發(fā)送裝置、發(fā)送方法、接收裝置及接收方法

文檔序號：7681653閱讀：118來源：國知局

專利名稱：發(fā)送裝置、發(fā)送方法、接收裝置及接收方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于單載波通信方式的發(fā)送裝置、發(fā)送方法、接收裝置及接收方法。
背景技術：
近年來、在移動通信中，特別是在從移動臺到基站的上行鏈路的無線接入中，單載波傳輸備受矚目。
在標準化團體3GPP(3rd Generation Partnership Project:第三代合作伙伴項目)，以實現(xiàn)當前的第三代移動電話的進一步的改良系統(tǒng)為目的，正在研究3GPP LTE(Long Term Evolution:長期演進)。
作為LTE系統(tǒng)中的上行鏈路的通信方式，采用了 SC-FDMA(Single CarrierFrequency Division Multiple Access:單載波頻分復用)方式(參見非專利文獻1和非專利文獻2)。
非專利文獻2公開了如下方法，即，對一階調(diào)制(first-order modulation )碼元序歹'j進行DFT(Discrete Fourier Transform:離散傅立葉變換)，在頻域進行脈沖整形(pulse shaping)濾波處理(但是，脈沖整形濾波處理是任選的，也可以不進行)，進行副載波映射，進行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立葉逆變換)，由此形成SC-FDMA碼元。
另外，非專利文獻2所公開的SC-FDMA方式中，為了去除延遲波的影響而對SC-FDMA碼元附加循環(huán)前綴(CP: Cyclic Prefix),并且為了保持SC-FDMA碼元間的波形的連續(xù)性而進行時間開窗(TimeWindowing)處理，由此形成發(fā)送信號。
一般而言，作為在接收裝置中減少延遲波的影響的方法，均衡器(Kquaiizer)已眾所周知。尤其是，在使用CP的傳輸方式中，經(jīng)常利用在頻域的均4軒4支術(Frequency Domain Equalization: FDE)。
可是，在存在超過CP長度的延遲波情況下，如果在接收裝置中使用頻率均衡，則在SC-FDMA碼元的碼元長度的兩端部分出現(xiàn)較大的延遲波的影響(干擾)。圖1是表示SC-FDMA信號的格式的圖。如圖1所示，SC-FDMA 信號的格式是由SC-FDMA碼元和CP構成的。這里，SC-FDMA碼元長度為，通過DFT進行處理的最小單位時間(周期)。SC-FDMA碼元由多個一階調(diào)制碼元構成。一階調(diào)制碼元為QPSK或16QAM等的一階調(diào)制的碼元。
另外，圖1中，涂黑部分表示受到延遲波的影響的部分。也就是說，在通過DFT進行處理的時間軸上的最小單位時間(SC-FDMA碼元周期)內(nèi)的前端附近和末端附近，出現(xiàn)較大的延遲波的影響。
因此，在多徑傳輸路徑中存在超過CP長度的延遲波的情況下，SC-FDMA 信號的傳輸特性顯著地劣化。分組通信中，如果在分組內(nèi)存在差錯，則發(fā)生重發(fā)。因此，如果因延遲波的影響而在分組內(nèi)存在碼元差錯，則整體吞吐量降低。
為了解決上述問題，也可以通過將CP長度設定得較大而使延遲波落在 CP長度內(nèi)，從而避免延遲波的影響。
非專利文獻1: 3GPP， TS25.814, V7.1.0(2006-09)
非專利文獻2 : 3GPP, Rl-050702, NTT DoCoMo, NEC, SHARP, "DFT-Spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink"

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題
然而，加大作為冗余信號的CP長度的比例，會造成傳輸效率的降低。而且，延遲時間根據(jù)反射物、散亂物等周圍環(huán)境而發(fā)生變化，所以難以決定最合適的CP長度。
本發(fā)明的目的在于提供不變更CP長度(不加長)而減少延遲波的影響，從
而能夠防止整體吞吐量的降低的發(fā)送裝置、發(fā)送方法、接收裝置以及接收方法。
解決問題的方案
本發(fā)明的發(fā)送裝置為發(fā)送SC-FDMA信號的發(fā)送裝置，該發(fā)送裝置采用如下結構，即，包括數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，配置差錯特性越好的信號或者不要求高的差錯特性的信號而取得時域信號；以及形成單元，使用由所述數(shù)據(jù)重新排列單元取得的時域信號，形成所述SC-FDMA信號。
根據(jù)該結構，能夠在SC-FDMA信號的1碼元長度內(nèi)，選擇容易受到延遲波的影響的碼元端部和延遲波的影響較少的碼元中央來排列信號，因此能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，防止整體吞吐量的降低。
發(fā)明效果
根據(jù)本發(fā)明，能夠不改變CP長度(不加長)、且不降低傳輸效率而減少延遲波的影響，從而能夠防止整體吞吐量的降低。

圖1是表示SC-FDMA信號的格式的圖。
圖2是表示本發(fā)明的實施方式1的發(fā)送裝置的主要部分結構的方框圖。
圖3是表示實施方式1的接收裝置的主要部分結構的方框圖。
圖4是表示本發(fā)明的實施方式2的發(fā)送裝置的主要部分結構的方框圖。
圖5是表示實施方式2的接收裝置的主要部分結構的方框圖。
圖6是表示本發(fā)明的實施方式3的發(fā)送裝置的主要部分結構的方框圖。
