專利名稱：：Mimo-ofdm同步方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及MIMO(MultipleInputMultipleOutput,多l(xiāng)lT入多輸出)的無線通信系統(tǒng)，并且具體地，涉及一種MIMO-OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,正交頻分復(fù)用)同步方法和裝置，其優(yōu)選地基于CAZAC序列(ConstantAmplitudeZeroAutoCorrelation,恒包纟各零自才目關(guān)序列)。
背景技術(shù)：
：OFDM技術(shù)由于具有較高的頻鐠利用率、抗頻率選擇性衰落和窄帶干擾等特點，被廣泛應(yīng)用于眾多寬帶數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)(例如DAB、DVB及HDTV)和無線局域網(wǎng)標準WLANIEEE802.11a/g中；另一方面，MIMCM支術(shù)在平坦衰落信道條件下，可以提供分集增益和復(fù)用增益，能夠增加系統(tǒng)容量。由于OFDM技術(shù)可以將頻率選擇性衰落4言道轉(zhuǎn)4匕為一系列平坦衰落子信道，因此OFDM才支術(shù)和MIMO技術(shù)的結(jié)合被認為是B3G/4G以及未來寬帶無線移動通信系統(tǒng)中最有希望的物理層技術(shù)。其中，MIMO-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和才奪號定義:^圖1所示。其中，第^個發(fā)送天線上發(fā)送的時域信號為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>其中，^為IFFT(反傅立葉變換)變換點數(shù)，^"為第/個發(fā)送天線上傳輸?shù)恼{(diào)制符號；加入循環(huán)前綴CP之后，第^個發(fā)送天線上發(fā)送的OFDM符號可以表示為b，^v…,《,w—,，《,。,、,…，氣w—〗，其中，為一個OFDM符號后個點的重復(fù)。在AWGN(加性白高斯噪聲)信道條件下，當存在定時偏差和頻率偏移時，接收端第7個接收天線在第"個抽樣時刻的信號為,=1exp7V在上式中，w為符號不確定的到達時間，即，定時偏差，在這里只考慮附為整凄t的情況，f為用子載波間隔歸一化的頻偏因子，包括小數(shù)頻偏^和整數(shù)頻偏^;""對應(yīng)信道中的加性高斯白噪聲在第7個接收天線第"個時刻的抽樣值。提請注意，這里考慮的是所有發(fā)送天線在接收天線上引入的定時偏差和頻率偏移均相同的情況。目前，已有不少文獻對MIMO-OFDM系統(tǒng)的同步算法進4亍了研究，但是進行定時同步時采用的仍為Schmidl算法(以下簡稱SC算法)，這種算法的一大缺點就是定時度量函數(shù)存在一個"峰值平臺"，/人而造成定時^f立置的不準確，因此時間同步都分為巾貞同步和符號同步兩部分考慮。但是Yao指出"如果幀同步很準確，則可以利用幀結(jié)構(gòu)同時實現(xiàn)幀同步和符號同步"，并利用GOLD序列實現(xiàn)了MIMO-OFDM系統(tǒng)的幀和符號的聯(lián)合同步。然而，GOLD序列并不適用于MIMO-OFDM系統(tǒng)，主要有三個原因(l)GOLD序列不能直接被調(diào)制；(2)由于GOLD序列的FFT(傅立葉變換)變化不具有常幅度特性，因此不是最優(yōu)的；(3)這些序列再經(jīng)過FFT變化之后，會失去彼此之間的正交性。除此之外，這種利用GOLD序列的定時算法在Rayleigh衰落信道下將會定義在信道的最強徑?；趏k匕，可以矛J用CAZAC序歹'J(ConstantAmplitudeZeroAutoCorrelation,恒包絡(luò)零自相關(guān)序列)進行精確定時同步，同時結(jié)合新的定時同步算法，不僅能夠?qū)崿F(xiàn)幀和符號的聯(lián)合同步，并且在Rayleigh衰落信道下也能準確定義到信道的第一徑。常用的傳統(tǒng)MIMO-OFDM采用的幀結(jié)構(gòu)如圖2所示，定時同步算法是先在時域利用訓練序列的重復(fù)特性，進行自相關(guān)運算獲取幀同步信息，然后再由幀同步函數(shù)的相位獲取頻偏估計值，之后再利用訓練序列的互相關(guān)特性進行精同步。在圖2中，前導符號由周期為^的CAZAC序列重復(fù)組成，并以便進行信道估計。假設(shè)第1個發(fā)送天線上的前導訓練序列為c("),則第'個發(fā)送天線上的前導訓練為+—0'L乂/w'」)。周期為乂的chu序列形式為cf)^exp(y扁2/A^)0^"<乂gcd(r,_/Vc)=l州=^肌{乂，"(,)其自相關(guān)特性滿足'"=。"""…，"0(mcxiAg傳統(tǒng)算法幀同步具體包括以下步驟步驟1:幀同步/粗定時同步<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中，0("+w)表示第7個接收天線在第"+w個抽樣時刻的信號值。