專利名稱：多邊帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)射頻收發(fā)機的頻率綜合器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于集成電路設(shè)計技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種適用于多邊帶正交頻分復(fù)用超寬帶 (MB-OFDM UWB)系統(tǒng)射頻收發(fā)機頻率組1的頻率綜合器的結(jié)構(gòu)設(shè)計，該結(jié)構(gòu)能夠在 <9ns的跳變時間內(nèi)輸出3.432GHz， 3.96GHz， 4.488GHz中的一個本振頻率點，滿足系統(tǒng) 的要求，而且該結(jié)構(gòu)可用CMOS來實現(xiàn)，降低了成本。
背景技術(shù)：
隨著無線通信網(wǎng)絡(luò)的飛速發(fā)展，人們對數(shù)據(jù)傳輸速度的期望不斷提高，各種速率越來 越高的無線通信協(xié)議也應(yīng)運而生。超寬帶(UWB)就是在這種趨勢下產(chǎn)生的。MB-OFDM UWB采用了先進的正交頻分復(fù)用(OFDM)數(shù)字調(diào)制方式，并且使用了多頻帶(Multi-Band) 方式，技術(shù)上易于實現(xiàn)、功耗很低，頻帶的利用率高，多個頻率子帶并列，可以避開某些 頻帶、靈活配置，速率的擴展性好，最高速度可達480Mb/s， IO米的范圍內(nèi)最小也可以達 到U0Mb/s，這可以極大的滿足家庭網(wǎng)絡(luò)(或者說WPAN，即個域網(wǎng))用戶對高速的要求。 其具體頻帶劃分如圖l所示。UWB可以用于數(shù)字高清電視接口、無線USB接口以及各種 影像及文件傳輸接口等地，有著極其廣泛的應(yīng)用。除了技術(shù)本身的優(yōu)勢之外，真正商業(yè)化 的產(chǎn)品必須具有小面積、低成本、低功耗的特點。MB-OFDM UWB是非常適合于用CMOS 全集成實現(xiàn)的。據(jù)有關(guān)組織調(diào)査顯示，UWB是未來幾年內(nèi)最有前景、最熱門的通信技術(shù) 之一。
根據(jù)其特點，在UWB射頻通信系統(tǒng)中，有兩個模塊比較難于設(shè)計。 一個是低噪聲放 大器(LNA)，低噪聲放大器需要在很大的帶寬G.l 4.8GHz)內(nèi)保持噪聲和增益的穩(wěn)定。 另一個就是頻率綜合器，因為UWB的發(fā)射功率很低，所以需要UWB射頻收發(fā)機具有很 強的抗干擾能力，也就需要頻率綜合器能夠提供很小的Spur和相位噪聲。而且，因為頻率 綜合器要能夠在3.432GHz、 3.96GHz、 4.488GHz之間實現(xiàn)快速的跳變(<9ns)。這些方面 都說明，UWB頻率綜合器的設(shè)計是有較大的難度的，傳統(tǒng)的頻率綜合器結(jié)構(gòu)已經(jīng)難以滿 足UWB射頻收發(fā)機系統(tǒng)的需求了，需要尋求新的結(jié)構(gòu)來滿足整個系統(tǒng)極高跳變速度、低 相位噪聲、低毛刺的要求，因此也就成為了國內(nèi)外研究機構(gòu)的研究熱點。本發(fā)明具體涉及 的就是MB-OFDM UWB射頻收發(fā)機的頻率綜合器的結(jié)構(gòu)設(shè)計。
UWB頻率綜合器的結(jié)構(gòu)方面，比較直接的一種方案，就是使用三個鎖相環(huán)分別產(chǎn)生固 定的三個頻率點，然后通過一個選通器來選擇需要輸出的本振頻率[1]。該結(jié)構(gòu)實現(xiàn)方法簡
單，性能上能夠很好的滿足要求，但是由于該結(jié)構(gòu)使用了三個鎖相環(huán)，增加了很多的功耗， 也增大了很大的面積，這些都對其實際應(yīng)用有一定的阻礙。另一種結(jié)構(gòu)是雙鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)， 一個鎖相環(huán)路產(chǎn)生3.96GHz頻率的信號，另一個鎖相環(huán)路產(chǎn)生528MHz頻率的信號，然后 通過一個混頻器使3.96GHz的信號或直接輸出或與528MHz的信號相加或者相減，產(chǎn)生所 需要的三個頻率點[2]。該結(jié)構(gòu)仍然使用了兩個鎖相環(huán)，功耗與面積仍然會偏大，而且，該 結(jié)構(gòu)選用的輸入?yún)⒖碱l率為44MHz，這個頻率點的晶振實際上是很少見的，也限制了其實 際應(yīng)用?？偟膩碚f，上述結(jié)構(gòu)都需要使用兩個或者三個鎖相環(huán)來產(chǎn)生輸出所需要的三個頻 率點，需要花費較大面積和功耗，這對實際應(yīng)用是非常不利的。因此研究一種結(jié)構(gòu)簡單， 能夠滿足系統(tǒng)要求而且低功耗低面積的UWB頻率綜合器結(jié)構(gòu)是非常有意義的。
