專利名稱：改進通訊系統(tǒng)中同步和信息傳輸?shù)姆椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種通訊系統(tǒng)中同步和信息傳輸方法。此外，本發(fā)明還涉及 一種發(fā)送裝置和一種接收裝置，以及一種無線通訊系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
到目前為止，在第三代合作組織無線接入網(wǎng)(RANI)中，對用于小區(qū) 搜索過程中的演進的通用地面無線接入(EUTRA)同步信道(SCH)提出 了若千l是案。例如，Motorola, "Cell Search and Initial Acquisition for OFDM Downlink", Rl-051329, Seoul, Korea， Nov.7-11， 2005 (以下,該論文被稱為文 件一)。與寬帶碼分多址(WCDMA)標(biāo)準(zhǔn)中的現(xiàn)有方案比較，摩托羅拉的提案 朝著同時獲取初始時間同步和小區(qū)識別邁進了一步。應(yīng)用該方案，估計將縮 短包括獲取整個時間同步和小區(qū)識別在內(nèi)的整個小區(qū)搜索過程的耗時。根據(jù)該方案，SCH是由兩個相同的小區(qū)專用OFDM波形級聯(lián)而成，在 這兩個波形之前有一個包括Lcp個樣本的循環(huán)前綴(這Lcp個樣本與OFDM 波形的最后Lcp個樣本一樣)。這種SCH被設(shè)計用于在接收器中采用盲差 分相關(guān)檢測法來獲取初始時間同步，參見，T.M.Schmidl and D.C.Cox, "Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM", IEEE Trans. On Communications, Vol.45， pp. 1613-1621， Dec. 1997 (以下，該"i侖文凈皮稱為文件五)。在獲取初始時間同步之后，通過檢測小區(qū)專用OFDM波形來識別小區(qū)。 該小區(qū)專用OFDM波形是由一個小區(qū)專用的長度為質(zhì)數(shù)的Zadoff-Chu序列 的元素對子載波進行調(diào)制得到的(Zadoff-Chu序列是生成一個更廣泛的所謂啁啾類(GCL )序列族的基礎(chǔ)),參見B.M.Popovic， "Generalized chirp-like polyphase sequences with optimum correlation properties", IEEE Trans. On Information Theory, vol. 38， pp. 1406-1409, July 1992.(以下，該論文被稱為文 件六)。在對接收信號樣本組進行差分編碼之后，可以使用反離散傅立葉變 換(IDFT )來檢測出該GCL序列所對應(yīng)的小區(qū)專用標(biāo)號。盡管上述關(guān)于同步信道的方案，在縮短整體小區(qū)搜索時間上相當(dāng)有效， 但是由于差分相關(guān)函數(shù)的寬三角形狀，該方案在時間同步上對噪音和千擾依 然相當(dāng)壽文感。文件一中所述的SCH信號由一個循環(huán)前綴，以及一個緊跟該循環(huán)前綴 的同步信號s(k)組成，其中，k=0， 1, ...， N-l。該SCH信號是由一個基 本小區(qū)專用OFDM波形W (1) ， 1=0, 1, N/2-1重復(fù)兩次構(gòu)成，其中， N代表在發(fā)送裝置里進行IDFT后獲取的OFDM信號樣本的數(shù)目?？梢栽诮?收裝置中使用下述算法檢測出SCH的時間同步A、 由接收到的信號的N個樣本組成一個組(即一組N個接收信號樣本)。B、 將該組中前N/2個樣本與該組中后N/2個樣本的共軛復(fù)數(shù)進行相關(guān) 運算，并保存差分相關(guān)的結(jié)果。C、 對由接收到的信號的N個樣本組成的一個新的組(即新的一組N個 接收信號樣本)重復(fù)執(zhí)行上述兩個步驟。與前一個組相比，該組延遲一個樣 本。D、 找出產(chǎn)生最大相關(guān)值的N個接收信號樣本組對應(yīng)的延遲，并將其作 為OFDM符號解調(diào)的初始時間同步。接收到的信號r (k)的差分相關(guān)函數(shù)C (p)可以用下面的數(shù)學(xué)表達(dá)式 表示<formula>formula see original document page 8</formula> 其中，k=0' 1,…，N曙l。其中，p代表一組N個接收信號樣本中第 一個樣本相對于同步信號第一 個樣本真正位置的時延，*表示復(fù)共軛。如果接收到的信號只包括重復(fù)的W(k)波形(不包括循環(huán)前綴)，則接收信號的差分相關(guān)等于波形W(k)的差分相關(guān)函數(shù)Cw(p)。且這種情況只出現(xiàn)在pJ^，^，.'"^2-"且N為偶數(shù)時，該值可表達(dá)如下W/2-i-W W/2-Cw(p)-^ = ^ ，pJ,土l，土2,…，，2一D。 (2)圖1示出了文件一中的同步信號的差分相關(guān)函數(shù)，該差分相關(guān)函數(shù)是在有10個樣本的循環(huán)前綴的情況下，對N428個樣本進行快速傅立葉反變換 (IFFT)運算得到的。公式(2)對圖1所示差分相關(guān)函數(shù)的寬三角形狀進行了解釋。三角形 狀中的小的失真是由信號包絡(luò)的波動造成的。因此，由公式(2)可以看出， 差分相關(guān)僅僅依賴于同步信號的包絡(luò)，所以具有恒定包絡(luò)的不同同步信號能 夠得到相同的差分相關(guān)。圖1所示的差分相關(guān)函數(shù)有一個平臺，該平臺的長 度等于循環(huán)前綴的長度(文件五)。可以一企測差分相關(guān)的峰值，例如，可以通過在4妻收信號的一個幀(10ms) 內(nèi)的計算來找出相關(guān)函數(shù)的最大值。但是，用戶設(shè)備(UE)有可能同時收 到來自于多個小區(qū)的同步信號，而所有這些信號都將在小區(qū)搜索過程中被檢 測到。