步驟2:小凄t頻偏估計利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)頻偏估計值，即，步驟3:整lt部分頻偏估計利用步驟2得到的小數(shù)頻偏估計對接收信號進行補償，利用FFT變化之后的訓練序列的相關(guān)特性進行整數(shù)頻偏估計，即，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>其中，和《"分別表示第7個接收天線上經(jīng)過FFT變換之后的信號值和第f個發(fā)送天線訓練序列的FFT變換。步艱《4:符號同步/細定時同步利用訓練序列時域相關(guān)特性進4于細定時，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，o，"w和，"分別表示第7個接收天線上時域信號值和第/個發(fā)送天線訓練序列。通過以上描述可以看出，由于sc算法的定時不準確，所以定時同步要分成幀同步和符號同步來進^f亍，同時，在多徑衰落信道下，相關(guān)技術(shù)所采用的算法處理只能定義在信道的最強徑，而不能定義在信道的第一徑。
發(fā)明內(nèi)容考慮到相關(guān)技術(shù)中存在的上述問題而做出本發(fā)明，為此，本發(fā)明旨在提供一種MIMO-OFDM同步方法和裝置，其優(yōu)選地基于CAZAC序列。才艮據(jù)本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步方法包括以下處理步驟S302，利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函lt，從而獲得幀定時位置；步驟S304,進4于整凄t頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對步驟S302中獲得的幀定時位置進行修正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；步驟S306，對步驟S304中獲得的信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；步驟S308,利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。具體地，在步驟S302中，通過以下公式獲取定時目標函數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>其中，。^+m)表示第y個接收天線在第d+m個抽樣時刻的信號值，c,(c/)為第個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。在步驟S304中，在有整數(shù)偏頻因子《存在的情況下，chu序列的相關(guān)函lt為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>□w其中<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>在步驟S306中，通過以下公式對信道最強徑的到達時刻進行修正:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula><formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>其中，；;為門限值；S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第一徑之間的最大時間間隔；『為滑動窗口的大小。此外，在步驟S308中，通過以下公式來獲取小數(shù)偏頻估計值<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>.才居本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步裝置包4舌幀同步和符號同步模塊，利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；整數(shù)頻偏估計模塊，用于進行整數(shù)頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對幀同步和符號同步模塊獲得的幀定時位置進行修正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；幀同步位置修正模塊，對整數(shù)頻偏估計模塊獲得的信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；小數(shù)頻偏估計模塊，利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。具體地，幀同步和符號同步才莫塊通過以下7>式獲取定時目標函數(shù):<formula>formulaseeoriginaldocumentpage12</formula>頁其中，。(cZ+m)表示第/個接收天線在第d+m個抽樣時刻的信號值，c,(力為第個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。