專利名稱：根據(jù)信道相位反饋使用空時格碼的方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及為MIMO無線通信系統(tǒng)設(shè)計高性能代碼的方法和使 用所述高性能代碼的設(shè)備。
背景技術(shù)：
對于無線通信系統(tǒng)來說，設(shè)計了多種代碼來抗擊信道衰落。但是， 這些編碼方案中的多數(shù)是為單發(fā)射/接收天線系統(tǒng)開發(fā)的，并不能直接 應用于最近的多入多出(MIMO)無線系統(tǒng)。尋找能夠充分利用多個 發(fā)射/接收天線的優(yōu)良代碼仍然是一個未解決的問題。
近年來，對于開環(huán)MIMO系統(tǒng)提出了一些級聯(lián)碼。根據(jù)在發(fā)射 器的信道平均值/協(xié)方差信息設(shè)計了幾種塊碼。塊碼是一種檢錯和/或 糾錯碼，其中編碼塊由N個符號組成，包含K個信息符號(K<N) 和N-K個冗余校驗符號，以致能夠檢測和/或校正最容易出現(xiàn)的差錯。
更特別的是，提出了空時格碼(STTC)以改進利用多個發(fā)射天 線的無線系統(tǒng)的差錯性能。空時塊碼作用于輸入符號塊，從而產(chǎn)生矩 陣輸出，所述矩陣輸出的列表示時間，行表示天線。不同于用于加性 白高斯噪聲(AWGN)信道的傳統(tǒng)單天線塊碼，多數(shù)空時塊碼并不提 供編碼增益。編碼增益指的是和其它選擇相比， 一種特殊的代碼所提 供的改進(單位為分貝UB))。編碼增益方面的改進能夠向設(shè)計者 提供諸如降低發(fā)射功率或者帶寬之類的選擇。它們的關(guān)鍵特征是在編 碼器/解碼器復雜性極低的情況下提供全分集。分集是由兩個或更多的 不同單元、媒介或方法構(gòu)成的性質(zhì)。分集增益是由分集合并所獲得的 信號場強與由單一路徑所獲得的信號強度的比值。分集增益通常用dB 表示。另外，在相對于關(guān)于差錯概率的聯(lián)合界的所有單代碼內(nèi)，它們 是最佳的。已為實際的發(fā)射天線范圍(2-8)設(shè)計了實星座的人所共知的代碼。
每次空時格碼作用于一個輸入符號，產(chǎn)生其長度表示天線的一系
列向量符號。類似于單天線信道的傳統(tǒng)格碼調(diào)制(TCM)，空時格碼 提供編碼增益。由于它們還提供全分集增益，因此它們比起空時塊碼 的關(guān)鍵優(yōu)點是編碼增益的提供。它們的缺點在于它們極難設(shè)計，并且 需要計算密集的編碼器和解碼器。
已經(jīng)表明對于只有接收器充分了解信道的開環(huán)系統(tǒng)，成對代碼字 差分矩陣的秩和行列式(determinant)決定對應的空時格碼的編碼增 益。如果成對代碼字差分矩陣滿秩，那么獲得全空間分集。
最近，超級正交空時格碼(SOSTTC)和超級準正交空時格碼
(SQOSTTC)增強了初始的空時格碼。在這些新的格碼中，標準的 多重格碼調(diào)制(M-TCM)編碼器充當外部編碼器，而空時塊碼
(STBC)，或者準正交空時塊碼(QOSTBC)被用作內(nèi)碼的構(gòu)件。 多重格碼調(diào)制(MTCM)是其中每個柵格分支對應于出自每個發(fā)射天 線的多次符號傳輸?shù)母翊a。超級正交空時格碼和超級準正交空時格碼 享有全空間分集，高的編碼增益，以及實現(xiàn)簡單的益處。
上面提及的空時編碼方案沒有利用在發(fā)射器的信道知識。但是， 顯然借助另外的信道狀態(tài)信息(CSI)，能夠進一步改進空時傳輸。
基于信道平均值或協(xié)方差反饋，提出了 STBC波束形成方案。該 方案使用根據(jù)復高斯信道的平均值或協(xié)方差的不完全反饋構(gòu)成的預 編碼矩陣。不過，這些方案使用復雜的本征分析來構(gòu)成最佳的預編碼 矩陣。另外，所得到的波束形成矩陣達到最佳的功率負栽，從而通常 在發(fā)射器引起高的峰值-平均功率之比(PAPR)，這顯著增大系統(tǒng)的 復雜性和成本。在實際的數(shù)字通信系統(tǒng)中難以實現(xiàn)這些波束形成方 案。