因此，僅僅在接收樣本的一個幀內(nèi)進行差分相關(guān)峰值檢測是不夠的， 因為這樣不能夠區(qū)別來自于不同小區(qū)的峰值。替代地，或更進一步地，應(yīng)該采用某種基于閾值的選擇方法。例如，可 以將每個差分相關(guān)值的大小和一個自適應(yīng)閾值進行比較，該自適應(yīng)閾值與計算觀測相關(guān)值所用的包含N/2個樣本的相關(guān)窗口中的信號的能量成正比。選 擇所有超過其對應(yīng)相關(guān)窗口中信號能量一定百分點的相關(guān)值，將這些值進一步用于峰值檢測以確定每一同步信號的準(zhǔn)確到達(dá)時間。與上述自適應(yīng)閾值進行比較等價于將文件五，公式(8)中定義的歸一 化差分相關(guān)值(在第二個半符號中用接收能量做歸一化)和一個0到1之間 的固定閾值進行比較。由于時間同步性能的好壞基本上由差分相關(guān)的特性決 定，因此不再進一步討論用信號能量進行歸一化的問題如果差分相關(guān)函數(shù)有一個沖擊脈沖狀的形狀，與偽隨機信號的非周期自 相關(guān)函數(shù)相似，有一個對應(yīng)于0延遲的窄中央相關(guān)峰值，以及對應(yīng)于其它延 遲的低相關(guān)旁瓣，那么可以獲得更好的時間同步性能。一個具有沖擊脈沖形狀的差分相關(guān)函數(shù)可以由以下論文中公式(10 )提出的OFDM同步信號得到:B.Park et al, "A Novel Timing Estimation Method for OFDM Systems", IEEE Communications Letters, Vol. 7， No.5, pp.239-241, May 2003 (該"i侖文以下稱為文件七)，即s (k) =[W (k) Z (k) W* (k) Z* (k) ]， (3) 其中，具有N/4長度樣本的波形函數(shù)W (k)是通過對一個偽噪聲隨機 序列進行IFFT運算而得到的，波形函數(shù)Z (k)是一個和W (k)對稱的函 數(shù)。以上公式(3)中所述同步信號通過一個經(jīng)過修改的差分相關(guān)檢測出來， 該經(jīng)過修改的差分相關(guān)函數(shù)定義(文件七)如下D ( p ) "。 。 ( 4 )因為公式(3)中的信號^C明確且唯一地定義為OFDM信號，并且由IFFT 而產(chǎn)生，所以文件七中并沒有使用其它類型的中心對稱同步信號，例如擴頻 直接序列信號。如果忽略公式(3)中信號里的復(fù)數(shù)共軛，可以看出該信號實際上是一 個重復(fù)信號，其中重復(fù)的基本波形長度為N/2樣本，且中心對稱。這樣的信 號有一個沖擊脈沖狀的差分相關(guān)函數(shù)，但是它的重復(fù)結(jié)構(gòu)產(chǎn)生高相關(guān)旁瓣， 旁瓣總等于總信號能量的四分之一，不管OFDM信號中用于調(diào)制子載波的 偽噪聲信號的屬性。這樣的高相關(guān)旁瓣會增加時間同步的錯誤概率，所以應(yīng) 該盡可能地降低這樣的旁瓣。另外，因為公式(3 )中同步信號的重復(fù)的基本波形的長度(N/2 )較短， 所以能夠生成的不同的同步信號就會比較少。在我們關(guān)注的應(yīng)用中，例如蜂 窩系統(tǒng)中的小區(qū)搜索(相關(guān)內(nèi)容并沒有在文件七考慮到)，同步信號并不僅 僅只是用于獲取時間同步，而且也用于傳輸信息。由于可能生成的具有低互相關(guān)的同步信號較少，因此同步信號能夠傳輸?shù)男畔⒘恳矔^少。此外，在信號后半段里的基本重復(fù)波形中有一個復(fù)數(shù)共軛的運算，這可 能會使信號生成器和解調(diào)器的實現(xiàn)變得復(fù)雜，尤其對于信號是通過對一個復(fù) 偽隨機序列進行IDFT運算而獲得的情況。。同時，公式(3)的同步信號的中心對稱部分包括兩個對稱的波形，所 以N/2是一個偶數(shù)。然而，在有些情況下，可能需要單個的中心對稱波形， 這時長度N/2為奇數(shù)，且該波形在同步信號中被重復(fù)多次。在論文Zhang et al. "Joint Frame Synchronization and Frequency Offset Estimation OFDM Systems" IEEE Trans, on Broadcasting, vol. 51， no 3, September 2005中，描述了 一個聯(lián)合幀同步及載波頻率偏移估算方案。這篇 論文主要致力于改進頻率誤差估算，但是該論文并沒有涉及如何估算訓(xùn)練符 號的到達(dá)時間。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是解決或減少現(xiàn)有技術(shù)中的一個或多個問題。本發(fā)明的主 要目的是提供一種方法，使通訊系統(tǒng)的同步對噪音或干擾的敏感度降低，并 且還能夠在同步的同時傳輸一些信息。所以根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)方案，在通信系統(tǒng)中生成 一 種用于改進同步和信 息傳輸?shù)男盘?，該信號具有一個中心對稱部分s(k)。該中心對稱部分s(k) 以絕對值的形狀對稱，且該中心對稱部分s (k)具有任意長度N，并基于序 列集中的唯一可識別的序列c (1)。另外根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)方案，所述信號 經(jīng)由一個通訊信道被發(fā)送出去，然后被接收，計算并保存一組N個接收信 號樣本r (k) , k=0, 1,…，N-l的反向差分相關(guān)D (p)。對于新的一組 N個接收信號樣本，重復(fù)以上計算并保存相關(guān)值的操作，所述新的一組N個 接收信號樣本比前一組延遲一個樣本，重復(fù)所述操作若干次。找出使相關(guān)值 最大的一組N個接收信號樣本的延遲，以及擇這個延遲作為解調(diào)的初始 時間同步，檢測出所述序列集中的唯一序列c (1),提取出傳輸信息。