對于整數(shù)頻偏估計模塊，在有整數(shù)偏頻因子s,存在的情況下，chu序列的坤目關(guān)函凄t為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>幀同步位置修正才莫塊通過以下7>式對信道最強徑的到達時刻進行修正<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>其中，"為門卩艮值；S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第4圣之間的最大時間間隔；『為滑動窗口的大小。此外，小數(shù)頻偏估計模塊通過以下公式來獲取小數(shù)偏頻估計值一士z尸U。通過本發(fā)明的以上技術(shù)方案，可以利用CAZAC序列進行精確定時同步，同時結(jié)合新的定時同步處理，實現(xiàn)了幀同步和符號同步的聯(lián)合實現(xiàn)，從而降低了定時算法的計算量；定時位置準確，能夠準確定義在多徑衰落信道中的第一徑，因此更適合應(yīng)用在Rayleigh衰落信道；此外，可以在時域進行整數(shù)頻偏，因此無需進行FFT運算。此處所i兌明的附圖用來提供對本發(fā)明的進一步理解，構(gòu)成本申請的一部分，本發(fā)明的示意性實施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當限定。在附圖中圖1是根據(jù)相關(guān)技術(shù)的MIMO-OFDM系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和符號定義的示意圖；圖2是根據(jù)相關(guān)技術(shù)的傳統(tǒng)MIMO-OFDM采用的幀結(jié)構(gòu)的示意圖；圖3是示出才艮據(jù)本發(fā)明實施例的基于CAZAC序列的MIMO-OFDM同步方法的流禾呈圖；以及圖4示出了AWGN信道下的定時度量函數(shù)；圖5示出了AWGN信道下和Rayleigh衰落信道下的定時捕獲概率；圖6示出了在存在整數(shù)頻偏時，本發(fā)明的方法在AWGN信道下和Rayleigh衰落^f言道下定時捕IU既率；以及圖7是根據(jù)本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步裝置的結(jié)構(gòu)框圖。具體實施方式以下將結(jié)合附圖來具體描述本發(fā)明的實施例。方法實施例在本發(fā)明的實施例中，才是供了一種基于CAZAC序列的MIMO-OFDM同步方法。在該方法中d吏用如圖2所示的幀結(jié)構(gòu)，并且采用的序列為chu序列。如圖3所示，該方法包括以下處理步驟S302，利用4妄收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；步驟S304，進行整數(shù)頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對步驟S302中獲得的幀定時位置進行修正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；步驟S306，對步驟S304中獲得的信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；步驟S308,利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。以下將詳細描述上述的各個步驟。在步驟S302中，實現(xiàn)幀同步和符號同步的聯(lián)合實現(xiàn)，直接利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取尖銳的定時目標函數(shù)，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>其中，^W+附)表示第y'個接收天線在第cZ+w個抽樣時刻的信號值，c,(力為第/個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。步艱《S304，整凄t頻偏估計。利用整凄t頻偏對訓練序列相關(guān)特性的影響，可以利用chu序列實現(xiàn)jEL頻偏估計。具體分析如下在有整凄t頻偏因子f,存在的條件下，chu序列的相關(guān)函l史為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>由上述可知，在有整數(shù)頻偏存在的條件下，chu序列的相關(guān)峰值會產(chǎn)生移位，并且此移位信息中包含整數(shù)頻偏因子。利用此信息，就可以由定時位置的移位信息來估計整數(shù)頻偏，當然需要額外再引入一個訓練序列來輔助(例如，周期為W的chu序歹ij)整凄t頻偏的估計，這樣可能會增加幀頭的長度，但是較之傳統(tǒng)的整數(shù)頻偏估計方法，該方法無需進行FFT運算，可以直接在時域進行。利用此方法可以獲得的整數(shù)頻偏估計范圍，限于本文采用的這種特殊的移位正交chu序歹寸的移4立凄t(乂/iV,)。通過上述處理，可以獲得整lt頻偏的估計值，利用此值對步驟1獲得的幀定時位置進行修正，可以準確獲得信道最強徑的到達時刻、pro下表給出了整數(shù)頻偏存在時，利用本發(fā)明實施例的方法的該步驟獲得的整數(shù)頻偏正確監(jiān)測概率(AWGN信道下和Rayleigh衰落信道下整數(shù)頻偏的錯誤檢測概率)<table>tableseeoriginaldocumentpage0</column></row><table>步驟S306,幀同步位置的修正。