參考文獻 Behzad Razavi, Turgut Aytur, Fei-Ran Yang， et all. "A 0.13 urn CMOS UWB Transceiver",
ZSSCC, Vol. 1， pp.216 - 594, 2005.2 [2] van de Beek, R. Leenaerts, D. et all, "A fast-hopping single-PLL 3-band UWB synthesizer in
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發(fā)明內(nèi)容
針對上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種適用于MB-OFDM UWB系統(tǒng)Groupl頻段射 頻收發(fā)機的頻率綜合器結(jié)構(gòu)，以實現(xiàn)3.432GHz、 3.96GHz、 4.488GHz三個頻率點的快速跳 變(<9ns)，并且在其他性能指標(biāo)上滿足系統(tǒng)的要求。
本發(fā)明所提出的適用于MB-OFDM UWB系統(tǒng)Groupl頻段射頻收發(fā)機的頻率綜合器， 結(jié)構(gòu)如圖2所示，它包括一個鎖相環(huán)路l、兩個正交單邊帶混頻器9和11、 一個選通器10 及一個多相濾波器7。其中鎖相環(huán)路中，鑒頻鑒相器(PFD) la、電荷泵(ChargePump) lb、環(huán)路濾波器(Loop Filter) lc、正交壓控振蕩器(QVCO) ld、工作于4.22斗GHz的源 極耦合(SCL) 二分頻除法器le和lf依次連接，If輸出端再依次連接工作于2.112GHz的 SCL 二分頻除法器lg、工作于1.056GHz的SCL 二分頻除法器lh、雙端轉(zhuǎn)單端電路li、 數(shù)字單相時鐘觸發(fā)器(TSPC) 二分頻除法器lj、數(shù)字除11分頻除法器lk，數(shù)字除11分 頻除法器lk輸出端接鑒頻鑒相器(PFD) la的一個輸入端。鎖相環(huán)路1及其他電路模塊 間的連接關(guān)系為QVCO輸出的正交信號12和13除送給SCL 二分頻除法器le和If外同 時送給本振信號緩沖器2，工作于2.112GHz的SCL 二分頻除法器lg產(chǎn)生的1.056GHz正 交信號14和15分別送往SCL 二分頻除法器lh和4并同時送往本振信號緩沖器3， 二分 頻除法器4輸出端送往SCL 二分頻除法器5， 二分頻除法器5的264MHz正交輸出信號接 緩沖器6，緩沖器6的正交輸出信號16、 17接多相濾波器7，多相濾波器7后接緩沖器8，
緩沖器8的正交輸出信號18、 19同時送往選通器10和正交單邊帶混頻器9，本振信號緩 沖器3的輸出端接正交單邊帶混頻器9的本振信號輸入端，混頻器9的輸出端信號20和 21送往選通器10，選通器10的輸出端22和23送往正交單邊帶混頻器44，本振信號緩沖 器2的輸出端接正交單邊帶混頻器11的本振信號輸入端，正交單邊帶混頻器11的輸出端 正交信號24和25為整個頻率綜合器的輸出。