該中心對稱部分S (k)可以為如下幾個示例中的一個 k(7V-l-A:)， A-0，1，…，7V-1 ,,、f/(W-l-A:), A: = 0,1,…，V -1柳——r o,其它處，和柳=1 o,其它處，和f-s(yV-1-"， hO，l,…，iV-l ,,、卜/(iV-l-& = 0,1,…，W-1卓)=1 o, 其它處，和= { o， 其它處，和—-"，hl,…,iV-l 〃、f/(iV-hl，…，jV-l5W = i o, 其它處，和柳^ o,其它處和 4o，其它處，和卓—jo, 其它處。在信號的中心對稱部分之前，可能還會有丄CT個樣本的循環(huán)前綴，這些樣本和信號中心對稱部分的最后丄c尸個樣本完全一致。這個信號中心對稱部分s (k)可以生成作為一個OFDM信號，可以通 過對N個子載波上的系數(shù)/Z(")做IDFT而得到。這里的頻譜/Z(n)滿足 H (") =//， w=0， 1， 2，…，tV-1，其中，根據(jù)DFT的周期性可以 得出// (AO =// ( 0)?？梢允褂靡粋€偽隨機序列c (/) , /=0, 1, 丄^V中的元素作為 所占子載波頻率上的傅立葉變換系數(shù)而得到頻譜//(")，即「 ￡一1、 L一l c[" + ""^"j , " = 0,1,2"..，-<w —;V + ^") , w-;V一"^"."/V一1, 丄為奇數(shù), i—1 ， w i — l ， -+ 1W---12 2其中，C(/) , /=0， 1,，..，丄-1，是一個中心對稱序列且長度為奇數(shù)丄。 本發(fā)明實施例提出的方法可以在通訊系統(tǒng)中的 一個發(fā)送裝置和一個接 收裝置上實現(xiàn)。這兩個裝置組合在一起成為一個無線通信系統(tǒng)的一部分，該 通信系統(tǒng)至少包括這樣一個發(fā)送裝置和這樣一個接收裝置。在實際應(yīng)用中，本發(fā)明顯著改進了接收裝置獲取時間同步的特性。傳送 的同步信號用于支持和幫助接收裝置獲取時間同步，同時也用來傳送一些信息，例如，發(fā)送裝置的ID號。本發(fā)明的技術(shù)方案可以應(yīng)用于蜂窩系統(tǒng)中的 小區(qū)搜索。另外，和文件一中的現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明允許同步信號攜帶更 多的信息。本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點在下面的描述中給出。


下面將結(jié)合附圖描述對本發(fā)明進行詳細(xì)說明的實施例。附圖包括圖1為現(xiàn)有技術(shù)中一個相關(guān)函數(shù)的示意圖；圖2為一個反向相關(guān)函數(shù)的示意圖；圖3到圖6為獲取正確時間同步的各種概率的示意圖；圖7為本發(fā)明的一個無線通訊系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施方式
為了獲取一個沖擊脈沖狀的差分相關(guān)函數(shù)，首先修改差分相關(guān)函數(shù)的定 義，使得對應(yīng)不同延遲，在求和運算中包括盡可能多的不同樣本的乘積。這 樣，對應(yīng)不同的非同步延遲，差分相關(guān)值是隨機的。一種獲取隨機化非同步差分相關(guān)值的方法是將公式(1)中用到的一組 個樣本反向排序。將所謂的反向差分相關(guān)D (p)定義如下
<formula>formula see original document page 13</formula>
p表示一組N個接收樣本中第一個樣本相對于同步信號第一個樣本真正 位置的延遲，而W則表示對x的向上取整函數(shù)，即大于或等于x的最小整數(shù)。在(5)中，為了獲取pi時的最大可能差分相關(guān)值，即在「w/"樣本的 相關(guān)窗口中信號的能量，同步信號s(k), k=0, 1，…，N-l應(yīng)當(dāng)中心對稱， 即
<formula>formula see original document page 13</formula>
其中，N為任意正整數(shù)，且假設(shè)信號能量均勻分布于長度均為「w^l的第一組和第二組樣本中。當(dāng)p=0,±l,±2"..,±(「W/2"l-l)時，由(5)和(6)可以推出同步信號S (k)的 反向差分相關(guān)Ds (p),且有「W/2，-1Ds ( p ) = Ds* (-p ) = "0「/V/2]-l 「W/2，-l-p^>(/ + 2p)./(/) =臺 ，rO，U,「W/2，一l。("公式(7)與同步信號s (k)的非周期自相關(guān)函數(shù)R (p)相似，為 R(p)=R*(-p)= f)/ + p)./(/)， ；^0，1,…,W-1。 (8)可以看出，Ds (p)和R (p)的唯一區(qū)別就是Ds(p)中參與求和的 元素少于R(p)中參與求和的元素。所以，如果s (k)有一個沖擊脈沖狀 非周期自相關(guān)函數(shù)，則它的反向差分相關(guān)函數(shù)就很可能也是沖擊脈沖狀的。根據(jù)公式(7)所示， 一般來說，非重復(fù)、但中心對稱的偽隨機信號產(chǎn) 生的相關(guān)旁瓣要少于重復(fù)信號產(chǎn)生的相關(guān)旁瓣。一種取代(6)中定義的中心對稱同步信號的方法是使用如下信號""-I"W一卜"，(9) ()—j 0, 其它 ，在這種情況下，反向差分相關(guān)被定義為「W/2"|-1D (p)=》'(p + a)々+ h-"。 (10)現(xiàn)有技術(shù)文件七，公式(10)中所提出的OFDM同步信號(3)可以被 視為信號(9)的一個特例。需要指出的是，(9)更具一般性，因為它是定 義在任意長度N上的，而(3)僅僅在N-0mod4的情況下成立。如果信號是斜對稱的，同樣可以獲取反向差分相關(guān)的最大絕對值，即信 號被定義為如下形式<formula>formula see original document page 15</formula>(6.1)類似的，如果信號被定義為如下形式<formula>formula see original document page 15</formula>(9.1)實施例為了描述中心對稱的同步信號(6)的設(shè)計以及所對應(yīng)的反向差分相關(guān) 函數(shù)(5)的特性，從文件一中所做的^f艮設(shè)開始，來生成OFDM中心對稱同 步信號集。