在Rayleigh衰落信道下，定時的準確位置應(yīng)該出現(xiàn)在信道的第一徑而不是信道的最強徑，所以需要對經(jīng)過步驟S304得到的信道最強徑的到達時刻進行《奮正。即最佳定時位置為<table>tableseeoriginaldocumentpage0</column></row><table>其中，/7為門限值，S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第4圣之間的最大時間間隔，『為滑動窗口的大小。步驟S308，進4亍小凄t頻偏估計，即，&=丄2尸"^,)。另外，采用本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步方法獲得的仿真結(jié)果如圖4-圖6所示。其中，圖4示出了AWGN信道下的定時度量函凄t;圖5示出了AWGN信道下和Rayleigh衰落信道下的定時捕獲相克率；圖6示出了在存在整數(shù)頻偏時，本發(fā)明的方法在AWGN信道下和Rayleigh衰落信道下定時捕獲概率。裝置實施例如圖7所示，據(jù)本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步裝置包4舌幀同步和符號同步才莫塊702,利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；整數(shù)頻偏估計模塊704,用于進行整數(shù)頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對幀同步和符號同步模塊702獲得的幀定時位置進行修正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；幀同步位置修正才莫塊706，對整數(shù)頻偏估計才莫塊704獲得的信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；小數(shù)頻偏估計模塊708，利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。具體地，幀同步和符號同步才莫塊702通過以下/>式獲取定時目標函數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>其中，+—表示第y個接收天線在第cZ+w個抽樣時刻的信號值，c,(力為第/個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。對于整數(shù)頻偏估計^t塊704,在有整數(shù)偏頻因子《存在的情況下，chu序列的才目關(guān)函凄t為由上述可知，在有整數(shù)頻偏存在的條件下，chu序列的相關(guān)峰值會產(chǎn)生移位，并且此移位信息中包含整數(shù)頻偏因子。利用此信息，就可以由定時位置的移位信息來估計整數(shù)頻偏，當然需要額外再引入一個訓練序列來輔助(例如，周期為W的chu序歹ij)整凄t頻偏的估計，這樣可能會增加幀頭的長度，但是較之傳統(tǒng)的整數(shù)頻偏估計方法，該方法無需進4于FFT運算，可以直4妻在時i或進4于。利用此方法可以獲得的整數(shù)頻偏估計范圍，限于本文采用的這種特殊的移位正交chu序列的移位數(shù)(iVc/7V,)。通過上述處理，可以獲得整數(shù)頻偏的估計值，利用此值對步驟1獲得的幀定時位置進行修正，可以準確獲得信道最強徑的到達時幀同步位置修正模塊706通過以下公式對信道最強徑的到達時刻進行修正《,=￡c".c:".exp(-/2w,w/A0<formula>formulaseeoriginaldocumentpage20</formula>其中，；/為門卩艮值；S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第一徑之間的最大時間間隔；『為滑動窗口的大小。此外，小數(shù)頻偏估計模塊708通過以下公式來獲取小數(shù)偏頻估另夕卜，采用本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM同步裝置獲得的仿真結(jié)果同沖羊可以參照圖4-圖6。通過以上描述可以看出，借助于本發(fā)明的l支術(shù)方案，能夠?qū)崿F(xiàn)幀同步和符號同步的聯(lián)合實現(xiàn)，從而降低了定時算法的計算量；定時位置準確，能夠準確定義在多徑衰落信道中的第一徑，因此更適合應(yīng)用在Rayleigh衰落信道；此外，可以在時域進行整凄t頻偏，因此無需進行FFT運算。以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。權(quán)利要求1.一種MIMO-OFDM同步方法，其特;f正在于，包^舌以下處理步驟S302，利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；步驟S304,進4于整lt頻偏估計，并利用整ft頻偏估計值對步驟S302中獲得的幀定時位置進^f刊奮正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；步驟S306，對步驟S304中獲得的所述信道最強徑的到達時刻進行^奮正，從而獲得最佳定時位置；以及步驟S308,利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。