圖7是表示實施方式3的接收裝置的主要部分結構的方框圖。
圖8是表示本發(fā)明的實施方式4的發(fā)送裝置的主要部分結構的方框圖。
圖9是表示實施方式4的接收裝置的主要部分結構的方框圖。
圖10是表示本發(fā)明的實施方式5的發(fā)送裝置的主要部分結構的方框圖。
圖11是表示實施方式5的接收裝置的主要部分結構的方框圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖詳細地說明本發(fā)明的實施方式。 (實施方式1)
圖2表示本發(fā)明的實施方式的發(fā)送裝置的主要部分的結構。圖2所示的發(fā)送裝置100的結構包括選擇器單元110、一階調(diào)制單元120-1和120-2、數(shù)據(jù)重新排列單元130、時間-頻率變換單元140、映射單元150、頻率-時間變換單元160以及無線處理單元170。
選擇器單元IIO將輸入數(shù)據(jù)分配給一階調(diào)制單元120-1和120-2。一階調(diào)制單元120-1和120-2支持不同調(diào)制階數(shù)的調(diào)制方式，對由選擇器單元110分配的輸入數(shù)據(jù)分別進行一階調(diào)制，并將得到的一階調(diào)制信號輸
出到數(shù)據(jù)重新排列單元130。
數(shù)據(jù)重新排列單元130將由一階調(diào)制單元120-1和120-2生成的一階調(diào) 制信號重新排列。具體而言，時間-頻率變換單元140將調(diào)制階數(shù)較低的一階調(diào)制信號優(yōu)先地排列在對時域信號進行頻率變換的最小單位時間的端部，并且將調(diào)制階數(shù)較高的一階調(diào)制信號排列在該最小單位時間的中央。另外，對時域信號進行頻率變換的最小單位時間相當于圖1中的1SC-FDMA碼元長度。以下將該最小單位時間稱為"SC-FDMA碼元長度"，以與一階調(diào)制碼元長度區(qū)別。
時間—頻率變換單元140包括S/P(Serial to Parallel:串并行)變換單元141 和DFT(Discrete Fourier Transform;離散傅立葉變換)單元142。 S/P變換單元 141將由數(shù)據(jù)重新排列單元130進行了重新排列的時域信號，以每個 SC-FDMA碼元長度進行串并行變換，并輸出到DFT單元142。 DFT單元142 對串并行變換后的時域信號進行離散傅立葉變換，并將得到的頻域信號輸出到映射單元150。
映射單元150將頻域信號映射到多個副載波，并將映射后的頻域信號輸出到頻率-時間變換單元160。
頻率_時間變換單元160包括IFFT(Inverse Fast Fourier Transform;快速傅立葉逆變換)單元161和P/S(Parallel to Serial:并串行)變換單元162, IFFT單元161對由映射單元150映射了頻域信號的副載波以外的副載波映射0,對頻域信號和映射了 0的頻域信號進行快速傅立葉逆變換，并將得到的時域信號輸出到P/S變換單元162。 P/S變換單元162對時域信號進行并串行變換，形成SC-FDMA信號，并將所形成的SC-FDMA信號輸出到無線處理單元170。
無線處理單元170包括CP(Cyclic Prefix;循環(huán)前綴)附加單元171 、時間開窗處理單元172以及無線發(fā)送單元173, CP附加單元171對時間軸上的 SC-FDMA信號附加循環(huán)前綴(CP)，并將其輸出到時間開窗處理單元172。時間開窗處理單元172對附加CP后的時域的SC-FDMA信號進行時間開窗處理，并將時間開窗處理后的SC-FDMA信號輸出到無線發(fā)送單元173。無線發(fā) 送單元173對時間開窗處理后的SC-FDMA信號進行上變頻等無線處理，并通過天線發(fā)送信號。
圖3表示本發(fā)明的實施方式的接收裝置的主要部分的結構。圖3所示的接收裝置200的結構包括CP去除單元210、信道估計單元220、時間-頻率變換單元230、 FDE(Frequency Domain Equalization;頻域均衡)單元240、角罕映射單元250、頻率-時間變換單元260、數(shù)據(jù)分離單元270、解調(diào)單元280-1 和280-2以及合成單元290。
CP去除單元210去除附加在SC-FDMA信號的CP，并將去除CP后的 SC-FDMA信號輸出到信道估計單元220和時間-頻率變換單元230。
信道估計單元220使用去除CP后的SC-FDMA信號進行信道估計，并將得到的信道估計結果輸出到FDE單元240。
時間—頻率變換單元230包括S/P變換單元231和DFT單元232, S/P變換單元231對去除CP后的SC-FDMA信號進行串并行變換，并將串并行變換后的SC-FDMA信號輸出到DFT單元232。 DFT單元232對串并行變換后的 SC-FDMA信號進行離散傅立葉變換，并將得到的頻域信號輸出到FDE單元 240。
FDE單元240使用信道估計結果，對頻域信號進行頻率均衡處理，并將頻率均衡處理后的頻域信號輸出到解映射單元250。
與通信對方的發(fā)送裝置100的映射單元150進行的映射處理相反，解映射單元250將映射在多個副載波上的頻域信號解映射到原來的頻帶，并將解映射后的頻域信號輸出到頻率-時間變換單元260。
頻率-時間變換單元260包括IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform;離散傅立葉逆變換)單元261和P/S變換單元262, IDFT單元261對由解映射單元250解映射到原來的頻帶的頻域信號進行離散傅立葉逆變換，并將得到的時域信號輸出到P/S變換單元262。 P/S變換單元262對時域信號進行并串行變換，并將得到的時域信號輸出到數(shù)據(jù)分離單元270。