其中，鎖相環(huán)路中鑒頻鑒相器(PFD)的輸入?yún)⒖紩r鐘為24MHz，鎖相環(huán)路輸出頻率 為4.224GHz正交信號12和13;多相濾波器7用無源RC網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，可以濾除264MHz正 交信號16、 17中的三次諧波即792MHz頻率諧波分量和五次諧波即1320MHz頻率諧波分 量；正交單邊帶混頻器9以本振信號緩沖器3輸出的1.056GHz正交信號和264MHz的正 交信號18、 19為輸入，下混頻產(chǎn)生792MHz的正交信號20、 21; 264MHz信號18、 19， 及792MHz信號20、 21經(jīng)過選通器10的選通后，產(chǎn)生+Z-264MHz及-792MHz中的一路正 交信號22和23;正交單邊帶混頻器11以選通器10選通輸出的792MHz正交信號與 4.224GHz正交本振信號混頻相減，產(chǎn)生3.432GHz正交信號，以選通器10選通輸出的 264MHz正交信號與4.224GHz正交本振信號12、 13混頻相減，產(chǎn)生3.96GHz正交信號， 以選通器10選通輸出的264MHz信號與4.224GHz正交本振信號12、 13混頻相加，產(chǎn)生 4.488GHz正交信號。
該結(jié)構(gòu)的主要速度限制在于選通器10的選通速度，與鎖相環(huán)路的穩(wěn)定時間無關(guān)，因為 鎖相環(huán)路當(dāng)工作以后就無需做任何改變了，而選通的選通速度是可以做到很快的(納秒 級)，能夠滿足系統(tǒng)的要求。
該結(jié)構(gòu)是通過混頻器來產(chǎn)生所需要的三個頻率點的，會引入較大的輸出頻率雜散。如 何盡量減少這些雜散，是一個難點。本發(fā)明的結(jié)構(gòu)中采用了一個多相濾波器7濾除264MHz 在正交單邊帶混頻器9和11輸出端會產(chǎn)生有害頻譜雜散的諧波分量，即它的三次諧波和五 次諧波，其中毛刺(Spur)產(chǎn)生的具體原理如圖3所示。
由圖3分析可以知道，經(jīng)過正交單邊帶混頻器9，緩沖器輸出端1056 MHz正交信號與 264 MHz信號18、 19的三次和五次諧波分量混頻之后，會使輸出的792MHz正交信號20、 21中含有1818 MHz信號和-264 MHz的信號。因為當(dāng)正交混頻器11輸出3.432GHz的正 交信號時，4224 MHz的正交信號12、 13會與1818 MHz和-264 Hz的干擾信號混頻分別 產(chǎn)生2406 MHz信號和4488 MHz信號。其中2406 MHz信號分量處于藍牙、WLAN等協(xié) 議的工作頻段，因此會有較大的帶外干擾。4488 MHz信號處于本系統(tǒng)3.168 GHz 4.752 GHz的工作頻段內(nèi)，因此產(chǎn)生帶內(nèi)干擾。另外，當(dāng)正交混頻器11輸出4.488GHz的正交信 號時，264MHz的三次和五次諧波分量與4224 MHz的正交信號混頻之后會分別產(chǎn)生3432
MHz禾卩5544MHz的干擾信號；當(dāng)正交混頻器11輸出3.96GHz的正交信號時，264MHz的 三次和五次諧波分量與4224 MHz的正交信號混頻之后會分別產(chǎn)生5016 MHz和2904MHz 的干擾信號。上述干擾頻率均處于其他通信協(xié)議的工作頻段內(nèi)，因而會產(chǎn)生較大的干擾。 因此，經(jīng)過上面的分析知道，本結(jié)構(gòu)中需要一個多相濾波器7來濾除264MHz信號中的三 次和五次諧波分量。
本發(fā)明的創(chuàng)新、改進、技術(shù)特點及優(yōu)點主要在于
首先，與背景技術(shù)中提到的兩種結(jié)構(gòu)相比，該結(jié)構(gòu)只使用了一個鎖相環(huán)路1，具有易 實現(xiàn)性及可行性。因為鎖相環(huán)占用的面積和功耗是很大的，只用一個鎖相環(huán)的話，能節(jié)省 很多的面積和功耗，從而降低成本。另外，本結(jié)構(gòu)中的兩個混頻器均為正交單邊帶混頻器， 在實現(xiàn)混頻功能的同時還能輸出正交信號，滿足射頻收發(fā)機對本振信號正交輸入的要求。
其次，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)共用了工作于4.224GHz的高速源極耦合(SCL) 二分頻除法器If 和工作于2.112GHz的高速SCL 二分頻除法器lg。因為高速的SCL 二分頻除法器功耗是 也是比較高的，共用這兩個高速SCL除法器就可以進一步節(jié)省功耗和面積。
再次，本結(jié)構(gòu)采用了無源RC網(wǎng)絡(luò)組成的多相濾波器7，該結(jié)構(gòu)的主要功能是濾除 264MHz信號的三次和五次諧波分量，但同時又能保證相位的正交性。由前面的分析可以 知道，264MHz信號的三次和五次諧波分量必須得到抑制，通過濾除該諧波分量，能夠大 大改善本結(jié)構(gòu)的性能，滿足系統(tǒng)的設(shè)計要求。
