專利名稱：基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信領(lǐng)域，特別涉及基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計 技術(shù)。
背景技術(shù)：
近些年來，以正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 簡稱"OFDM")為代表的多載波傳輸技術(shù)受到了人們的廣泛關(guān)注。多載波 傳輸把數(shù)據(jù)流分解為若干個獨立的子數(shù)據(jù)流，每個子數(shù)據(jù)流將具有低得多的 比特速率。用這樣低比特率形成的低速率多狀態(tài)符號去調(diào)制相應(yīng)的子載波， 就構(gòu)成了多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。OFDM作為一種復(fù)用技術(shù)，將多路信號復(fù)用在不同正交子載波上。通過 傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(Frequency Division Multiplexing,簡稱"FDM")技術(shù)將 帶寬分成幾個子信道，它們同時發(fā)送數(shù)據(jù)。OFDM系統(tǒng)比傳統(tǒng)的FDM系統(tǒng) 要求的帶寬要少得多。由于使用無干擾正交載波技術(shù)，單個載波間無需保護 頻帶。這樣使得可用頻譜的使用效率更高。另外，OFDM技術(shù)可動態(tài)分配在 子信道上的數(shù)據(jù)。為獲得最大的數(shù)據(jù)吞吐量，多載波調(diào)制器可以智能地分配 更多的數(shù)據(jù)到噪聲小的子信道上。OFDM將經(jīng)過編碼的待傳輸數(shù)據(jù)作為頻域信息，將其調(diào)制為時域信號， 并在信道上傳輸，而在^:收端則進行逆過程解調(diào)。OFDM系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào) 可以分別由逆離散寸專立葉變換(Inverse Discrete Fourier Transform ，簡稱 "IDFT")和離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform,簡稱"DFT") 來代替。通過N點IDFT運算，把頻域數(shù)據(jù)符號變換為時域數(shù)據(jù)符號，經(jīng)過載波調(diào)制之后，發(fā)送到信道中。在接收端，將接收信號進行相干解調(diào)，然后將基帶信號進行N點DFT運算，即可獲得發(fā)送的數(shù)據(jù)符號。在實際應(yīng)用中， IDFT/DFT采用逆快速4專立葉變4奐(Inverse Fast Fourier Transform,簡稱 "IFFT")和快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform,簡稱"FFT")來實 現(xiàn)。FFT技術(shù)的采用使得OFDM系統(tǒng)的復(fù)雜度大大降低，再加上高性能信息 處理器件的發(fā)展和應(yīng)用，使得OFDM系統(tǒng)的實現(xiàn)更加容易，成為應(yīng)用最廣的 一種多載波傳輸方案。由于在OFDM系統(tǒng)中，接收端的相干檢測需要用到信道的信息，因此信 道估計是影響接收端接收信號性能的重要環(huán)節(jié)。信道估計的方法有許多，對 于OFDM系統(tǒng)，由于導(dǎo)頻子載波可以在OFDM符號內(nèi)靈活地分布，因此通 常采用導(dǎo)頻符號來輔助信道估計，使得信道估計更加靈活。導(dǎo)頻符號輔助方 法是在發(fā)送端的信號中某些固定位置插入一些已知的符號，在接收端利用這 些導(dǎo)頻符號先估計出導(dǎo)頻位置上的信道系數(shù)，然后，在時域和頻域兩個維度 上進行處理，得到非導(dǎo)頻位置上的信道系數(shù)?，F(xiàn)有獲取非導(dǎo)頻位置上信道系 數(shù)的方案主要有插值法、變換域估計法和濾波法三種。插值法和變換域估計方法都是基于導(dǎo)頻子載波上的信道估計結(jié)果準確 的前提下進行的。其中，插值法中最常用的是線性插值。它在確定導(dǎo)頻子載 波的信道估計結(jié)果的情況下，利用鄰近子載波上信道的相關(guān)性，采用線性的 方法估計相鄰導(dǎo)頻間非導(dǎo)頻子載波上的信道響應(yīng)。它包括一階線性插值、二 階線性插值等。插值階數(shù)越高信道估計的結(jié)果也越準確，但復(fù)雜度也越高。 線性插值方案實現(xiàn)簡單，但由于是采用線性方法估計相鄰兩導(dǎo)頻之間非導(dǎo)頻 子載波上的信道響應(yīng)，因此估計得到的結(jié)果與實際信道響應(yīng)的擬合程度不高?；谧儞Q域的信道估計克服了線性插值的缺點，同時可以在變換域上進 行消除噪聲的處理，能實現(xiàn)更準確的信道估計。但它只適用于等間隔的導(dǎo)頻 結(jié)構(gòu)，且在邊界導(dǎo)頻附近的估計結(jié)果會發(fā)生畸變，需要進行修正。