這些假設(shè)為采樣頻率為1.92MHz，子載波間隔為15kHz，占用 的最多子栽波數(shù)為Nosc二76， 1.92MHz頻帶內(nèi)總子載波數(shù)為N-128 (傳輸帶 寬為1.25MHz)。用偽隨機序列中的元素來調(diào)制所占用的子載波，該偽隨機 序列為具有較好互相關(guān)特性的序列集中的一個。這個序列集中的不同序列由 不同的小區(qū)標(biāo)識(ID )數(shù)來標(biāo)識。對所接收的OFDM信號進行DFT解調(diào)后， 就可以通過子載波的反映射以及一些信號處理來識別被發(fā)送的序列。當(dāng)同時 接收到來自于不同小區(qū)的不同序列時，由于不同的序列間的互相關(guān)較小，使 得序列識別更加可靠。輸出的長度為N-128樣本的OFDM同步信號s (k)是通過對N=128 個傅立葉系數(shù)頻譜H ( n )進行IDFT而獲取的，即<formula>formula see original document page 15</formula>(11)如果H (n) =H (N-n) ，n=0,l,2，...，N-l,其中，根據(jù)DFT的周期性，H (N) =H (0)成立，則可以證明s (k)將以它的樣本s (N/2)為中心是對 讒爾的，即s (k) = s (N-k)， 且僅當(dāng)H (n) =H (N-n) , k，n=l,...，N-l。 (12)現(xiàn)在證明(12)如下從s (k)的定義開始，即<formula>formula see original document page 16</formula> 這里引入了一個替換變量n=N-l,這個變量的引入改變了求和的順序， 以及用到了 DFT (H (n) =H ( n+N ))的周期性。由(A.l )和(A.2 )我 們可以推出當(dāng)H (n) =H (N-n)時，s (k) =s (N-k),這是一個充分條件。 意味著僅當(dāng)H (n) =H (N-n)時，s ( k ) =s ( N-k )，這也是一個必要條件。 可以從H (n)的表達(dá)式開始證明這一點。頻譜H (n)可以通過如下方式獲得通過將一個偽隨機序列c (1)， 1=0， l，...， L-l, L^Nosc的元素作為在所占子載波頻率上的傅立葉變換系數(shù)而 獲取。將c (1)和H (n)之間的映射定義為<formula>formula see original document page 16</formula>L為奇數(shù)， (13)2 2其中，c (1) ,1=0， l,...，L-l，為一個中心對稱序列且長度L為奇數(shù)。顯 然可以滿足(12)中的條件。因此，最后得到的同步信號s (k) , k=0,l，2,...,N-l是一個低通、基帶 OFDM信號，且關(guān)于它的樣本s (N/2)對稱，意味著僅有樣本s (0)與樣 本s (N/2)沒有相對稱的部分。換句話說，最后得到的OFDM同步信號可 以被認(rèn)為只有兩個部分第一個部分只一個樣本，第二個部分有N-l個中 心對稱的樣本，即s (k) =s (N-k) ， k=l,2,...，N-l。更進一步說，對以上OFDM信號進行盲檢測，應(yīng)該使用N-l個輸入樣本構(gòu)成的組，然后進4亍反向差分相關(guān)，如下 Z r(p + A + 1) /** (p + 7V -1 - A)D (p) = "o 。 (14)但是，在獲取正確的時間同步信息后，整個組的N個樣本都應(yīng)該被用于OFDM解調(diào)制，以及信息內(nèi)容(小區(qū)ID )的識別。剩下的問題就是應(yīng)該選擇什么樣的長度L為奇數(shù)，且中心對稱的序列來進行子載波的調(diào)制。文件一中使用了 L-1個偽隨機序列(ar(1))， r=l，..，，L-l，其中L為質(zhì)數(shù)，來生成重復(fù)OFDM同步信號。這些序列是長度L為奇數(shù)的Zadoff-Chu (ZC)序列，其定義如下ar (1) = C('乖， 1=0,1,…，L-1，L為奇數(shù)， (15) 其中WL=exp (-j2兀/L ) ， j二^1 。當(dāng)L為奇數(shù)時，可以看出ZC序列(15)是中心對稱的(關(guān)于它的第(L-1 ) /2+1個元素)，也就是說，ar ( 1) =ar (L-l-l) ， 1=0， l,...，L-l。為了滿足條 件一一序列長度小于或等于最大占用的子載波數(shù)，可以去掉ZC序列開頭和 結(jié)尾的一些元素，并使最后得到的截短的序列依然是中心對稱的。由于最大可占用子載波數(shù)為Nosc習(xí)6,而ZC序列的長度則是一個質(zhì)數(shù)， 因此，在(15)中用L二79生成一個原型ZC序列，然后再去掉這個原型ZC 序列的頭2個及最后2個元素，使其縮短為長度1」=75,這樣最后的ZC序列 依然是中心對稱的。將這個截短了的序列用于公式(13 )并對H(n)經(jīng)過IDFT 后生成OFDM同步信號(11)。如果在(15)中為r取不同的值，可以得到最多M=L-1=74個不同的 OFDM同步信號，每一 個OFDM同步信號都攜帶有關(guān)于小區(qū)ID的不同信息。 在使用同樣長度同步信號的條件下，小區(qū)ID的數(shù)目幾乎是文件一中小區(qū)ID 數(shù)目(41)的兩倍。同時，文件一中關(guān)于^H則ZC序列的原則，在使用差分 編碼和IDFT的情況下，對這個例子也一樣適用。在多徑傳播信道的情況下，為了能保證解調(diào)制的魯棒性，在OFDM同 步信號之前加上了一個循環(huán)前綴。圖2示出了從截短的ZC序列獲得的OFDM同步信號(11 )的反差分相關(guān)函數(shù)的大小，該ZC序列的長度為L=75， 小區(qū)ID=r=29，以及循環(huán)前綴為LCP=10個樣本。