk(n)}傳送給混頻相關(guān)裝置122。
混頻相關(guān)裝置122將預(yù)存的訓(xùn)練序列SAMLS(n)和從混頻裝置121接收的多個經(jīng)混頻的接收樣本序列{SAMLMk(n)}分別進(jìn)行相關(guān)，得到多個混頻相關(guān)序列{Rk(n)}。
即，Rk(n)＝corr(SAMLS(n)，SAMLMk(n)) 其中，corr()表示相關(guān)運(yùn)算，k為整數(shù)，n為當(dāng)前采樣點(diǎn)的時間變量。
混頻相關(guān)裝置122將生成的多個混頻相關(guān)序列{RK(n)}傳送給較大值頻率確定裝置123。
較大值頻率確定裝置123根據(jù)混頻相關(guān)裝置122接收的多個混頻相關(guān)序列{Rk(n)}確定具有較大值的混頻相關(guān)序列，并將該較大值對應(yīng)的混頻頻率確定為所述周期頻偏。該較大值為混頻相關(guān)序列幅值相關(guān)參數(shù)的較大值，具體的，可以是幅值的絕對值、幅值實(shí)部、幅值虛部或幅值實(shí)部與虛部之和之一的較大值。
優(yōu)選的，可以選擇各個序列幅值絕對值的最大值，作為該序列的較大值，再將各序列的較大值中較大者對應(yīng)的混頻頻率確定為周期頻偏。具體地，從多個混頻相關(guān)序列{Rk(n)}中的各個序列分別選取最大值peak(k)，組成最大值組{peak(k)}。確定最大值組peak(k)的較大值，以及其對應(yīng)的混頻頻率作為周期頻偏。
各個相關(guān)序列的最大值為peak(k)＝max{abs(Rk(n))} 找到peak(K)＝peakmax(k)，該K值所對應(yīng)的頻率分量

即為待求的周期頻偏。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，確定周期頻偏的核心在于通過數(shù)據(jù)相關(guān)性找到發(fā)送樣本序列和接收樣本序列的頻率間的偏差值。因此，圖15(b)所示的周期頻偏確定裝置12’同樣可以用于確定載波頻偏的周期頻偏。該周期頻偏確定裝置12’包括接收樣本提取裝置120、混頻裝置121’、混頻相關(guān)裝置122’和較大值頻率確定裝置123’。
首先，接收樣本提取裝置120由時域?qū)ьl序列提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列，傳送給混頻相關(guān)裝置122’；接著，混頻裝置121’，用于將所述預(yù)存的訓(xùn)練序列分別和多個具有不同混頻頻率的混頻信號進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列傳送給混頻相關(guān)裝置122’；然后，混頻相關(guān)裝置122’，用于將來自混頻裝置121’的多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列與來自接收樣本提取裝置120的接收樣本序列分別進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到多個混頻相關(guān)序列，傳送給較大值頻率確定裝置123’；最后，較大值頻率確定裝置123’，用于由所述多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值混頻相關(guān)序列，并將其具有的混頻頻率確定為所述周期頻偏。
周期頻偏確定裝置12完成對周期頻偏的確定，將其傳送給校正裝置13。
校正裝置13根據(jù)來自相位頻偏估算裝置的相位頻偏和來自周期頻偏確定裝置的周期頻偏，對系統(tǒng)載波進(jìn)行校正去除系統(tǒng)載波頻偏。去除系統(tǒng)載波頻偏可以采用混頻等本領(lǐng)域技術(shù)人員熟悉的現(xiàn)有技術(shù)。需要注意，校正裝置13可以合并相位頻偏和周期性頻偏，得到系統(tǒng)載波頻偏的估計值，從系統(tǒng)載波中去除該系統(tǒng)載波頻偏的估計值。也可以，從系統(tǒng)載波頻偏中先后逐一去除周期性頻偏和相位頻偏。本領(lǐng)域技術(shù)人員，以上兩種實(shí)施方法都可以達(dá)到從系統(tǒng)載波中去除載波頻偏的目的，而本發(fā)明的核心在于對相位頻偏和周期頻偏的求取，而不在于對已知頻偏進(jìn)行校正的過程。至此，頻偏估計裝置1完成對系統(tǒng)載波頻偏的校正。
以上，本實(shí)施例結(jié)合TDS-OFDM系統(tǒng)對本發(fā)明的第二方面進(jìn)行了詳述。應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的具體實(shí)施方式
并不僅限于TDS-OFDM系統(tǒng)，對于單載波傳輸系統(tǒng)同樣適用。
以ATSC8VSB系統(tǒng)為例，該系統(tǒng)中的每個信號幀包括相同的PN訓(xùn)練序列作為時域?qū)ьl序列，且所述PN訓(xùn)練序列處于每個信號幀的相同位置?？梢栽谛盘枎臅r域?qū)ьl序列中提取出相同的樣本子序列確定間隔值D，并基于該間隔值D對接收信號序列進(jìn)行相關(guān)最終實(shí)現(xiàn)載波頻偏校正。因此，本發(fā)明的技術(shù)方案對ATSC 8VSB同樣適用。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，本發(fā)明的核心思想在于只要數(shù)字信號中包含時域?qū)ьl，即可在時域?qū)ьl序列中確定相同的樣本子序列，繼而進(jìn)行載波頻偏估計。本發(fā)明適用于對所有包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正，而與無線通信系統(tǒng)所采用的具體的調(diào)制解調(diào)方式無關(guān)，本文中所給出的具體實(shí)施例不構(gòu)成對本發(fā)明保護(hù)范圍的限定。