最后，由于QVCO的正交輸出信號12和13中只需要信號12給高速SCL 二分頻除法 器If使用。而如果不進行平衡匹配的話，那么QVCO兩路正交輸出信號12和13的負載 會失配，從而導(dǎo)致QVCO的正交失配，所以需要在另外一路接入一個一樣的SCL 二分頻 除法器le作為Dummy來使用，以保證兩路信號的正交匹配性。工作于2.112GHz頻率點 的SCL 二分頻除法器lg輸出1.056GHz的I/Q信號14和15，經(jīng)過緩沖器3后作為正交單 邊帶混頻器9的本振信號。同時，該輸出信號還需要同時送往兩個同樣的SCL除法器4和 lh。這樣既保證了 1.056GHz信號的正交性，又能為環(huán)路內(nèi)和環(huán)路外的電路提供輸入，而 且不引入額外的功耗。
該結(jié)構(gòu)具有低功耗、低面積的特點，并且具有易實現(xiàn)性，能夠用CMOS工藝來實現(xiàn)， 能夠?qū)崿F(xiàn)低成本化，可以應(yīng)用于MB-OFDM UWB系統(tǒng)頻率帶組1系統(tǒng)射頻收發(fā)機中，有 很好的經(jīng)濟和社會效益。


圖1. MB-OFDM UWB的頻帶劃分示意圖。
圖2.本發(fā)明的UWB頻率綜合器結(jié)構(gòu)示意圖。
圖3.本發(fā)明的結(jié)構(gòu)中毛刺的產(chǎn)生原理示意圖。 圖4.本發(fā)明的實例中QVCO的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖5.本發(fā)明的實例中QVCO的仿真相位噪聲曲線示意圖。 圖6.本發(fā)明的實例中SCL除2除法器的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖7.本發(fā)明的實例中多相濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖8.本發(fā)明的實例中第一個混頻器的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖9.本發(fā)明的實例中選通器的結(jié)構(gòu)示意圖。 圖IO.本發(fā)明的實例中選通器的選通速度仿真示意圖。 圖ll.本發(fā)明的實例中單邊帶正交混頻器的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提出的一種適用于MB-OFDM UWB系統(tǒng)射頻收發(fā)機的頻率綜合器結(jié)構(gòu)結(jié)合附 圖，通過實例對其進行進一步描述，但是不構(gòu)成對本發(fā)明的限制。本實例的電路級仿真采 用的是JAZZ 0.18um RF CMOS工藝，并使用Cadence公司的SpectreRF仿真完成的。
根據(jù)圖2所示，本發(fā)明提出的電路結(jié)構(gòu)中，兩個正交單邊帶混頻器9、 11的輸入及本 振信號都是由鎖相環(huán)路直接或者間接輸出的，鎖相環(huán)路的性能好壞直接影響整個頻率綜合 器的性能。如前面頻率綜合器結(jié)構(gòu)說明所述，鎖相環(huán)路結(jié)構(gòu)為一般的鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)，主要用 于為正交單邊帶混頻器9、 11提供4.224GHz、 1.056GHz、 264MHz頻率點的信號。為了保 證由電荷泵引入的噪聲在環(huán)路輸出噪聲中只占比較小的比例，鑒頻鑒相器(PFD)的導(dǎo)通 時間必須小于l/15xTref，其中TW為參考時鐘的周期。同時電荷泵的電流也不應(yīng)太小，本 設(shè)計實例中設(shè)為0.3mA。因為鎖相環(huán)路是固定分頻數(shù)實現(xiàn)的，環(huán)路本身產(chǎn)生的毛刺會很小， 因而環(huán)路濾波器采用二階濾波器來實現(xiàn)。鑒頻鑒相器和電荷泵以及環(huán)路濾波器模塊的功能 要求和結(jié)構(gòu)與一般鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)中的相應(yīng)單元基本一致。