運算量仍較大。濾波法采用Wiener (維納)濾波的原理，在時域和頻域上分別利用信道 的時域相關(guān)性(由多普勒功率譜的反傅立葉變換得到)和頻域相關(guān)性(由延 時功率傳的傅立葉變換得到)，得到非導(dǎo)頻位置上的信道系數(shù)。Wiener濾波 器遵循最小均方誤差準則，它的抽頭系數(shù)由正交性準則得到。根據(jù)系統(tǒng)所處 的環(huán)境掌握了信道的相關(guān)特性，就可以利用濾波法得到對信道系數(shù)的估計。 這種估計方法可以使估計結(jié)果的均方誤差最小化。濾波法的信道估計技術(shù)(請參考佟學(xué)儉、羅濤，OFDM移動通信技術(shù)原 理與應(yīng)用，人民郵電出版社，2003年6月，pp.123 131)以一定大小的時頻 塊為單位，通過對其中導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)進行濾波的方法得到非導(dǎo)頻子 載波上的信道系數(shù)。濾波器的系數(shù)利用導(dǎo)頻位置與非導(dǎo)頻位置的信道相關(guān)系 數(shù)得到。本發(fā)明的發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，這種信道估計方法存在如下缺陷一個OFDM符號包含的子載波個數(shù)通常較多，計算這些子載波上信道系 數(shù)的相關(guān)矩陣并進行矩陣求逆運算，所需的運算量較大。并且，該方法利用一個信道估計時頻塊中導(dǎo)頻位置的信道估計結(jié)果得到 非導(dǎo)頻位置上的信道系數(shù)，這就會出現(xiàn)對當(dāng)前符號的信道系數(shù)估計需要依賴 之后的導(dǎo)頻符號的情況，會帶來信道估計的延遲，而且，這也不符合實際濾 波器的構(gòu)造原理。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明實施方式要解決的主要技術(shù)問題是提供一種基于正交頻分復(fù)用 系統(tǒng)的信道估計方法及其裝置，使得提高信道估計準確度，改善信道估計性 能。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的實施方式提供了一種基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，包含以下步驟選擇至少兩個從待測導(dǎo)頻子載波中接收的正交頻分復(fù)用OFDM導(dǎo)頻符 號，所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻 子載波的信道系數(shù)，對這些初步估計得到的信道系數(shù)進行濾波，得到該待測 導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)，根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測 非導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)。本發(fā)明的實施方式還提供了一種基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝 置，包含號，所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻 子載波的信道系數(shù)；濾波單元，用于對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的初步估計得到的各信道系 數(shù)進行濾波，得到待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)；頻域估計單元，用于根據(jù)濾波單元得到的精確信道系數(shù)進行頻域估計， 得至ij待測非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。本發(fā)明實施方式與現(xiàn)有技術(shù)相比，復(fù)雜性更低，且估計結(jié)果更精確。在 現(xiàn)有技術(shù)中，以一定大小的時頻塊為單位，直接對其中導(dǎo)頻子載波的信道系 數(shù)進行濾波，得到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。由于一個OFDM符號包含的 子載波個數(shù)通常較多，在濾波時需要計算這些子載波上信道系數(shù)的相關(guān)矩陣 并進行矩陣求逆運算，所需的運算量較大，復(fù)雜度過高。而在本發(fā)明的實施 方式中只需對相同子載波不同時域上的信道系數(shù)進行濾波，復(fù)雜度大大降低。 且利用信道時域上的相關(guān)性對導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進行濾波修正，使得 估計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度大大提升。