除了這些基于STBC的波束形成方案之外，還存在幾種基于一維 波束形成的其它方案。它們中， 一種非常有前景的方案是同相傳輸 (CPT)方案。在同相傳輸中，相對信道相位信息一律被量化，并被 回送給發(fā)射器.在發(fā)射方，對傳輸符號應用一個旋轉(zhuǎn)向量。旋轉(zhuǎn)向量被這樣構(gòu)成，以致來自不同發(fā)射天線的信號在接收器天線被相干增
加，從而接收信號與噪聲之比(SNR)被最大化。同相傳輸?shù)淖畲髢?yōu) 點是易于實現(xiàn)。僅僅借助少數(shù)的反饋位，就能獲得明顯的性能提高。 另一方面，不同于空時格碼方案，初始的同相傳輸方案并不提供源自 空時傳輸?shù)娜魏尉幋a增益。
現(xiàn)有技術(shù)中，信道狀態(tài)信息一直未被用于為多入多出(MIMO) 通信系統(tǒng)設(shè)計級聯(lián)碼。此外，現(xiàn)有技術(shù)中的設(shè)計標準是基于信道平均 值/協(xié)方差信息形成的。但是，需要的是一種克服現(xiàn)有技術(shù)的前述限制 的用于MIMO無線通信的編碼方案。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的例證實施例產(chǎn)生用于級聯(lián)碼的最佳內(nèi)碼和外碼。同時， 基于在發(fā)射器的信道相位信息，提出一種新的設(shè)計標準。從而，例證 實施例的目的在于無線通信系統(tǒng)中的一種代碼設(shè)計方法，和使用該代 碼設(shè)計的設(shè)備。通過級聯(lián)不同的內(nèi)碼與不同的外碼，構(gòu)成這些新的代 碼。根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信道狀態(tài)信息獲得良好的內(nèi)碼和外碼。
我們還提出 一種根據(jù)在發(fā)射器的信道相位信息，設(shè)計新代碼的設(shè) 計標準。該標準可被用于設(shè)計高性能的格碼和塊碼。
借助上面的設(shè)計標準和設(shè)計方法，我們給出一些適合于多入多出 (MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼。這些代碼，包括格碼和塊碼具有優(yōu) 良的差錯性能，并且實現(xiàn)簡單。根據(jù)該方法和標準，通過級聯(lián)不同的 內(nèi)碼和不同的外碼，構(gòu)成幾種高性能代碼。根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息和基于信道相位反饋的新設(shè)計標準，獲得良好的內(nèi)碼和外 碼?；驹硎鞘褂迷诎l(fā)射器的信道狀態(tài)信息來幫助代碼設(shè)計。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的代碼或者具有優(yōu)良的差錯性能，或者 實現(xiàn)更簡單，或者兩者兼而有之。本發(fā)明意圖供MIMO無線通信系 統(tǒng)使用，并且可用于無線通信系統(tǒng)設(shè)計，比如下一代的蜂窩網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。
所公開的是一種復雜性低的新的空時格碼，所述新的空時格碼結(jié) 合空時編碼的編碼增益和信道相位反饋的最大比值組合增益的優(yōu)點。為了實現(xiàn)該目的，得出一種新的性能標準，該性能標準考慮了信道相 位反饋。這種新的性能標準隨后被用于對幾類信號設(shè)計進行集合劃 分。根據(jù)集合劃分的結(jié)果，我們構(gòu)成一系列的內(nèi)碼。每個內(nèi)碼是最有 利于一種情況的信道相位反饋的三個內(nèi)碼之一。最后，新設(shè)計的內(nèi)碼