4.224GHz的輸出信號12、 13由正交壓控振蕩器(QVCO)直接振蕩產(chǎn)生，經(jīng)鎖相環(huán)路
鎖定。本實例采用的QVCO結(jié)構(gòu)具體如圖4所示。根據(jù)圖4，典型的正交壓控振蕩器(QVCO)
結(jié)構(gòu)是同一個振蕩器的交叉耦合管M1、 M2、 M3、 M4和正交耦合管M5、 M6、 M7、 M8
分別共用一個電流鏡Mbl、 Mb2，而本實例中的采用的正交壓控振蕩器(QVCO)中，兩
個振蕩器的交叉耦合管M2、 M3、 M6、 M7共用一個電流鏡Mbl，正交耦合管M1、 M4、
M5、 M8共用一個電流鏡Mb2。這樣能使QVCO的電流鏡漏極波形諧波分量更加少，也
就能使電流鏡的1/f噪聲貢獻更加小，因而該結(jié)構(gòu)的相位噪聲曲線在低頻偏處比典型結(jié)構(gòu)
的正交壓控振蕩器(QVCO)要好。Ml和M2的漏極及M3和M8的柵極共接，產(chǎn)生0度
相位(相對)的輸出信號；M3和M4的漏極及M2和M5的柵極共接，產(chǎn)生180度相位(相
對)的輸出信號；M5和M6的漏極及M1和M7的柵極共接，產(chǎn)生90度相位(相對)的 輸出信號；M7和M8的漏極及M4和M6的柵極共接，產(chǎn)生270度相位(相對)的輸出信 號。輸出負載采用電感電容諧振電路，其中，電感L1和L2、 L3和L4各自串聯(lián)的共模端 接電源，另外一端分別接0度、180度、90度、270度相位(相對)的輸出端；電容C1 和C2、 C3和C4各自串聯(lián)的共模端接地，另外一端分別接0度、180度、90度、270度相 位(相對)的輸出端；C5、 Varl、 Var2、 C6依次串聯(lián)，C7、 Var3、 Var4、 C8依次串聯(lián)； Varl和Var2之間及Var3和Var4之間均接壓控電壓；C5、 C6、 C7、 C8各自的另外一端分 別接0度、180度、90度、270度相位(相對)的輸出端；C5禾nVarl、 C6禾卩Var2、 C7和 Var3、 C8和Var4之間由偏置電壓分別經(jīng)Rl、 R2、 R3、 R4提供電壓。其它方面，該正交 壓控振蕩器的結(jié)構(gòu)和功能要求與一般的正交壓控振蕩器基本一致。為了使環(huán)路輸出能夠滿 足頻率綜合器的設(shè)計指標(biāo)，正交壓控振蕩器(QVCO)的輸出相位噪聲應(yīng)滿足頻偏lMHz 處的相位噪聲小于-105dBc/Hz， 100kHz頻偏處的相位噪聲小于-90dBc/Hz。經(jīng)過仿真，正 交壓控振蕩器(QVCO)在5.5mA偏置電流的條件下，相位噪聲曲線如圖5所示，如圖所 示的仿真結(jié)果是能夠滿足系統(tǒng)要求的。
正交壓控振蕩器(QVCO)輸出信號接的除法器為源極耦合(SCL)結(jié)構(gòu)的除法器。該 SCL除法器可以使用普通的帶尾電流源的、電阻做負載的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)，具體結(jié)構(gòu)如圖6所 示。根據(jù)圖6，該除法器由兩個D觸發(fā)器組成，Mbl和Mb2為電流鏡MOS管，分別為兩 個D觸發(fā)器提供電流；時鐘輸入管Mcl、 Mc2、 Mc3、 Mc4的源級接相應(yīng)的電流鏡漏極， 其中Mcl、 Mc4為時鐘輸入正端，Mc2、 Mc3為輸入時鐘負端；Ml和M2、 M5和M6分 別為兩個觸發(fā)器的采樣管，它們的源極分別與Mcl、 Mc3的漏極相連；M3和M4、 M7和 M8分別為兩個觸發(fā)器的保持管，它們的源極分別與Mc2、 Mc4的漏極相連；Ml和M3的 漏極、M4和M6的柵極、電阻R1的一端形成O度相位(相對)的輸出信號；M2和M4 的漏極、M3和M5的柵極、電阻R2的一端形成180度相位(相對)的輸出信號；M5和 M7的漏極、M8和M1的柵極、電阻R3的一端形成90度相位(相對)的輸出信號；M6 和M8的漏極、M7和M2的柵極、電阻R4的一端形成270度相位(相對)的輸出信號。 時鐘信號信號的輸入讓一個D觸發(fā)器處于采樣狀態(tài)時，另一個D觸發(fā)器處于保持狀態(tài)；反 之，當(dāng)一個D觸發(fā)器處于保持狀態(tài)時，另一個D觸發(fā)器處于采樣狀態(tài)。四相位的正交信號 由兩個D觸發(fā)器的輸出端產(chǎn)生，也可以只采用一個D觸發(fā)器的輸出端，提供差分輸出信號。 該源極耦合(SCL)二分頻除法器的具體結(jié)構(gòu)和功能要求與一般的電阻負載源極耦合(SCL) 二分頻除法器基本一致。