圖1是根據(jù)本發(fā)明第一實施方式的基于OFDM系統(tǒng)的信道估計方法流程圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明第 一 實施方式的基于OFDM系統(tǒng)的信道估計方法中的 誤碼率曲線圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明第二實施方式的基于OFDM系統(tǒng)的信道估計裝置結(jié)構(gòu)圖。
具體實施方式
為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā) 明的實施方式作進一步地詳細描述。在本發(fā)明各實施方式中，首先從待測導(dǎo)頻子載波傳輸?shù)腛FDM導(dǎo)頻符號中 選擇多個不同時域的導(dǎo)頻符號(包括當(dāng)前接收到的導(dǎo)頻符號)，各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)，對這些 初步估計得到的信道系數(shù)進行濾波，得到該待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)， 根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。由 于只需對相同子載波不同時域上的信道系數(shù)進行濾波，復(fù)雜度大大降低。且利 用信道時域上的相關(guān)性對導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進行濾波修正，能夠使得估 計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度大大提升。本發(fā)明第一實施方式涉及一種基于OFDM系統(tǒng)的信道估計方法，如圖1所示。在步驟110中，接收端從接收到的信號中提取導(dǎo)頻符號，根據(jù)接收到的該導(dǎo) 頻符號與預(yù)定導(dǎo)頻符號的差異，初步估計該導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)Hp,并保存 該初步估計的信道系數(shù)。其中，預(yù)定導(dǎo)頻符號是發(fā)送端與接收端預(yù)先確定好的。傳輸該導(dǎo)頻符號的子載波即為需要^r測的待測導(dǎo)頻子載波。接著進入步驟120，對該初步估計的信道系數(shù)和該待測導(dǎo)頻子載波之前傳輸 的N - 1個OFDM導(dǎo)頻符號對應(yīng)的各初步估計的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù) 進行傅立葉變換。由于每次接收到導(dǎo)頻符號時，就已根據(jù)該導(dǎo)頻符號對該導(dǎo)頻 子載波進行初步估計并保存估計得到的信道系數(shù)，從而在本步驟中，直接可獲 取之前N- 1個導(dǎo)頻符號的初步估計的信道系數(shù)，而無需多余的估計時間或等待 之后接收的導(dǎo)頻符號，從而不存在信道估計的延遲。接著進入步驟130，對傅立葉變換得到的各樣點進行Alpha (阿爾法)濾波， 得到各樣點的信號平均功率。接著進入步驟140，統(tǒng)計各信號平均功率中噪聲的平均功率，得到對噪聲功 率較準確的估計值。接著進入步驟150，根據(jù)得到的噪聲平均功率確定噪聲門限，結(jié)合該噪聲門 限對各樣點的信號平均功率進行分析，得到對最大多普勒(Doppler)頻率的估 計值。接著進入步驟160,從該待測導(dǎo)頻子載波中最后接收到的N個導(dǎo)頻符號中 (包括剛收到的1個和之前收到的N - 1個)，選擇與剛收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān) 系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限a的導(dǎo)頻符號，根據(jù)相關(guān)系數(shù)大于等于a的導(dǎo)頻符號 的數(shù)目，確定Wiener濾波器的階數(shù)M。通過控制所選擇的導(dǎo)頻符號的相關(guān)程度， 確保時域上的相關(guān)性，使得估計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度得到保 障。接著進入步驟170，根據(jù)噪聲功率估計值和多普勒頻率估計值，計算MxM 的信道相關(guān)矩陣①和長度為M的互相關(guān)向量P，得到Wiener濾波器的抽頭系數(shù)接著進入步驟180j艮據(jù)該抽頭系數(shù)w對所選的M個導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的初 步估計得到的該導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進行Wiener濾波，得到當(dāng)前該導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)估計結(jié)果。與現(xiàn)有技術(shù)相比，該計算的復(fù)雜性更低。