循環(huán)前綴存在使反向差分相關(guān)函數(shù)變得不對稱，其中負(fù)延遲對應(yīng)的旁瓣 水平稍微有所上升。但是，由于旁瓣的水平和主峰值相比仍然很低，因此不 會造成太大的獲取錯誤時間同步的概率。Zadoff-Chu序列是生成GCL序列(c (1) }的基礎(chǔ)，如[6]所定義c(l) =a(l) b(lmodm), H0,1，…，L-1， (16)這里L(fēng)-sm2， s和m是正整數(shù)，{b (1) }是任何m個單位模的復(fù)數(shù)組成 的序列，以及《a (1) }是長度為L的Zadoff-Chu序列。所以，為了獲取一個 中心對稱的GCL序列，L應(yīng)該為奇數(shù)，且調(diào)制序列(b (1) }應(yīng)該是中心對稱 的。由于中心對稱GCL序列的數(shù)量較多，如果在本發(fā)明中應(yīng)用這些序列， 則還有潛力傳輸更多信息。此外，這些序列與它們選擇的調(diào)制序列無關(guān)，保 留了最佳相關(guān)特性。時間同步獲取性能在蜂窩系統(tǒng)的用戶設(shè)備(UE)中，射頻(RF)信號的初始頻率誤差(剛 開機時)可能有數(shù)萬赫茲。在接收器鎖定了來自某個基站的接收信號以后， 這個頻率誤差將會被減少到幾百赫茲以內(nèi)。開機之后，UE會執(zhí)行最初的小 區(qū)搜索任務(wù)，而在那之后，UE將會被鎖定到一個基站。當(dāng)UE找到了它的 "服務(wù)小區(qū)"小區(qū)之后，小區(qū)搜索程序就進入監(jiān)測狀態(tài)，這時它會監(jiān)測可用 的相鄰小區(qū)，其目的在于，UE在激活狀態(tài)時隨時準(zhǔn)備切換，或者是，在UE 處于待機狀態(tài)時，有可能重新選擇小區(qū)(為了得到更好的信號接收)。在監(jiān) 測模式下，因為所有的小區(qū)的頻率都緊密同步，而且UE已經(jīng)與其中之一同 步了 ，所以接收信號和UE的RF信號之間的頻率誤差大為降低。因此，在初始的小區(qū)搜索時，在頻率誤差比較大時，接收機應(yīng)該能夠枱r 測到基站發(fā)出的同步信號的到達(dá)時間。在加性高斯白噪(AWGN)信道上，將獲取正確時間同步的概率作為信 噪比(SNR)函數(shù)，用仿真來評價例1中的同步信號獲取時間同步的性能。對UE和基站之間的初始頻率誤差df為0， 1, 2及3 ppm的4種情況進行了 仿真，其中載波頻率為2.6GHz。 一般情況下，循環(huán)前綴長度為IO個樣本。如果估算的到達(dá)時間在誤差允許范圍內(nèi)，此時獲取的時間同步被認(rèn)為是 正確的。該獲耳又的時間位于真正的時間同步位置之前，因此它與OFDM信 號中的循環(huán)前綴重疊。這個誤差允許范圍不能大于循環(huán)前綴的長度，而且應(yīng) 該等于循環(huán)前綴中沒有被前一個OFDM符號的信道響應(yīng)所覆蓋的部分。由 于循環(huán)前綴的長度不應(yīng)該比信道響應(yīng)的最大期望長度大很多(如果確實比它 大的話)，因此，實際上的誤差允許范圍不可能大于幾個樣本。然而，當(dāng)文 件一 中的重復(fù)同步信號被作為比較的參考時，為了獲取文件一 中信號的最佳 性能，會把循環(huán)前綴設(shè)定為與誤差允許范圍相同。很容易看到，差分相關(guān)的大小不取決于頻率誤差，所以文件一中的信號 在評估時沒有考慮頻率誤差。評估結(jié)果如圖3所示。在沒有初始頻率誤差的情況下，由反向差分相關(guān)檢測出的中心對稱信號 的性能要比由差分相關(guān)檢測出的重復(fù)信號要好，其中在正確獲取概率為0.5 時要高出ldB多，而在正確獲取概率為0.9時要高出5dB多。當(dāng)頻率誤差不為0時，重復(fù)信號的性能不變，而中心對稱信號的性能則 隨著頻率誤差的上升而下降。當(dāng)頻率誤差為lppm ( 2600Hz)時，相對性能 幾乎不變。當(dāng)頻率誤差為2ppm,且正確獲取概率大于0.5時，中心對稱信 號仍然性能較好，不過在很低SNR的情況下，重復(fù)信號的性能較好。但是， 當(dāng)頻率誤差為3ppm時，不管是什么樣的SNR,中心對稱信號都不能夠獲取 時間同步。因為反向差分相關(guān)中的一些旁瓣即使在沒有噪音的情況下也會高 于主峰值。實施例二例1中信號的時間同步獲取性能結(jié)果顯示了 ，如果頻率誤差高于某個閾 值，使用差分相關(guān)獲取時間同步的結(jié)果要比使用反向差分相關(guān)獲取時間的結(jié) 果好；如果該頻率誤差低于某個閾值時，則反之。這個結(jié)果顯示，在初始小區(qū)搜索時，如果頻率誤差高于2ppm,則使用
1、 一種鎖相環(huán)電路，包括
采樣器，根據(jù)采樣時鐘輸出對輸入信號進行采樣；
模式檢測信號/相位誤差產(chǎn)生單元，如果從采樣器輸出的采樣的輸入信號 具有預(yù)定模式，則所述模式檢測信號/相位誤差產(chǎn)生單元產(chǎn)生用于指示所述預(yù) 定模式的檢測的模式檢測信號，檢測采樣的輸入信號和輸入信號的零交叉點 之間的相位誤差，并輸出所述相位誤差；以及
采樣時鐘產(chǎn)生單元，基于模式檢測信號和相位誤差來產(chǎn)生釆樣時鐘。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的鎖相環(huán)電路，其中，模式檢測信號/相位誤差 產(chǎn)生單元包括
零交叉點檢測器，檢測采樣的輸入信號的零交叉點；
模式確定單元，根據(jù)檢測的零交叉點被重置，并且通過使用采樣時鐘計 數(shù)值來確定采樣的輸入信號是否具有所述預(yù)定模式；
絕對差檢測器，檢測采樣的輸入信號之間的絕對差；
重復(fù)檢驗器，使用模式確定單元的輸出信號以及鎖存在模式確定單元中 的計數(shù)值，以檢驗?zāi)Ｊ酱_定單元是否已經(jīng)重復(fù)確定采樣的輸入信號具有所述 預(yù)定模式；
相位誤差產(chǎn)生器，如果重復(fù)檢驗器已經(jīng)確定出模式確定單元已經(jīng)重復(fù)確 定采樣的輸入信號具有所述預(yù)定模式，則所述相位誤差產(chǎn)生器輸出由絕對差 檢測器檢測的絕對差，作為采樣的輸入信號和所述零交叉點之間的相位誤差， 其中，輸出的相位誤差與所述零交叉點同步地被輸出；以及