工作于4.224GHz的SCL二分頻除法器lf引出的是差分信號，同時因為后面需要引出
1.056GHz的正交信號來作為正交單邊帶混頻器3的本振信號來使用，所以接下去工作于 2.112GHz的二分頻除法器仍然使用SCL結(jié)構(gòu)的二分頻除法器。工作于2.112GHz的SCL 二分頻除法器lg正交信號14、 15，信號14接至環(huán)路內(nèi)的SCL二分頻除法器lh，信號15 接環(huán)路外的SCL 二分頻除法器4。兩個除法器是同樣的SCL結(jié)構(gòu)的二分頻除法器。環(huán)路內(nèi) 工作于1.056GHz的SCL 二分頻除法器lh經(jīng)過一個雙端轉(zhuǎn)單端電路li之后，先經(jīng)過數(shù)字 二分頻除法器lj,然后經(jīng)過數(shù)字除11分頻除法器lk后送給鑒頻鑒相器(PFD)。數(shù)字二分 頻除法器lj采用的是典型單相時鐘觸發(fā)器(TSPC)結(jié)構(gòu)，數(shù)字除11分頻除法器lk采用 異步邏輯，按照卡諾圖化簡所得搭建而成，其子模塊是由帶置位功能的TSPC除法器來實 現(xiàn)的。數(shù)字除法器的結(jié)構(gòu)和功能要求與一般鎖相環(huán)中相應(yīng)數(shù)字除法器的要求基本一致。
根據(jù)圖3所示的毛刺產(chǎn)生原理及前面的分析可以知道，264MHz信號16、 17的三次諧 波分量和五次諧波分量都必須濾除掉。經(jīng)過一個作為緩沖器使用的電阻負載的普通放大器 6得到的264MHz的正交信號16、 17接一個多相濾波器電路7。在本實例中由無源RC網(wǎng) 絡(luò)實現(xiàn)多相濾波器，其基本結(jié)構(gòu)如圖7所示。根據(jù)圖7，該多相濾波器的結(jié)構(gòu)為普通結(jié)構(gòu)， 結(jié)構(gòu)和功能要求與一般的多相濾波器基本一致。0度、180度、90度、270度相位(相對) 的輸入分別經(jīng)過Cbl、 Cb2、 Cb3、 Cb4隔直；Rl禾口 Cl、 R2和C2、 R3和C3、 R4和C4 的一端分別與Cbl、 Cb2、 Cb3、 Cb4的輸出端共接；Rl禾Q C4、 R2和C1、 R3禾P C2、 R4 和C3的另一端各自共接，作為第一次移項的輸出，移相后的相位從左到右分別為315度、 45度、135度、225度；第二次移項網(wǎng)絡(luò)中元器件的線路連接關(guān)系與第一次移項網(wǎng)絡(luò)基本 一致，R5、 C5、 R6、 C6、 R7、 C7、 R8、 C8之間的線路連接分別對應(yīng)前一級中Rl、 Cl、 R2、 C2、 R3、 C3、 R4、 C4之間的線路連接，第二次移相后的相位從左到右分別為270度、 0度、90度、180度。因為系統(tǒng)的設(shè)計要求，需要對264MHz信號的三次諧波分量有-30dB 的衰減，對其五次諧波分量的衰減有-20dB。具體實現(xiàn)的時候，濾除三次諧波使用二階濾 波器，能保證在各種工藝偏差下頻響曲線偏移的情況下對諧波的濾除性都能比較好，濾除 五次諧波也使用二階濾波器來完成。但是由于五次諧波與基波分量是同相位的，如果對五 次諧波的衰減過大的話，也會同時同時帶來基波分量的大衰減，這會導(dǎo)致最終經(jīng)過第二個 混頻器后的輸出幅度過小，因此對五次諧波的衰減應(yīng)當(dāng)適中。
兩個單邊帶混頻器9、 11采用的都是正交單邊帶混頻器結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)實現(xiàn)頻譜相加的 具體原理可如下式所示
sincos + cossin ~ = sin(q + 2)f (1)
cos W cos <y2f - sinsin= cos(q + o2 )f (2)
將其中的一路信號反相，本實例假設(shè)co2頻率的信號反相，這樣就可以實現(xiàn)兩個頻譜的 相減，具體原理如下
sin叫cos &>2f — cossin 6>2f = sin— - < 2 )f (3)
cos — cos哼+ sin W sin ft>2Z = cos— — <y2》 (4)