由于 在現(xiàn)有的濾波法中，是以一定大小的時頻塊為單位，直接對其中導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)進行濾波，得到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。 一個OFDM符號包含的 子載波個數(shù)通常較多，在濾波時需要計算這些子載波上信道系數(shù)的相關(guān)矩陣并 進行矩陣求逆運算，所需的運算量較大，復(fù)雜度過高。而本實施方式中能夠根 據(jù)多普勒頻率的大小，自適應(yīng)地選擇濾波器的階數(shù)，在保證性能的前提下，大 大降低運算復(fù)雜度。且利用信道時域上的相關(guān)性對導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進 行濾波修正，使得估計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度大大提升。接著進入步驟190,根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到非導(dǎo)頻子載波 上的信道系數(shù)。這里頻域估計的方法可以是任何現(xiàn)有的頻域估計技術(shù)。由于現(xiàn) 有的通過頻域估計得到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)的方法，如插值法或變換域 估計方法，其準確度均與導(dǎo)頻子載波上的信道估計結(jié)果的準確度相關(guān)，本實施 方式在獲得精確的信道系數(shù)估計值的情況下，再進行頻域估計，使得所獲得的 非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)的準確性更高。下面結(jié)合圖2來比較線性插值和變換域估計兩種信道估計方法的誤碼率(Bit Error Rate,簡稱"BER")性能，以及本實施方式中先進行時域上的Wiener濾 波再結(jié)合線性插值或變換域估計的信道估計方法的誤碼率性能。設(shè)有128個導(dǎo) 頻在1024個子載波上以等間隔4分布，信源的比特流采用1/2咬尾巻積碼及四 相移相鍵控(Quaternary Phase Shift Keying,簡稱"QPSK")調(diào)制，信道模型為 12徑的典型城區(qū)(Typical Urban,簡稱"TU")信道，最大多普勒頻率為lOOHz。 由圖2可見，先進行時域Wiener濾波再進行頻域線性插值的方法相對于現(xiàn)有的 線性插值方法，約有l(wèi)dB的誤比特率性能提升，性能與變換域估計方法相當(dāng)。 而先釆用時域Wiener濾波后采用變換域估計的方法能進一步提高誤比特率性 能，與理想信道估計只相差0.5dB左右?？梢姳緦嵤┓绞侥軌蜉^大程度地提升信 道估計的質(zhì)量。且該方法與現(xiàn)有的濾波法相比，復(fù)雜性更低。在現(xiàn)有的濾波法 中，以一定大小的時頻塊為單位，直接對其中導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)進行濾波，得到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。由于一個OFDM符號包含的子載波個數(shù)通常 較多，在濾波時需要計算這些子載波上信道系數(shù)的相關(guān)矩陣并進行矩陣求逆運 算，所需的運算量較大，復(fù)雜度過高。而本實施方式中只需對相同子載波不同 時域上的信道系數(shù)進行濾波，復(fù)雜度大大降低。本發(fā)明第二實施方式涉及一種基于OFDM系統(tǒng)的信道估計裝置，如圖3所 示，包含選擇單元，用于選擇至少兩個從待測導(dǎo)頻子載波中接收的OFDM導(dǎo) 頻符號；Wiener濾波單元，用于對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的初步估計得到的 各信道系數(shù)進行Wiener濾波，得到該待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)；頻域估 計單元，用于根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測非導(dǎo)頻子載波上的 信道系數(shù)。由于無需對OFDM導(dǎo)頻符號包含的所有子載波的信道系數(shù)進行濾波， 只需對相同子載波不同時域上的信道系數(shù)進行濾波，復(fù)雜度大大降低，且利用 信道時域上的相關(guān)性對導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進行濾波修正，使得估計得到 的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度大大提升。又由于現(xiàn)有的通過頻域估計得到 非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)的方法，如插值法或變換域估計方法，其準確度均 與導(dǎo)頻子載波上的信道估計結(jié)果的準確度相關(guān)，本實施方式在獲得精確的信道 系數(shù)估計值的情況下，再進行頻域估計，使得所獲得的非導(dǎo)頻子載波上的信道 系數(shù)的準確性更高。