數(shù)據(jù)分離單元270基于通信對方的發(fā)送裝置100的數(shù)據(jù)重新排列單元 130中的重新排列順序，按照調(diào)制階數(shù)分離出調(diào)制階數(shù)相同的一階調(diào)制信號，并將它們分別輸出到對應的解調(diào)單元280-1和280-2。具體而言，發(fā)送裝置100 的數(shù)據(jù)重新排列單元130將調(diào)制階數(shù)較低的一階調(diào)制信號優(yōu)先地排列在 SC-FDMA碼元長度的端部，并且將調(diào)制階數(shù)較高的一階調(diào)制信號排列在 SC-FDMA碼元長度的中央，所以數(shù)據(jù)分離單元270將排列在SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號分離，并將其輸出到對應于調(diào)制階數(shù)較低的調(diào)制方式的解調(diào)單元280-1，并且將排列在SC-FD'MA碼元長度的中央的一階調(diào)制信號分離，并將其輸出到對應于調(diào)制階數(shù)較高的調(diào)制方式的解調(diào)單元280-2。解調(diào)單元280-1和280-2對從數(shù)據(jù)分離單元270輸出的一階調(diào)制信號進
行解調(diào)處理，并將得到的解調(diào)信號輸出到合成單元290。
合成單元290對從解調(diào)單元280-1和280-2輸出的解調(diào)信號進行合成，
獲得解碼數(shù)據(jù)。
接下來，說明如上構成的發(fā)送裝置100和接收裝置200的動作。首先，選擇器單元110將輸入數(shù)據(jù)分配給一階調(diào)制單元120-1和120-2。由一階調(diào)制單元120-1和120-2利用各自支持的調(diào)制方式，對分配的數(shù)據(jù)進行調(diào)制。以下，以由一階調(diào)制單元120-1進行16QAM調(diào)制，并且由一階調(diào)制單元120-2進行QPSK調(diào)制的情況為例進行說明。生成的時域的16QAM調(diào)制信號和QPSK調(diào)制信號被輸出到數(shù)據(jù)重新排列單元130。
數(shù)據(jù)重新排列單元130將16QAM調(diào)制信號和QPSK調(diào)制信號重新排列，生成1SC-FDMA碼元長度的時域信號。具體而言，將調(diào)制方式(MS: Modulation
一階調(diào)制信號，排列在SC-FDMA碼元長度的端部。因此，在SC-FDMA碼元長度的中央配置16QAM調(diào)制信號，而在SC-FDMA碼元長度的端部配置 QPSK調(diào)制信號。一般而言，MS的調(diào)制階數(shù)越小越不容易出錯，通過在越靠近SC-FDMA碼元長度的端部配置調(diào)制階數(shù)越小的一階調(diào)制信號，SC-FDMA 碼元長度的端部的一階調(diào)制信號越不容易出錯，從而改善傳輸特性。
然后，對由數(shù)據(jù)重新排列單元130在1SC-FDMA碼元長度內(nèi)進行了序列順序的重新排列的時域信號，通過時間-頻率變換單元140變換為頻域信號，通過映射單元150將頻域信號映射到多個副載波，通過頻率-時間變換單元160 將映射后的頻域信號變換為時域信號，由此形成SC-FDMA信號。
對SC-FDMA信號，由無線處理單元170進行CP附加、時間開窗處理以及無線處理，并通過未圖示的天線進行發(fā)送。
接收裝置200的CP去除單元210去除通過未圖示的天線接收到的 SC-FDMA信號上所附加的CP,時間-頻率變換單元230將SC-FDMA信號變換為頻域信號。FDE單元240利用由信道估計單元220估計出的信道估計結果，對頻域信號進行頻率均衡處理。
解映射單元250將頻率均衡處理后的頻域信號解映射到原來的頻帶，頻率-時間變換單元260將解映射后的頻域信號變換為時域信號。數(shù)據(jù)分離單元270基于通信對方的發(fā)送裝置100的數(shù)據(jù)重新排列單元 130中的重新排列順序，按每個調(diào)制方式分離時域信號，解調(diào)單元280-1和 280-2對分離后的一階調(diào)制信號進行解調(diào)處理，合成單元290合成解調(diào)信號，
獲得解碼數(shù)據(jù)。
如上所述，根據(jù)本實施方式，數(shù)據(jù)重新排列單元130，在越靠近SC-FDMA 碼元長度的端部，配置調(diào)制階數(shù)越低的信號。由此，加強了容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部的容錯性，所以能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元長度的端部的差錯對整個分組的影響，從而防止整體吞吐量的降低。
另外，在上述說明中，發(fā)送裝置100包括兩個一階調(diào)制單元120-1和 120-2,其生成調(diào)制階數(shù)不同的一階調(diào)制信號，但是并不限于此，也可以是發(fā) 送裝置100包括三個以上的一階調(diào)制單元，在越接近SC-FDMA碼元長度的端部，數(shù)據(jù)重新排列單元130優(yōu)先地分配調(diào)制階數(shù)越小的一階調(diào)制信號。
(實施方式2)
圖4是表示本發(fā)明的實施方式的發(fā)送裝置300的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的iJL明中，對與圖2相同的結構部分附加相同的標號，并省略其i兌明。