上述混頻原理需要通過兩個單邊帶混頻器來實現(xiàn)，本實例接下去關(guān)于混頻器的介紹中 只介紹其中一路信號的產(chǎn)生電路原理，另外正交信號的產(chǎn)生電路與其相同。
正交單邊帶混頻器既能輸出單邊帶信號有同時能保證相位的正交性。正交單邊帶混頻 器9由兩個單邊混頻器組成，每個單邊帶混頻器又由兩個同樣的Gilbert單元來組合實現(xiàn)， 負載采用了電阻負載，其中一個單邊帶混頻器的具體結(jié)構(gòu)如圖8所示。根據(jù)圖8， Mbl、 Mb2為電流源管，Ml和M2、 M3和M4的柵極分別接叫頻率兩路正交信號的差分輸入， 它們的源極分別接Mbl、 Mb2的漏極，M5和M6、 M7和M8、 M9和M10、 Mil和M12 的源極分別與Ml、 M2、 M3、 M4的漏極相連，M5和M8、 M6和M7、 M9和M12、 M10 和Mll的柵極分別接C02頻率兩路正交信號的差分輸入，M5、 M7、 M9、 Mil的漏極共接， M6、 M8、 M10、 M12的漏極共接，它們的漏極作為該混頻器的差分輸出，輸出與電源之 間的負載采用電阻作為負載。該結(jié)構(gòu)為普通結(jié)構(gòu)的混頻器，結(jié)構(gòu)和功能要求與一般的Gilbert 混頻器基本一致。正交單邊帶混頻器8主要用于產(chǎn)生792MHz的正交信號20、 21，其轉(zhuǎn)換 增益在0dB附近。過大的轉(zhuǎn)換增益會產(chǎn)生較大的諧波輸出，從而影響性能。
根據(jù)圖9，選通器10中，每路信號都接一般的放大結(jié)構(gòu)，幾個放大器共用電阻負載R1 和R2，為了減小諧波失真，該結(jié)構(gòu)采用電阻負載。因為每次只需要一路輸出信號，那么對 于其他幾路信號就必須有很好的反向隔離性能，以保證輸出不再反過來影響輸入，引入毛 刺，因此放大電路采用了電阻為負載的cascode單元，即Ml的漏極接M3的源極，Ml的 源極接電流鏡管Mbl的漏端，Ml的柵極為該結(jié)構(gòu)的輸入，M3的漏極為該結(jié)構(gòu)的輸出， 其他cascode單元與此類似。在只導(dǎo)通一路信號的時候，該結(jié)構(gòu)必須對其他幾路信號有很 好的隔斷，所以采用了源極控制電流鏡導(dǎo)通的控制方法。采用該方式保證了跳變可以在lns 之內(nèi)可以完成。本結(jié)構(gòu)中，Mcl、 Mc2、 Mc3作為開關(guān)管分別控制Mbl、 Mb2、 Mb3的源 極導(dǎo)通，由選通控制位1、選通控制位2、選通控制位3分別為Mcl、 Mc2、 Mc3的柵極 輸入，分別控制-792MHz、 -264MHz、 +264MHz正交信號的選通輸出。該電路結(jié)構(gòu)開關(guān)的 切換速度如圖10所示。由圖10可以看到，該結(jié)構(gòu)的信號切換速度可以達到lns左右，能 夠滿足系統(tǒng)的要求。
正交單邊帶混頻器11也是由兩個同樣的單邊帶混頻器組合而成，其中一個單邊帶混頻
器的結(jié)構(gòu)如圖ll。該結(jié)構(gòu)與圖9的結(jié)構(gòu)類似，只是負載端由電阻負載變?yōu)殡姼须娙葜C振電
路，即輸出端與電源之間采用電感電容的并聯(lián)諧振來產(chǎn)生所需要的負載。因為正交單邊帶
混頻器ll為上混頻電路，輸出頻率很高，很難實現(xiàn)正的轉(zhuǎn)換增益，但是本頻率綜合器又必 須輸出大擺幅信號，以滿足射頻前端混頻器本振信號的輸入幅度要求，因而該頻率綜合器 采用了電感做負載，電感電容諧振在所需要的頻率點，產(chǎn)生很大的電阻負載，提高轉(zhuǎn)換增 益。因為該頻率綜合器輸出的三個頻率點間隔很大，因此必須采用數(shù)字調(diào)諧電容陣列并聯(lián) 在電感兩端實現(xiàn)不同頻率點的諧振。
頻率綜合器工作時，首先啟動整個電路，等鎖相環(huán)穩(wěn)定之后，通過切換選通器10的選 通控制位l、 2、 3，就可以實現(xiàn)3.432GHz、 3.96GHz、 4.488GHz信號的快速跳變，同時也 能保證信號由較好的相位噪聲和Spur性能，滿足系統(tǒng)的要求。
權(quán)利要求