選擇單元通過以下方式選擇導(dǎo)頻符號從該待測導(dǎo)頻子載波中最后接收到的 預(yù)定數(shù)目N個導(dǎo)頻符號中，選擇與當(dāng)前最新收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān)系數(shù)大于或 等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號。通過控制所選擇的導(dǎo)頻符號的相關(guān)程度，確保時域 上的相關(guān)性，使得估計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度得到保障。該裝置還包含信道系數(shù)初步估計單元，用于在從待測導(dǎo)頻子載波中接收到 導(dǎo)頻符號時，根據(jù)接收到的該導(dǎo)頻符號與預(yù)定導(dǎo)頻符號的差異，初步估計得到 該導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)?？梢詫⒚看喂烙嫷玫降男诺老禂?shù)保存，從而濾波單 元可無需等待，直接可獲取所選導(dǎo)頻符號的初步估計的信道系數(shù)，并進行濾波，無需多余的信道估計時間或等待之后接收的導(dǎo)頻符號，從而不存在信道估計的 延遲。其中，Wiener濾波單元還包含濾波器階數(shù)確定模塊，用于根據(jù)N個導(dǎo)頻 符號中與當(dāng)前最新收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān)系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號 的數(shù)目，確定濾波器的階數(shù)M;計算模塊，用于根據(jù)信道的噪聲功率估計值和 多普勒頻率估計值，計算Mx M的信道相關(guān)矩陣O和長度為M的互相關(guān)向量0， 得到該濾波器的抽頭系數(shù)w， w = ^。-'；濾波模塊，根據(jù)該抽頭系數(shù)對所選各導(dǎo) 頻符號各自對應(yīng)的各初步估計的信道系數(shù)進行Wiener濾波。該裝置還包含計算噪聲功率估計值的單元，和計算多普勒頻率估計值的單 元，本實施方式中將這兩個單元合并在一個多普勒估計單元中，該多普勒估計 單元進一步包含以下模塊對N個導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的各初步估計的信道系數(shù) 進行傅立葉變換的模塊；對傅立葉變換得到的各樣點進行阿爾法濾波，得到各 樣點的信號平均功率的模塊；統(tǒng)計各信號平均功率中的噪聲平均功率，獲得噪 聲功率估計值的模塊；根據(jù)各樣點的信號平均功率和噪聲平均功率，確定多普勒頻率的估計值的單元。上述幾個模塊可以合并在一個單元中，如多普勒估計 單元，或者各自獨立存在。綜上所述，在本發(fā)明的實施方式中，從待測導(dǎo)頻子載波傳輸?shù)腛FDM導(dǎo) 頻符號中選擇多個(包括當(dāng)前接收到的導(dǎo)頻符號)，各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有 根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)，對這些初步 估計得到的信道系數(shù)進行濾波，得到該待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)，根 據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。該 方法與現(xiàn)有技術(shù)相比，復(fù)雜性更低，且估計結(jié)果更精確。在現(xiàn)有技術(shù)中，以 一定大小的時頻塊為單位，直接對其中導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)進行濾波，得 到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。由于一個OFDM符號包含的子載波個數(shù)通常 較多，在濾波時需要計算這些子載波上信道系數(shù)的相關(guān)矩陣并進行矩陣求逆運算，所需的運算量較大，復(fù)雜度過高。而在本發(fā)明的實施方式中只需對相 同子載波不同時域上的信道系數(shù)進行濾波，復(fù)雜度大大降低。且利用信道時 域上的相關(guān)性對導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)進行濾波修正，使得估計得到的該 導(dǎo)頻子載波信道系數(shù)的精確度大大提升。由于現(xiàn)有的通過頻域估計得到非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)的方法，如插 值法或變換域估計方法，其準確度均與導(dǎo)頻子載波上的信道估計結(jié)果的準確 度相關(guān)，本發(fā)明各實施方式在獲得精確的信道系數(shù)估計值的情況下，再進行 頻域估計，使得所獲得的非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)的準確性更高。