以上對本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實(shí)施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)做出各種變形或修改。
權(quán)利要求
1.一種在無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正的方法，其中，包括以下步驟
i.利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算所述載波頻偏中的相位頻偏；
ii.利用所述相位頻偏對所述接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列；
iii.利用所述經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列來確定所述載波頻偏的周期頻偏。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收信號序列包含一個或多個信號幀，每個所述信號幀包含時域?qū)ьl序列，所述接收信號序列的時域?qū)ьl序列中包含至少兩個相同的樣本子序列，所述步驟i包括以下子步驟
a.按公式1)將所述接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本序列進(jìn)行共軛相乘，以獲得所述接收信號序列的共軛相乘序列corr(n)，
corr(n)＝r(n)·r*(n-D) 1)
其中，r(n)為所述接收信號序列，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為所述至少兩個相同的樣本子序列中的兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目；
b.由所述共軛相乘序列獲取所述兩個相同的樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列；
c.根據(jù)所述加權(quán)相關(guān)序列的第一特定值確定所述相位頻偏。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述間隔值為在所述接收信號序列中所述兩個相同的樣本子序列的最小間隔值。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，步驟b還包括
-利用加權(quán)平均窗口函數(shù)對所述共軛相乘序列進(jìn)行加權(quán)窗函數(shù)運(yùn)算，以獲取所述加權(quán)相關(guān)序列，所述加權(quán)平均窗口函數(shù)的寬度基本等于所述樣本子序列的寬度。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述步驟c包括
-計算所述加權(quán)相關(guān)序列的峰值的幅角所對應(yīng)的頻率，并將其確定為該相位頻偏。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于，所述步驟iii包括以下步驟
d.由所述時域?qū)ьl序列提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列；
e.將所述接收樣本序列分別和多個具有不同混頻頻率的混頻信號進(jìn)行混頻運(yùn)算，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列；
f.將所述多個經(jīng)混頻的接收樣本序列與所述預(yù)存的訓(xùn)練序列分別進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到多個混頻相關(guān)序列；
g.由所述多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值混頻相關(guān)序列，并將其具有的混頻頻率確定為所述周期頻偏。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至5中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于，所述步驟iii包括以下子步驟
d.由所述時域?qū)ьl序列提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列；
e.將所述預(yù)存的訓(xùn)練序列分別和多個具有不同混頻頻率的混頻信號進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列；
f.將所述多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列與接收樣本序列分別進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到多個混頻相關(guān)序列；
g.由所述多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值混頻相關(guān)序列，并將其具有的混頻頻率確定為所述周期頻偏。
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于，所述不同混頻頻率都為
的整數(shù)倍，其中D為所述間隔值，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期。
9.一種在無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正的頻偏校正裝置，包括