模式檢測信號產(chǎn)生單元，如果重復(fù)檢驗器已經(jīng)確定出模式確定單元已經(jīng) 重復(fù)確定采樣的輸入信號具有所述預(yù)定模式，則所述模式檢測信號產(chǎn)生單元 產(chǎn)生模式檢測信號，其中，在一時間點產(chǎn)生所述模式檢測信號，所述時間點 從位于所述預(yù)定模式的中心的零交叉點被延遲第一預(yù)定數(shù)目的采樣時鐘周 期，其中，第一預(yù)定數(shù)目是恒定的。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的鎖相環(huán)電路，其中，所述預(yù)定模式具有同步模 式，所迷同步模式均勻分布在輸入信號能夠被輸入的整個范圍。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的鎖相環(huán)電路，還包括 頻率誤差檢測器，檢測第二預(yù)定數(shù)目和模式檢測信號的周期期間的采樣將獲取正確時間的概率作為AWGN信道上信噪比(SNR)的函數(shù)，用 仿真來評價上述同步信號的獲取時間同步的性能。對UE和基站之間的初始 頻率誤差df=0， 1, 2及3ppm的四種情況進行了仿真，其中載波頻率為 2.6GHz。循環(huán)前綴長度在仿真中為IO個樣本。評價結(jié)果如圖4所示。參見圖3和圖4,當(dāng)頻率誤差等于3ppm時，中心對稱且具有周期性的 OFDM信號的反向差分相關(guān)比非周期的OFDM信號的反向差分相關(guān)更具有 魯棒性。從公式(7)和(8)之間的相似性出發(fā)，圖3和圖4中所示的不同 的獲取時間同步的性能可以從相應(yīng)信號的通用非周期性自相關(guān)函數(shù)的屬性 中獲取。這樣的函數(shù)常常被稱為模糊函數(shù)。該函數(shù)是關(guān)于延遲和頻率誤差的 二維函數(shù)。對于啁啾類信號，例如圖3中的非重復(fù)信號，有一個脊形模糊函數(shù)，其 特點為在頻率誤差較高時有一個偏移的、延遲位置不為0的主瓣。該效果就 是反向差分相關(guān)在3ppm頻率誤差時崩潰的主要原因。帶有其它小區(qū)ID的 信號有可能對這個效果不那么敏感，并有可能在更高的信噪比的情況下，收 斂到時間獲取概率等于1，但是對于稍高的頻率誤差它們也一樣會崩潰。一方面，例如，圖4中的周期性信號有所謂的釘床形的模糊函數(shù)，其特 點為旁瓣較高，且有規(guī)律地分布在時間-頻率平面上，但主瓣相對于0延遲 的位置卻不隨頻率而改變?；旧?，這些信號看起來比實際長度要短，這使 得在頻率誤差較高時產(chǎn)生的變形較小。另一面，該反向差分相關(guān)有較高的旁 瓣的原因是信號的重復(fù)特性，所以就算是在沒有頻率誤差的時候，對于具有 兩個周期同樣波形的信號，它們的反向差分相關(guān)旁瓣至少等于主瓣的一半。 比較圖3和圖4可以看出，該特性使得在頻率誤差較低(小于2ppm)時， 獲取時間的性能較差。實施例三如前所述，在實際應(yīng)用中允許的誤差范圍只有幾個樣本。但是，在這種 情況下，即使是差分相關(guān)(如，用于檢測文件一中重復(fù)同步)在頻率誤差較 高時性能也較差，如圖5中所示，在允許誤差范圍為2個樣本時，評估圖3中信號的獲取時間同步的性能。圖1中的平臺是使差分相關(guān)性能差的原因，因此，很有可能使噪聲在該 平臺內(nèi)小于0延遲(正確延遲)的地方產(chǎn)生一個相關(guān)峰值。所以，隨著信噪 比的增加，重復(fù)信號所對應(yīng)的曲線收斂到1的速度很慢。前述關(guān)于不同類型的模糊函數(shù)的描述引發(fā)了對其它類型的偽噪聲序列 的思考，這些偽噪聲序列的模糊函數(shù)能允許更大頻率誤差。例如，這樣的偽噪聲序列是正交Golay(二進制)互補序列，見M丄E. Golay,"互補系列"， 無線電工程師協(xié)會(IRE)信息論會報，第IT-7巻，82-87頁，1961年4 月(以下稱為文件八)。對于長度L為偶數(shù)的序列，存在一對互補Golay序 列，其特點為對于所有非0延遲，所有序列的非周期性自相關(guān)函數(shù)的和等于 0。長度為L的正交Golay序列集可以由一個長度為L的Golay互補序列和 所有L個長度為L的Walsh序列以位為操作對象相乘得到[文件八]。該序列 集中的序列可以被分成L/2組不同的互補對。如果用正交Golay互補對集中的一個Golay序列的位元作為(11)中H (n)的傅立葉系數(shù)，那么，類似(9)，最后得到的OFDM同步信號s (k) 具有如下特性該信號可以用一個修改后的反向差分相關(guān)(10)來檢測，如下所示:可以看出，在一個單徑傳播信道里獲取的信號的任意頻率誤差下，反向 差分相關(guān)(10)和(19)的大小都保持不變。這是一個對任意信號(9)， (9.1 )以及(18 )都適用的一般特性。如果一個Golay序歹'j c(k)的元素被映射成等距連續(xù)子載波的傅立葉系 凄t,例如，<formula>formula see original document page 23</formula>， L為奇數(shù)，(20) 0 ,其它則最終得到的OFDM信號的功率峰均比(PAPR)就小于3dB,見 B.M.Popovic， "Synthesis of Power Efficient Multitone Signals with Flat Amplitude Spectrum", IEEE Transactions on Communications, Vol.39, No.7, pp.1031-1033, July 1991。這也進一步說明了 ，所有基于正交互補對集合中不 同Golay序列的所有OFDM同步信號，都會有一個小PAPR值，這樣就使 得平均傳輸能量最大化，即，在小區(qū)邊緣的接收信噪比最大化。圖6中顯示了從長度為L=64的Golay互補序列中獲取的OFDM信號的 獲取時間同步的性能。