所選擇的導(dǎo)頻符號是之前接收到的N個導(dǎo)頻符號中，與當(dāng)前收到的導(dǎo)頻 符號的相關(guān)系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號，通過控制所選擇的導(dǎo)頻符 號的相關(guān)程度，確保時域上的相關(guān)性，使得估計得到的該導(dǎo)頻子載波信道系 數(shù)的精確度得到保障。在每次從該導(dǎo)頻子載波收到導(dǎo)頻符號時，根據(jù)接收到的該導(dǎo)頻符號與預(yù) 定導(dǎo)頻符號的差異，初步估計該導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)。從而在進行濾波時， 直接可獲取所選導(dǎo)頻符號對應(yīng)的初步估計得到的信道系數(shù)，無需多余的估計 時間或等待之后接收的導(dǎo)頻符號，從而不存在信道估計的延遲。雖然通過參照本發(fā)明的某些優(yōu)選實施方式，已經(jīng)對本發(fā)明進行了圖示和 描述，但本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該明白，可以在形式上和細節(jié)上對其作各 種改變，而不偏離本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于，包含以下步驟選擇至少兩個從待測導(dǎo)頻子載波中接收的正交頻分復(fù)用OFDM導(dǎo)頻符號，所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)，對這些初步估計得到的信道系數(shù)進行濾波，得到該待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)，根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測非導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其 特征在于，通過以下方式選擇所述導(dǎo)頻符號在所述待測導(dǎo)頻子載波中最后接收到的預(yù)定數(shù)目N個導(dǎo)頻符號中，選 擇與當(dāng)前最新收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān)系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其 特征在于，通過以下方式根據(jù)所述導(dǎo)頻符號初步估計得到所述待測導(dǎo)頻子載 波的信道系數(shù)在從所述待測導(dǎo)頻子載波中接收到所述導(dǎo)頻符號時，根據(jù)接收到的該導(dǎo) 頻符號與預(yù)定導(dǎo)頻符號的差異，初步估計得到該待測導(dǎo)頻子載波的信道系 數(shù)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其 特征在于，所述濾波為維納濾波，通過以下方式對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng) 的各初步估計得到的信道系數(shù)進行維納濾波根據(jù)從所述N個導(dǎo)頻符號中選擇的導(dǎo)頻符號的數(shù)目，確定濾波器的階數(shù)M;根據(jù)信道的噪聲功率估計值和多普勒頻率估計值，計算M x M的信道相關(guān) 矩陣O和長度為M的互相關(guān)向量P，得到所述濾波器的抽頭系數(shù)^， 6) = ^(D-';根據(jù)該抽頭系數(shù)對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù) 進行所述維納濾波。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其 特征在于，通過以下步驟獲得所述噪聲功率估計值對所述N個導(dǎo)頻符號分別對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù)進行傅立 葉變換；對傅立葉變換得到的各樣點進行阿爾法濾波，得到各樣點的信號平均功率；統(tǒng)計各信號平均功率中的噪聲平均功率，獲得所述噪聲功率估計值。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其 特征在于，通過以下步驟獲得所述多普勒頻率估計值對所述N個導(dǎo)頻符號分別對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù)進行傅立 葉變換；對傅立葉變換得到的各樣點進行阿爾法濾波，得到各樣點的信號平均功率；統(tǒng)計各信號平均功率中的噪聲平均功率；根據(jù)各樣點的信號平均功率和噪聲平均功率，確定所述多普勒頻率的估 計值。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1至6中任一項所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于，采用插值法或變換域估計方法根據(jù)所述精確信道系 數(shù)進行所述頻域估計。