與實施方式l的不同之處在于，圖4的發(fā)送裝置300中刪除了選擇器單元110，并且包括數(shù)據(jù)重新排列單元310以代替數(shù)據(jù)重新排列單元130。
數(shù)據(jù)重新排列單元310根據(jù)對輸入到一階調(diào)制單元120-1和120-2的輸入數(shù)據(jù)的質(zhì)量要求，將由一階調(diào)制單元120-1和120-2生成的一階調(diào)制信號重新排列，生成1SC-FDMA碼元長度的時域信號。
具體而言，數(shù)據(jù)重新排列單元310將與質(zhì)量要求較低的輸入數(shù)據(jù)對應的一階調(diào)制信號優(yōu)先地分配到SC-FDMA碼元長度的端部。這樣，通過將質(zhì)量要求較低的輸入數(shù)據(jù)分配到容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部，而將質(zhì)量要求較高的輸入數(shù)據(jù)分配到延遲波的影響較少的SC-FDMA 碼元長度的中央，即使在容易受到延遲波的影響的碼元端部發(fā)生差錯的情況下，也能夠?qū)⑷菀资艿窖舆t波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的質(zhì)量的影響抑制到最小限度。
圖5是表示本發(fā)明的實施方式的接收裝置400的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖3相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖5的接收裝置400中刪除了合成單元
290，并且包括數(shù)據(jù)分離單元410以代替數(shù)據(jù)分離單元270。
數(shù)據(jù)分離單元410基于通信對方的發(fā)送裝置300的數(shù)據(jù)重新排列單元 310中的重新排列順序分離時域信號，并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-1和 280-2。具體而言，發(fā)送裝置300的數(shù)據(jù)重新排列單元310將質(zhì)量要求較低的一階調(diào)制信號優(yōu)先地排列在SC-FDMA碼元長度的端部，并且將質(zhì)量要求較高的一階調(diào)制信號排列在SC-FDMA碼元長度的中央，所以，數(shù)據(jù)分離單元 410將排列在SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號分離，并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-1，并且將排列在SC-FDMA碼元長度的中央的一階調(diào)制信號分離，并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-2。
如上所述，根據(jù)本實施方式，數(shù)據(jù)重新排列單元310，在越靠近SC-FDMA 碼元長度的端部，分配質(zhì)量要求越低的信號。這樣，將質(zhì)量要求較低的一階調(diào)制信號排列在容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部，所以，即使在容易受到延遲波的影響的碼元端部發(fā)生差錯的情況下，也能夠?qū)⑷菀?受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的質(zhì)量的影響抑制到最小限度。
(實施方式3)
圖6是表示本發(fā)明的實施方式的發(fā)送裝置500的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖1相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖6的發(fā)送裝置500中刪除了選擇器單元110,并且包括數(shù)據(jù)重新排列單元510以代替lt據(jù)重新排列單元130。
數(shù)據(jù)重新排列單元510根據(jù)與由一階調(diào)制單元120-1和120-2生成的一階調(diào)制信號對應的無線傳輸特性，將這些一階調(diào)制信號重新排列，生成 1SC-FDMA碼元長度的時域信號。
具體而言，數(shù)據(jù)重新排列單元510將無線傳輸特性較強的一階調(diào)制信號優(yōu)先地分配到SC-FDMA碼元長度的端部。這樣，通過將無線傳輸特性較強的一階調(diào)制信號分配到容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部，并將容錯性較弱的調(diào)制信號分配到延遲波的影響較少的SC-FDMA碼元長度的中央，由此SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號不容易出錯，從而改善傳輸特性。
這里，無線傳輸特性取決于例如一階調(diào)制單元120-1和120-2中有無編碼、有無擴頻以及有無復制，進行編碼、擴頻或復制的情況的無線傳輸特性比不進行編碼、擴頻或復制的情況的無線傳輸特性強。另外，即使在進行編碼、擴頻或復制的情況下，無線傳輸特性也因其方法而不同，例如，編碼率、擴頻率或復制數(shù)越大，無線傳輸特性越強。而且，即使是相同的編碼率，無
線傳輸特性也因編碼方法而不同，例如，使用特播(Turbo)碼的情況的無線傳輸特性比使用巻積碼的情況的無線傳輸特性強。關于擴頻方法和復制方法也是相同的。