按(20)和(11)，將該Golay互補序列映射到一個 長度為N-128的OFDM信號上?？梢钥闯?，從一個Golay互補序列得到的 OFDM信號的獲取時間同步的性能不會隨著頻率誤差的增加而改變。在這種情況下，例如，信息攜帶就可以通過把當(dāng)前正交Golay序列集中 的每個正交Golay序列加上標(biāo)簽來完成。當(dāng)接收到信號并從OFDM信號中 解調(diào)出數(shù)據(jù)之后，就可以通過計算與當(dāng)前序列集中所有序列的相關(guān)來識別一 個特定的序列。這樣的一組相關(guān)器可以高效地實現(xiàn)，例如，通過快速 Hadamard變換來實現(xiàn)。在計算相關(guān)之前，可以在解調(diào)序列上應(yīng)用差分編碼 來去除信道畸變。在這種情況下，用于計算相關(guān)的參考序列也應(yīng)該應(yīng)用差分 編碼。參見圖7，本發(fā)明還包括一個無線通訊系統(tǒng)，舉例來說，該通信系統(tǒng)可 以包括一個蜂窩系統(tǒng)100中的基站120以及和基站通訊的終端130?；竞?終端中的至少一個最少要包括一個發(fā)送單元，用于生成和發(fā)送中心對稱的信 號s (k)，且該中心對稱s (k)可以是任意長度N。'基站和終端中的至少 一個最少要包括一個接收單元，用于接收和處理發(fā)送裝置生成的信號。應(yīng)用及替代方案本發(fā)明可以在所有如下應(yīng)用中使用在這些應(yīng)用中，傳送的同步信號用來支持和幫助接收器獲取時間同步，同時也用來傳輸一些信息，例如發(fā)送器 的身份號等等。應(yīng)用之一就是蜂窩系統(tǒng)中的小區(qū)搜索。本發(fā)明中所提出的中心對稱同步信號可以是OFDM類型，這樣會在一定程度上有益于從多徑(時間彌散)傳播信道里接收信號的信息解調(diào)。但是，其它類型的類噪音中心對稱同步信號，如用反向差分相關(guān)來檢測 的直接序列擴頻信號，也可以被應(yīng)用，且有相似的時間同步獲取性能。
權(quán)利要求
1、一種改進通訊系統(tǒng)中同步和信息傳輸?shù)姆椒?，包括生成一個具有時間對稱特性、可用于同步的信號，所述信號基于序列集中的可唯一識別序列c(l)，通過一個通訊信道發(fā)出所述信號，接收所述信號，計算并保存一組N個接收信號樣本的相關(guān)值，對于新的一組N個接收信號樣本，重復(fù)上述計算并保存相關(guān)值的步驟，所述新的一組N個接收信號樣本比前一組延遲一個樣本，找出使相關(guān)值最大的一組N個接收信號樣本對應(yīng)的延遲，選擇所述延遲為解調(diào)的初始時間，從所述序列集中檢測出所述唯一序列c(l)，提取出所述傳輸信息，其特征在于，在所述生成信號的步驟中，生成一個具有中心對稱部分s(k)的信號，所述中心對稱部分s(k)以絕對值的形式對稱，其中，該中心對稱部分s(k)具有任意長度N，在所述計算和保存相關(guān)值的步驟中，計算并保存一組N個接收信號樣本r(k)，k＝0，1，...，N-1的反向差分相關(guān)D(p)。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述信號時，所述中心 對稱部分s (k)的絕對值是對稱的，原因在于該中心對稱部分s (k)的公式為 如下公式中的一種0, 其它s (W-1一"， A-0，l,…,iV-l 0, 其它卓)= 卓)-卓)= 柳= 卓)=-/(iV-l-A)， A; = 0，l,...,iV-l 0, 其它<formula>formula see original document page 3</formula>
3、 根據(jù)權(quán)利要求l或2所述的方法，其特征在于，生成信號時，N為正偶 數(shù)，其中，s (k)具有周期性且周期為N/2,即，s (k)-s (k+N/2)。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1至3中任何一項所述的方法，其特征在于，生成信號時， 所述s (k)之前有一個長度為Lcp個樣本的循環(huán)前綴，所述Lcp個樣本與s (k) 的最后LCP個樣本相同。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1至4中任何一項所述的方法，其特征在于，生成的信號 s ( k)是通過對具有N個子載波權(quán)重的頻譜H ( n )進行反離散傅立葉變換IDFT 運算得到的，所述頻譜H (n)則是通過將一個序列c (1) ，1=0， 1，…，L-l， IZN的元素作為所占用子載波頻率的傅立葉系數(shù)而得到的。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，生成的所述信號s (k)是通 過對具有N個子載波權(quán)重的頻譜H ( n )進行IDFT運算得到，所述H ( n ) =H(N-n)， n=0, 1, 2，…，N-l，其中，根據(jù)DFT的周期性得出H ( N) =H ( 0 )。
7、 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，將序列c (1)按如下方式映 射到頻i普H (n)上<formula>formula see original document page 3</formula>其中，c (1)是一個中心對稱序列，且長度為奇數(shù)L。
8、根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，將序列C (1)按如下方式映射到頻譜H (n)上<formula>formula see original document page 4</formula>，其它<formula>formula see original document page 4</formula>其中，c (1)是一個中心對稱序列，且長度為奇數(shù)L, R是重復(fù)次數(shù)，即，某個 基本波形在該信號內(nèi)的周期數(shù)，并滿足N二OmodR。