8. —種基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置，其特征在于，包含選擇單元，用于選擇至少兩個從待測導(dǎo)頻子載波中接收的OFDM導(dǎo)頻 符號，所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)；濾波單元，用于對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的初步估計得到的各信道系 數(shù)進行濾波，得至ij所述待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)；頻域估計單元，用于根據(jù)所述濾波單元得到的精確信道系數(shù)進行頻域估 計，得到待測非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置，其 特征在于，所述選擇單元通過以下方式選擇所述導(dǎo)頻符號在所述待測導(dǎo)頻子載波中最后接收到的預(yù)定數(shù)目N個導(dǎo)頻符號中，選 擇與當(dāng)前最新收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān)系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置，其 特征在于，還包含信道系數(shù)初步估計單元，用于在從所述待測導(dǎo)頻子載波中接收到導(dǎo)頻符 號時，根據(jù)接收到的該導(dǎo)頻符號與預(yù)定導(dǎo)頻符號的差異，初步估計得到該待 測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置，其 特征在于，所述濾波為維納濾波，所述濾波單元還包含根據(jù)從所述N個導(dǎo)頻符號中選擇的導(dǎo)頻符號的數(shù)目，確定濾波器的階數(shù)M 的模塊；根據(jù)信道的噪聲功率估計值和多普勒頻率估計值，計算M x M的信道相關(guān) 矩陣O和長度為M的互相關(guān)向量^，得到所述濾波器的抽頭系數(shù)w的模塊，根據(jù)該抽頭系數(shù)對所選各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù) 進行所述維納濾波的模塊。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置，其特征在于，所述裝置還包含計算所述噪聲功率估計值的單元，該單元包含以下模塊對所述N個導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù)進行傅立 葉變換的模塊；對傅立葉變換得到的各樣點進行阿爾法濾波，得到各樣點的信號平均功率的模塊；統(tǒng)計各信號平均功率中的噪聲平均功率，獲得所述噪聲功率估計值的模塊。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計裝置， 其特征在于，所述裝置還包含計算所述多普勒頻率估計值的單元，該單元包含以下模塊對所述N個導(dǎo)頻符號分別對應(yīng)的各初步估計得到的信道系數(shù)進行傅立 葉變換的模塊；對傅立葉變換得到的各樣點進行阿爾法濾波，得到各樣點的信號平均功 率的模塊；統(tǒng)計各信號平均功率中的噪聲平均功率的模塊；根據(jù)各樣點的信號平均功率和噪聲平均功率，確定所述多普勒頻率的估 計值的模塊。
全文摘要
本發(fā)明涉及無線通信領(lǐng)域，公開了一種基于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計方法及其裝置，使得提高信道估計準確度，改善信道估計性能。本發(fā)明中，從待測導(dǎo)頻子載波傳輸?shù)腛FDM導(dǎo)頻符號中選擇多個，各導(dǎo)頻符號各自對應(yīng)有根據(jù)該導(dǎo)頻符號初步估計得到的該待測導(dǎo)頻子載波的信道系數(shù)，對這些初步估計得到的信道系數(shù)進行濾波，得到該待測導(dǎo)頻子載波的精確信道系數(shù)，根據(jù)該精確信道系數(shù)進行頻域估計，得到待測非導(dǎo)頻子載波上的信道系數(shù)。所選擇的導(dǎo)頻符號是之前接收到的N個導(dǎo)頻符號中，與當(dāng)前收到的導(dǎo)頻符號的相關(guān)系數(shù)大于或等于預(yù)設(shè)門限的導(dǎo)頻符號，通過控制所選擇的導(dǎo)頻符號的相關(guān)程度，確保時域上的相關(guān)性。
文檔編號H04L25/02GK101325568SQ20071004188
公開日2008年12月17日 申請日期2007年6月12日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月12日
發(fā)明者沈樂樂 申請人:華為技術(shù)有限公司