圖7是表示本發(fā)明的實施方式的接收裝置600的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖3相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖7的接收裝置600中刪除了合成單元290,并且包括數(shù)據(jù)分離單元610以代替數(shù)據(jù)分離單元270。
數(shù)據(jù)分離單元610基于通信對方的發(fā)送裝置500的數(shù)據(jù)重新排列單元510重新排列容錯性不同的一階調(diào)制信號的順序來分離時域信號，并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-1和280-2。具體而言，發(fā)送裝置500的數(shù)據(jù)重新排列單元510將無線傳輸特性較強的一階調(diào)制信號優(yōu)先地排列在SC-FDMA碼元長度的端部，并且將無線傳輸特性較弱的一階調(diào)制信號排列在SC-FDMA碼元長度的中央，所以，數(shù)據(jù)分離單元610將排列在SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號分離并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-1,并且將排列在SC-FI)MA碼元長度的中央的一階調(diào)制信號分離并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-2。
如上所述，根據(jù)本實施方式，數(shù)據(jù)重新排列單元510，在越靠近SC-FDMA碼元長度的端部，分配無線傳輸特性越好的信號。由此，加強了容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部的容錯性，所以能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，從而防止整體吞吐量的降低。
(實施方式4)
圖8是表示本發(fā)明的實施方式的發(fā)送裝置700的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖2相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖8的發(fā)送裝置700中刪除了選擇器單元IIO,并且包括數(shù)據(jù)重新排列單元720以代替數(shù)據(jù)重新排列單元130,還包括糾4晉編碼單元710。
糾錯編碼單元710對輸入數(shù)據(jù)進行糾錯編碼處理，取得系統(tǒng)比特和奇偶校驗比特。糾錯編碼單元710將獲得的系統(tǒng)比特輸出到一階調(diào)制單元120-1, 并將奇偶校驗比特輸出到一階調(diào)制單元120-2 。
數(shù)據(jù)重新排列單元720根據(jù)由一階調(diào)制單元120-1和120-2生成的一階調(diào)制信號，將這些一階調(diào)制信號重新排列。具體而言，數(shù)據(jù)重新排列單元720 將糾錯編碼生成的冗余比特即奇偶校驗比特優(yōu)先地映射到SC-FDMA碼元長度的端部，并將信息比特即系統(tǒng)比特映射到SC-FDMA碼元長度的中央。這樣，通過將冗余比特即奇偶校驗比特分配到容易受到延遲波的影響的 SC-FDMA碼元長度的端部，并將信息比特即系統(tǒng)比特分配到延遲波的影響較少的SC-FDMA碼元長度的中央，由此系統(tǒng)比特不容易出錯，從而改善傳輸特性。
圖9是表示本發(fā)明的實施方式的接收裝置800的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖3相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式l的不同之處在于，圖9的接收裝置800中刪除了合成單元 290,并且包括數(shù)據(jù)分離單元810以代替數(shù)據(jù)分離單元270，還包括糾錯解碼單元820。
數(shù)據(jù)分離單元810基于通信對方的發(fā)送裝置700的數(shù)據(jù)重新排列單元 720 .重新排列一階調(diào)制信號的順序分離時域信號，并將其輸出到對應的解調(diào) 單元280-1和280-2。具體而言，發(fā)送裝置700的數(shù)據(jù)重新排列單元720將奇偶校驗比特排列在SC-FDMA碼元長度的端部，并且將系統(tǒng)比特排列在 SC-FDMA碼元長度的中央，所以，數(shù)據(jù)分離單元810將排列在SC-FDMA碼元長度的端部的奇偶校驗比特分離并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-1，并且將排列在SC-FDMA碼元長度的中央的系統(tǒng)比特分離并將其輸出到對應的解調(diào)單元280-2。如上所述，根據(jù)本實施方式，數(shù)據(jù)重新排列單元720，在越靠近SC-FDMA碼元長度的端部，分配通過糾錯編碼而生成的奇偶校驗比特。這樣，通過將冗余比特即奇偶校驗比特分配到容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部，由此系統(tǒng)比特不容易出錯，從而能夠防止整體吞吐量的降低。
(實施方式5)
圖10是表示本發(fā)明的實施方式的發(fā)送裝置900的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖2相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖10的發(fā)送裝置900中刪除了選擇器單元110和一階調(diào)制單元120-2,并且包括數(shù)據(jù)重新排列單元930以代替數(shù)據(jù)重新排列單元 130 , 還包括 ACK/NACK(Acknowledgment/NegativeAcknowledgment:肯定響應/否定響應)信息取得單元910和重發(fā)控制單元920。