相位頻偏估算裝置，用于利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算所述載波頻偏中的相位頻偏；
相位頻偏校正裝置，用于利用所述相位頻偏對所述接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列；
周期頻偏確定裝置，用于利用所述經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列來確定所述載波頻偏的周期頻偏。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的頻偏校正裝置，其特征在于，所述接收信號序列包含一個或多個信號幀，每個所述信號幀包含時域?qū)ьl序列，所述接收信號序列的時域?qū)ьl序列中包含至少兩個相同的樣本子序列，其中，所述相位頻偏估算裝置還包括
共軛相乘裝置，用于按公式1)將所述接收信號序列與其自身延遲一間隔值的延遲樣本序列進(jìn)行共軛相乘，以獲得所述接收信號序列的共軛相乘序列corr(n)，
corr(n)＝r(n)·r*(n-D) 1)
其中，r(n)為所述接收信號序列，n為整數(shù)，其表示所述接收信號序列中采樣點(diǎn)的時間變量，D為間隔值，其為所述至少兩個相同的樣本子序列中的兩個相同樣本子序列之間間隔的采樣周期的數(shù)目；
加權(quán)相關(guān)裝置，用于由所述共軛相乘序列獲取所述兩個相同的樣本子序列的加權(quán)相關(guān)序列；
相位頻偏確定裝置，用于根據(jù)所述加權(quán)相關(guān)序列的第一特定值確定所述相位頻偏。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的頻偏校正裝置，其特征在于，所述間隔值為在所述接收信號序列中所述兩個相同的樣本子序列的最小間隔值。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的頻偏校正裝置，其中，所述加權(quán)相關(guān)裝置還包括
窗函數(shù)運(yùn)算裝置，用于利用加權(quán)平均窗口函數(shù)對所述共軛相乘序列進(jìn)行加權(quán)窗函數(shù)運(yùn)算，以獲取所述加權(quán)相關(guān)序列，所述加權(quán)平均窗口函數(shù)的寬度基本等于所述樣本子序列的寬度。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的頻偏校正裝置，其中，所述相位頻偏確定裝置包括
峰值頻率確定裝置，用于計算所述加權(quán)相關(guān)序列的峰值的幅角所對應(yīng)的頻率，并將其確定為該相位頻偏。
14.根據(jù)權(quán)利要求9至13中任一項(xiàng)所述的頻偏校正裝置，其特征在于，所述周期頻偏確定裝置包括
接收樣本提取裝置，用于由所述時域?qū)ьl序列提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列；
混頻裝置，用于將所述接收樣本序列分別和多個具有不同混頻頻率的混頻信號進(jìn)行混頻運(yùn)算，得到多個經(jīng)混頻的接收樣本序列；
混頻相關(guān)裝置，用于將所述多個經(jīng)混頻的接收樣本序列與所述預(yù)存的訓(xùn)練序列分別進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到多個混頻相關(guān)序列；
較大值頻率確定裝置，用于由所述多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值混頻相關(guān)序列，并將其具有的混頻頻率確定為所述周期頻偏。
15.根據(jù)權(quán)利要求9至13中任一項(xiàng)所述的頻偏校正裝置，其特征在于，所述周期頻偏確定裝置包括
接收樣本提取裝置，用于由所述時域?qū)ьl序列提取與預(yù)存的訓(xùn)練序列對應(yīng)的接收樣本序列；
混頻裝置，用于將所述預(yù)存的訓(xùn)練序列分別和多個具有不同混頻頻率的混頻信號進(jìn)行混頻，得到多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列；
混頻相關(guān)裝置，用于將所述多個經(jīng)混頻的訓(xùn)練序列與接收樣本序列分別進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到多個混頻相關(guān)序列；
較大值頻率確定裝置，用于由所述多個混頻相關(guān)序列確定具有較大值混頻相關(guān)序列，并將其具有的混頻頻率確定為所述周期頻偏。
16.根據(jù)權(quán)利要求14或15所述的頻偏校正裝置，其特征在于，所述不同混頻頻率都為
的整數(shù)倍，其中D為所述間隔值，Ts為數(shù)據(jù)采樣周期。
全文摘要
本發(fā)明提供一種在無線通信系統(tǒng)的接收機(jī)中用于對包含時域?qū)ьl序列的數(shù)字信號進(jìn)行載波頻偏校正的方法及裝置，其中，包括利用接收信號序列中的時域?qū)ьl來估算所述載波頻偏中的相位頻偏；利用所述相位頻偏對所述接收信號序列進(jìn)行頻偏校正，以生成經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列；利用所述經(jīng)相位頻偏校正的接收信號序列來確定所述載波頻偏的周期頻偏。利用本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行的載波頻偏校正，適用于較寬載波頻偏的估計范圍并且具有較高精度。
文檔編號H04L27/26GK101534287SQ200810034598
公開日2009年9月16日 申請日期2008年3月13日 優(yōu)先權(quán)日2008年3月13日
發(fā)明者鄭華榕, 珂 劉, 泊 沈 申請人:泰鼎多媒體技術(shù)(上海)有限公司