2.才艮據(jù)權(quán)利要求1所述的MIMO-OFDM同步方法，其特征在于，在所述步驟S302中，通過以下公式獲取所述定時目標函數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage2</formula>其中，(J+m)表示第y個接收天線在第d+m個抽樣時刻的信號值，c,(力為第/個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的MIMO-OFDM同步方法，其特征在于，在所述步驟S304中，在有整數(shù)偏頻因子e,存在的情況下，chu序列的相關(guān)函l史為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的MIMO-OFDM同步方法，其特征在于，在所述步驟S306中，通過以下7>式對所述信道最強徑的到達時刻進4于<奮正<formula>formulaseeoriginaldocumentpage3</formula>S)八乂(f-s+"l，lAj(f-s+A:)1〉/70,o/Z/erw/se其中，/7為門限值；S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第一徑之間的最大時間間隔；『為滑動窗口的大小。5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的MIMO-OFDM同步方法，其特征在于，在所述步驟S308中，通過以下^^式來獲取所述小婆t偏頻估計值6.—種MIMO-OFDM同步裝置，其特征在于，包括幀同步和符號同步模塊，利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；整數(shù)頻偏估計模塊，用于進行整數(shù)頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對所述幀同步和符號同步才莫塊獲得的幀定時位置進4刊奮正，/人而獲得信道最強徑的到達時刻；幀同步位置修正模塊，對所述整數(shù)頻偏估計模塊獲得的所述信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；以及小數(shù)頻偏估計模塊，利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的MIMO-OFDM同步裝置，其特征在于，所述幀同步和符號同步模塊通過以下公式獲取所述定時目標函數(shù)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>(d)其中，表示第y個接收天線在第d+w個抽樣時刻的信號值，c,(力為第,'個發(fā)送天線上對應(yīng)的chu序列。8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的MIMO-OFDM同步裝置，其特征在于，對于所述整數(shù)頻偏估計模塊，在有整數(shù)偏頻因子c,存在的情況下，chu序列的沖目關(guān)函凄l(xiāng)為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>其中，<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的MIMO-OFDM同步裝置，其特征在于，所述幀同步位置》務(wù)正才莫塊通過以下7>式對所述信道最強徑的到達時刻進^f于^f奮正f'，=argmax{M(":s=0,1,…，5^A=0vV乂.(f一s+A:),八乂.(f—^+&)|>70，o^rw/M其中，為門限值；S為Rayleigh衰落信道下信道最強徑和第一徑之間的最大時間間隔；『為滑動窗口的大小。10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的MIMO-OFDM同步裝置，其特征在于，所述小數(shù)頻偏估計模塊通過以下公式來獲取所述小數(shù)偏頻估計值一士Z仇,)。全文摘要本發(fā)明提供了一種MIMO-OFDM同步方法，包括以下處理步驟S302，利用接收信號和訓練序列之間的相關(guān)特性獲取定時目標函數(shù)，從而獲得幀定時位置；步驟S304，進行整數(shù)頻偏估計，并利用整數(shù)頻偏估計值對步驟S302中獲得的幀定時位置進行修正，從而獲得信道最強徑的到達時刻；步驟S306，對步驟S304中獲得的信道最強徑的到達時刻進行修正，從而獲得最佳定時位置；步驟S308，利用幀同步函數(shù)的相位獲取小數(shù)偏頻估計值。通過本發(fā)明的技術(shù)方案，可以實現(xiàn)幀同步和符號同步的聯(lián)合實現(xiàn)，并能夠準確定義在多徑衰落信道中的第一徑。文檔編號H04L29/06GK101312454SQ20071010727公開日2008年11月26日申請日期2007年5月23日優(yōu)先權(quán)日2007年5月23日發(fā)明者王衍文,郝東來申請人:中興通訊股份有限公司