ACK/NACK信息取得單元910取得從通信對方的接收裝置發(fā)送的ACK/NACK信息，并將取得結果輸出到重發(fā)控制單元920。
在取得結果為NACK的情況下，重發(fā)控制單元920將重發(fā)數(shù)據(jù)輸入到一階調(diào)制單元120-1,并且將表示ACK/NACK的取得結果輸出到數(shù)據(jù)重新排列單元930。
數(shù)據(jù)重新排列單元930在為ACK的情況下和為NACK的情況下，切換排列方法而生成時域信號。具體而言，在為NACK的情況下，數(shù)據(jù)重新排列單元930以與新數(shù)據(jù)的順序不同的順序，將重發(fā)數(shù)據(jù)的一階調(diào)制信號重新排列。例如，數(shù)據(jù)重新排列單元930以如下方式進行重新排列，即，將在發(fā)送新數(shù)據(jù)時配置在SC-FDMA碼元長度的中央的一階調(diào)制信號配置到SC-FDMA碼元長度的端部，并將在發(fā)送新數(shù)據(jù)時配置在SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號配置到SC-FDMA碼元長度的中央。
這樣，在發(fā)送新數(shù)據(jù)時和發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時切換一階調(diào)制信號的配置，在發(fā)送新數(shù)據(jù)時配置在SC-FDMA碼元長度的端部的、受到延遲波的影響而發(fā)生了差錯的一階調(diào)制信號，在發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時被配置到延遲波的影響較少的SC-FDMA碼元長度的中央，由此發(fā)送新數(shù)據(jù)時發(fā)生了差錯的一階調(diào)制信號在發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時再次出錯的比例減少，其結果能夠防止再次無法正確地對分組進行解碼，從而防止整體吞吐量的降低。圖11是表示本發(fā)明的實施方式的接收裝置1000的主要部分的結構的方框圖。在本實施方式的說明中，對與圖3相同的結構部分附加相同的標號，并省略其說明。
與實施方式1的不同之處在于，圖11的接收裝置1000中刪除了解調(diào)單元280-2和合成單元290,并且包括數(shù)據(jù)分離單元1010以代替數(shù)據(jù)分離單元270。
數(shù)據(jù)重新排列單元1010基于通信對方的發(fā)送裝置卯0的數(shù)據(jù)重新排列單元930中的重新排列順序，將一階調(diào)制信號重新排列。具體而言，數(shù)據(jù)重新排列單元1010在接收新數(shù)據(jù)時不將一階調(diào)制信號重新排列而將其輸出到解調(diào)單元280-1,而在接收重發(fā)數(shù)據(jù)時將配置在SC-FDMA碼元長度的端部的一階調(diào)制信號重新配置到SC-FDMA碼元長度的中央，并將配置在SC-FDMA碼元長度的中央的一階調(diào)制信號重新配置到SC-FDMA碼元長度的端部。數(shù)據(jù)重新排列單元1010將重新配置后的一階調(diào)制信號輸出到解調(diào)單元280-1。
如上所述，根據(jù)本實施方式，數(shù)據(jù)重新排列單元930在發(fā)送新數(shù)據(jù)時和發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時切換1SC-FDMA碼元長度內(nèi)的信號分配圖案。由此，能夠在發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時，在發(fā)送新數(shù)據(jù)時配置在容易受到延遲波的影響的SC-FDMA碼元長度的端部而發(fā)生了差錯的一階調(diào)制信號，配置到延遲波的影響較少的SC-FDMA碼元長度的中央，由此能夠避免同——階調(diào)制信號再次出錯，從而防止整體吞吐量的降低。
另外，在發(fā)送新數(shù)據(jù)時和發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時以不同的順序?qū)⒁浑A調(diào)制信號重新排列的情況下，也可以在每次重發(fā)時變更交織圖案，或在每次重發(fā)時進行循環(huán)移位(cyclic shift)等。
在上述的實施方式中，對于發(fā)送裝置的數(shù)據(jù)重新排列單元所使用的重新排列圖案而言，既可以采用在發(fā)送裝置和接收裝置間已知的圖案，也可以基于延遲波的延遲時間決定重新排列圖案，并將所決定的重新排列圖案作為控制信息，從發(fā)送裝置通知給接收裝置(或者，從接收裝置通知給發(fā)送裝置)。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)為發(fā)送SC-FDMA信號的發(fā)送裝置，該發(fā)送裝置采用如下結構，即，包括數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，配置差錯特性越好的信號或者不要求高的差錯特性的信號來取得時域信號；以及形成單元，使用由所述數(shù)據(jù)重新排列單元取得的時域信號，形成所述SC-FDMA信號。根據(jù)該結構，能夠在SC-FDMA信號的1碼元長度內(nèi)，選擇容易受到延遲波的影響的碼元端部和延遲波的影響較少的碼元中央來排列信號，因此能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，越分配調(diào)制階數(shù)低的信號。