9、根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，將序列c (1)按如下方式映 射到頻譜H (n)上<formula>formula see original document page 4</formula>, L為偶凄t, 0 ，其它其中，c (1)是一個長度為偶數(shù)L的任意二進制序列。
10、 根據(jù)權(quán)利要求5至9中任何一項所述的方法，其特征在于，所述序列 c (1)是一個偽隨機序列。
11、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述序列c (1)是一個 Zadoff-Chu序列，其定義如下c (1) = <('+'V2， 1=0, 1，…，L-l, L為奇數(shù)， 其中，WL=exp (-j2兀/L), j=^。
12、 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的方法，其特征在于，所迷序列c(l)是一個通 用啁啾類GCL序列，其定義如下c (1) =a (1) b (lmodm)， 1=0， 1,…，L-l, 其中，！^st^為奇數(shù)，s和m是正整數(shù)，{b (1) }是由m個單位模復(fù)數(shù)組 成的中心對稱序列,JL{a (1) }是長度為L的Zadoff-Chu序列。
13、 根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述序列c (1)是一個 Golay互補序列，c (1)的長度為偶數(shù)L,所述Golay互補序列選自一個正交Golay互補對集合。
14、 根據(jù)權(quán)利要求1至13中任何一項所述的方法，其特征在于，使用D(p) =+1-"作為反向差分相關(guān)函數(shù)，其中，W代表x的向上取整函的數(shù)，即，大于或等于x的最小整數(shù)。
15、 根據(jù)權(quán)利要求1至13中任何一項所述的方法，其特征在于，使用D(p)=Z吩+"i)'/(p + w-1-"作為反向差分相關(guān)函數(shù)，其中，W代表x的向上取整的函數(shù)，即，大于或等于x的最小整數(shù)。
16、 根據(jù)權(quán)利要求1至13中任何一項所述的方法，其特征在于，使用D(p)=+ +1 —"作為反向差分相關(guān)函數(shù)，其中W代表x的向上取整的函數(shù)，即，大于或等于x的最小整數(shù)。
17、 根據(jù)權(quán)利要求3至16中任何一項所述的方法，其特征在于， 當(dāng)接收信號頻率誤差相對較大時，使用差分相關(guān)，當(dāng)接收信號頻率誤差相對較小時，使用反向差分相關(guān)。
18、 根據(jù)權(quán)利要求1至17中任何一項所述的方法，其特征在于，將序歹寸c (1)映射到信號s (k)的一個發(fā)送者的標(biāo)識上。
19、 一種發(fā)送裝置(120)，用在改進同步和信息傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)中，包括 用于生成一個具有時間對稱特性、可用于同步的信號的單元，所述信號基于序列集中的可唯一識別的序列c (1);用于通過一個通訊信道發(fā)出所述信號的單元， 其特征在于，所述生成信號的單元，用于生成一個具有中心對稱部分s (k)的信號，該 中心對稱部分s (k)以絕對值的形式對稱，且該中心對稱部分s (k)具有任意 長度N。
20、 一種接收裝置(130),用在改進同步和信息傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)中，包括 用于接收一個具有時間對稱特性、可用于同步的信號的單元，所述信號基于序列集中的可唯一識別的序列c (1);用于計算并保存一組N個接收信號樣本的相關(guān)值的單元， 對于新的一組N個接收信號樣本，重復(fù)上述計算和保存相關(guān)值的步驟的單 元，所述新的一組N個樣本比前一組延遲一個樣本，用于找出使所述相關(guān)值最大的一組N個樣本的延遲，選擇所述延遲為解調(diào) 的初始時間的單元， 用于從所述序列集中檢測出唯一序列c (1)的單元， 其特征在于，所述計算和保存所述相關(guān)值的單元，用于計算并保存一組N個接收信號樣 本r(k)， k=0, 1,…，N-l的反向差分相關(guān)D (p)。
21、 一種無線通訊系統(tǒng)(100)，包括至少一個權(quán)利要求19中所述的發(fā)送裝 置(120)，以及至少一個權(quán)利要求29中所述的接收裝置(130)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種改進通訊系統(tǒng)中同步和信息傳輸?shù)姆椒?，該方法包括生成一個具有時間對稱特性、可用于同步的信號，所述信號基于序列集中的可唯一識別序列c(l)，通過一個通訊信道發(fā)出所述信號，接收所述信號，計算并保存一組N個接收信號樣本的相關(guān)值，對于新的一組N個接收信號樣本，重復(fù)上述計算并保存相關(guān)值的步驟，所述新的一組N個接收信號樣本比前一組延遲一個樣本，找出使相關(guān)值最大的一組N個接收信號樣本對應(yīng)的延遲，選擇所述延遲為解調(diào)的初始時間，從所述序列集中檢測出所述唯一序列c(l)，提取出所述傳輸信息，在所述生成信號的步驟中，生成一個具有中心對稱部分s(k)的信號，所述中心對稱部分s(k)以絕對值的形式對稱，其中，該中心對稱部分s(k)具有任意長度N，在所述計算和保存相關(guān)值的步驟中，計算并保存一組N個接收信號樣本r(k)，k＝0，1，…，N-1的反向差分相關(guān)D(p)。本發(fā)明還提供了一個通訊系統(tǒng)中的發(fā)送裝置和一個接收裝置，以及一個無線通訊系統(tǒng)。
文檔編號H04B7/00GK101233701SQ200680027974
公開日2008年7月30日 申請日期2006年1月18日 優(yōu)先權(quán)日2006年1月18日
發(fā)明者布拉尼斯拉夫·波波維奇 申請人:華為技術(shù)有限公司