1、一種多邊帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)射頻收發(fā)機的頻率綜合器，它包括一個鎖相環(huán)路(1)、兩個正交單邊帶混頻器(9、11)、一個選通器(10)及一個多相濾波器(7)；其特征在于其中鎖相環(huán)路(1)中，鑒頻鑒相器(1a)、電荷泵(1b)、環(huán)路濾波器(1c)、正交壓控振蕩器(1d)、工作于4.224GHz的源極耦合二分頻除法器(1e、1f)依次連接，二分頻除法器(1f)輸出端再依次連接工作于2.112GHz的SCL二分頻除法器(1g)、工作于1.056GHz的SCL二分頻除法器(1h)、雙端轉(zhuǎn)單端電路(1i)、數(shù)字單相時鐘觸發(fā)器二分頻除法器(1j)、數(shù)字除11分頻除法器(1k)，數(shù)字除11分頻除法器(1k)輸出端接鑒頻鑒相器(1a)的一個輸入端；鎖相環(huán)路(1)中，正交壓控振蕩器(1d)輸出的正交信號(12、13)除送給SCL二分頻除法器(1e、1f)外同時送給本振信號緩沖器(2)，工作于2.112GHz的SCL二分頻除法器(1g)產(chǎn)生的1.056GHz正交信號(14、15)分別送往SCL二分頻除法器(1h、4)并同時送往本振信號緩沖器(3)，二分頻除法器(4)輸出端送往SCL二分頻除法器(5)，二分頻除法器(5)的264MHz正交輸出信號接緩沖器(6)，緩沖器(6)的正交輸出信號(16、17)接多相濾波器(7)，多相濾波器(7)后接緩沖器(8)，緩沖器(8)的正交輸出信號(18、19)同時送往選通器(10)和正交單邊帶混頻器(9)，本振信號緩沖器(3)的輸出端接正交單邊帶混頻器(9)的本振信號輸入端，混頻器(9)的輸出端信號(20、21)送往選通器(10)，選通器(10)的輸出端(22、23)送往正交單邊帶混頻器(44)，本振信號緩沖器(2)的輸出端接正交單邊帶混頻器(11)的本振信號輸入端，正交單邊帶混頻器(11)的輸出端正交信號(24、25)為整個頻率綜合器的輸出。
3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的邊帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)射頻收發(fā)機的頻率綜合器， 其特征在于二分頻除法器由兩個D觸發(fā)器組成，Mbl和Mb2為電流鏡MOS管，分別為兩 個D觸發(fā)器提供電流；時鐘輸入管Mcl、 Mc2、 Mc3、 Mc4的源級接相應(yīng)的電流鏡漏極， 其中Mcl、 Mc4為時鐘輸入正端，Mc2、 Mc3為輸入時鐘負端；Ml和M2、 M5和M6分 別為兩個觸發(fā)器的采樣管，它們的源極分別與Mcl、 Mc3的漏極相連；M3和M4、 M7和 M8分別為兩個觸發(fā)器的保持管，它們的源極分別與Mc2、 Mc4的漏極相連；Ml和M3的 漏極、M4和M6的柵極、電阻R1的一端形成O度相位的輸出信號；M2和M4的漏極、 M3和M5的柵極、電阻R2的一端形成180度相位的輸出信號；M5和M7的漏極、M8 和Ml的柵極、電阻R3的一端形成90度相位的輸出信號；M6和M8的漏極、M7和M2 的柵極、電阻R4的一端形成270度相位的輸出信號。
全文摘要
本發(fā)明屬于集成電路設(shè)計技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種多邊帶正交頻分復(fù)用超寬帶(MB-OFDM UWB)系統(tǒng)射頻收發(fā)機的頻率綜合器。該頻率綜合器包括一個鎖相環(huán)路、兩個正交單邊帶混頻器、一個選通器以及其他一些附加電路，可以產(chǎn)生3.432GHz、3.96GHz、4.488GHz三個頻點的本振信號，并且可以實現(xiàn)幾個頻點之間小于9ns的快速切換。本頻率綜合器通過共用鎖相環(huán)路中的除法器電路節(jié)省了約10％左右的功耗；通過使用多相濾波器，可以最大程度上濾除諧波分量，降低輸出本振信號的毛刺(Spurious)的功率。本頻率綜合器可以滿足MB-OFDM UWB Group1頻段射頻頻率綜合器的設(shè)計要求，并且可用CMOS工藝實現(xiàn)，降低成本。
文檔編號H04L27/26GK101098142SQ20071004199
公開日2008年1月2日 申請日期2007年6月14日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月14日
發(fā)明者巍 李, 李志升, 江旭東 申請人:復(fù)旦大學(xué)