根據(jù)該結構，加強了容易受到延遲波的影響的碼元端部的容^"性，所以能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，從而防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配質(zhì)量要求越低的信號。
根據(jù)該結構，即使在容易受到延遲波的影響的碼元端部發(fā)生差錯的情況下，也能夠?qū)⑷菀资艿窖舆t波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的質(zhì)量的影響抑制到最小限度。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配無線傳輸特性越強的j言號。
根據(jù)該結構，加強了容易受到延遲波的影響的碼元端部的容錯性，所以能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，從而防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配通過糾錯編碼而生成的奇偶校驗比特。
根據(jù)該結構，能夠降低系統(tǒng)比特出錯的比例，從而防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元根據(jù)輸入數(shù)據(jù)是新數(shù)據(jù)還是重發(fā)數(shù)據(jù)，切換重新排列圖案。
根據(jù)該結構，能夠在發(fā)送重發(fā)數(shù)據(jù)時，將在發(fā)送新數(shù)據(jù)時被配置在容易受到延遲波的影響的碼元端部而發(fā)生了差錯的信號，配置到延遲波的影響較少的碼元中央，由此能夠避免同一信號再次出錯，從而防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元基于延遲波的延遲時間決定重新排列圖案。
根據(jù)該結構，延遲時間越長，能夠使SC-FDMA碼元長度的端部的、用于配置差錯特性較好的信號或者不要求較高的差錯特性的信號的區(qū)域越大，從而能夠盡可能地避免延遲波的影響。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，還包括通知單元，將所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案通知給通信對方。
根據(jù)該結構，即使在變更了重新排列圖案的情況下，也在接收端可靠地掌握重新排列圖案，所以能夠以對應的解調(diào)方式進行正確的解調(diào)。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案為在通信對方與本裝置之間已知的圖案。
根據(jù)該結構，無須發(fā)送和接收有關重新排列圖案的控制信息，所以能夠?qū)崿F(xiàn)傳輸效率的提高。
本發(fā)明的發(fā)送裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，還包括取得單元，取得從通信對方通知的所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案。
根據(jù)該結構，能夠根據(jù)通信對方的接收環(huán)境隨時改變重新排列圖案，所以能夠?qū)崿F(xiàn)通信質(zhì)量的改善。
本發(fā)明的接收裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，包括接收單元，接收無線頻帶的SC-FDMA信號；變換單元，將所述SC-FDMA信號變換為基帶的時域信號；以及解調(diào)單元，將由所述變換單元取得的基帶的時域信號，作為在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，其差錯特性越好的信號進行解調(diào)。
根據(jù)該結構，通過在發(fā)送端在SC-FDMA信號的1碼元長度內(nèi)，在越容易受到延遲波的影響的碼元端部，配置差錯特性越好的信號，由此在接收端降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，所以能夠防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的接收裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述解調(diào)單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，以調(diào)制階數(shù)越低的解調(diào)方式進行解調(diào)。根據(jù)該結構，通過在發(fā)送端，在越靠近容易受到延遲波的影響的碼元端部分配調(diào)制階數(shù)越低的信號，由此在接收端加強了容易受到延遲波的影響的碼元端部的容錯性，降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，從而能夠防止整體吞吐量的降低。
本發(fā)明的接收裝置的一個形態(tài)采用如下結構，即，所述解調(diào)單元對信號
進行解調(diào)，即作為在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，以無線傳輸特性越強的糾錯編碼方法、擴頻方法或復制方法進行了調(diào)制的信號進行
根據(jù)該結構，通過在發(fā)送端，在越容易受到延遲波的影響的碼元端部分配以無線傳輸特性越強的糾錯編碼方法、擴頻方法或復制方法進行了調(diào)制的信號，由此在接收端，加強了容易受到延遲波的影響的碼元端部的容錯性，降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，從而能夠
防止整體吞吐量的降低。工業(yè)實用性
本發(fā)明能夠不改變CP長度(不加長)而減少延遲波的影響，從而防止整體吞吐量的降低，作為用于單載波通信方式的發(fā)送裝置、發(fā)送方法、接收裝置以及接收方法等極為有用。
權利要求
1、發(fā)送裝置，發(fā)送SC-FDMA信號，該發(fā)送裝置包括數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，配置差錯特性越好的信號或者不要求高的差錯特性的信號而取得時域信號；以及形成單元，使用由所述數(shù)據(jù)重新排列單元取得的時域信號，形成所述SC-FDMA信號。
2、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配調(diào)制階數(shù)越低的信號。
3、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配質(zhì)量要求越低的信號。
4、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配無線傳輸特性越強的信號。
5、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，分配通過糾錯編碼而生成的奇偶校驗比特。
6、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元根據(jù)輸入數(shù)據(jù)是新數(shù)據(jù)還是重發(fā)數(shù)據(jù)，切換重新排列圖案。
7、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元基于延遲波的延遲時間決定重新排列圖案。
8、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，還包括通知單元，將所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案通知給通信對方。
9、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案為在通信對方與本裝置之間已知的圖案。
10、如權利要求1所述的發(fā)送裝置，還包括取得單元，取得由通信對方通知的所述數(shù)據(jù)重新排列單元的重新排列圖案。
11、接收裝置，包括接收單元，接收無線頻帶的SC-FDMA信號；變換單元，將所述SC-FDMA信號變換為基帶的時域信號；以及解調(diào)單元，將由所述變換單元取得的基帶的時域信號，、作為在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，其差錯特性越好的信—進行解調(diào)。
12、如權利要求11所述的接收裝置，所述解調(diào)單元，在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，以調(diào) 制階數(shù)越低的解調(diào)方式進行解調(diào)。
13、如權利要求11所述的接收裝置，所述解調(diào)單元進行解調(diào)，即作為在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，以無線傳輸特性越強的糾錯編碼方法、擴頻方法或復制方法進行了調(diào)制的信號進行解調(diào)。
14、發(fā)送SC-FDMA信號的發(fā)送方法，包括以下步驟在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，配置差錯特性越好的信號或者不要求高的差錯特性的信號而取得時域信號；以及使用由所述數(shù)據(jù)重新排列單元取得的時域信號，形成所述SC-FDMA信
15、接收方法，包括以下步驟接收無線頻帶的SC-FDMA信號；將所述SC-FDMA信號變換為基帶的時域信號；以及將取得的基帶的時域信號進行解調(diào)，作為在越靠近所述SC-FDMA信號的碼元長度的端部，差錯特性越好的信號。
全文摘要
公開了不降低傳輸效率而減少延遲波的影響，從而防止整體吞吐量的降低的發(fā)送裝置。在發(fā)送SC-FDMA信號的該發(fā)送裝置中，數(shù)據(jù)重新排列單元(130)，在越靠近SC-FDMA信號的碼元長度的端部，配置差錯特性越好的信號或者不要求較高的差錯特性的信號而取得時域信號，時間-頻率變換單元(140)使用該時域信號形成SC-FDMA信號。由此，能夠在SC-FDMA碼元長度內(nèi)，選擇容易受到延遲波的影響的碼元端部和延遲波的影響較少的碼元中央來排列信號，所以能夠降低容易受到延遲波的影響的碼元端部的差錯對整個分組的影響，防止整體吞吐量的降低。
文檔編號H04J11/00GK101689951SQ200780053469
公開日2010年3月31日申請日期2007年6月28日優(yōu)先權日2007年6月28日
發(fā)明者關裕太申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社

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