與標準的M-TCM外碼級聯(lián)，從而獲得完整的空時格碼。由于提出的 代碼結(jié)合了空時格碼的優(yōu)點和同時傳輸方案的優(yōu)點，因此我們將我們 的新代碼命名為同相空時格碼(CPSTTC)。
在下面的詳細說明中，我們公開一種基于信道相位反饋的新的性 能標準。我們公開不同信號設(shè)計的集合劃分。根據(jù)集合劃分結(jié)果，我 們證明了對于具有兩個發(fā)射天線的系統(tǒng)，如何系統(tǒng)地設(shè)計同相空時格 碼。我們還提供一種評估不同的同時空時格碼的編碼增益的系統(tǒng)方 法。隨后我們將我們的設(shè)計同相空時格碼的方法擴展到具有兩個以上 發(fā)射天線的系統(tǒng)。最后，我們給出了模擬結(jié)果。
雖然為了語法上和功能說明 一致，描述了和將描述所述設(shè)備和方 法，不過除非按照35 USC 112明確地表達，否則權(quán)利要求書不應被 理解為以任何方式受到"裝置"或"步驟"限定結(jié)構(gòu)的限制，相反應被理 解為被給予按照等同物的司法原則，由權(quán)利要求書提供的限定的含義 和等同物的全部范圍，并且在按照35 USC 112明確表達權(quán)利要求書 的情況下，應被理解為被給予按照35 USC 112的全部法定等同物。 參考附圖，能夠更好地想象本發(fā)明，其中相同的單元由相同的附圖標 記表示。


圖l是圖解說明的實施例的代碼生成方法的結(jié)構(gòu)方框圖/流程圖。
圖2是表示對于雙相移鍵控(BPSK)星座以及L=l位的反饋的 情況，A(c" c2, ^)和B(d， c2，爐)的集合劃分的表格。
圖3是表示四態(tài)的利用BPSK的lbit/s/Hz空時格碼或利用正交 相移鍵控(QPSK)的2bit/s/Hz空時格碼的表格。
圖4是表示對于正交相移鍵控(QPSK) ， A (d， c2, 和B(Cl， C2， 的集合劃分的表格。
圖5是表示雙態(tài)的利用BPSK的lbit/s/Hz同相空時格碼或利用 QPSK的2bit/s/Hz空時格碼，以及對于L=2位的反饋的正交相移鍵 控(QPSK)的表格。
圖6是表示對于八進制相移鍵控(8PSK)星座和L-l位的反饋 的情況的集合劃分，以及對于L=l位和2位的反饋，八態(tài)的利用8PSK 星座的3bit/s/Hz同相空時格碼的表格。
圖7是表示利用BPSK星座的四個發(fā)射天線的集合劃分的表格。
圖8a和8b是表示利用BPSK星座的四個發(fā)射天線的lbit/s/Hz 同相空時格碼的表格。圖8a是列舉兩態(tài)代碼的表格，圖8b是列舉四 態(tài)代碼的表格。
圖9是對于兩個發(fā)射天線，各種同相空時格碼的用幀差錯概率與 SNR的關(guān)系曲線表示的性能等級的圖。
圖10是對于四個發(fā)射天線，利用BPSK的lbit/s/Hz同相空時格 碼的性能等級的圖。
參考作為在權(quán)利要求書中限定的發(fā)明的例證示例給出的優(yōu)選實 施例的下述詳細說明，能夠更好地理解本發(fā)明及其各個實施例。顯然 由權(quán)利要求書限定的發(fā)明的范圍比下面說明的例證實施例的范圍寬，
具體實施例方式
在下面的說明中粗體大寫字母(小寫字母)表示矩陣(向量)； ()*， ()t， ( ) h分別表示共軛，轉(zhuǎn)置和厄密共軛；[X]y表示 位于X的第i行和第j列的元素；P ( ) ， E ()和cov ()分別代表 任意變量的概率密度函數(shù)(pdf)，平均值和協(xié)方差；D (x)代表x 位于其主對角線上的對角矩陣；8ij表示離散Dirac函數(shù)，即6ii-l， 并且3ij-0，的。
最近對于MIMO無線通信系統(tǒng)提出了空時編碼。提出的多數(shù)空 時編碼方案使用或者沒有信道狀態(tài)信息，或者在發(fā)射器30可得到信 道平均值/協(xié)方差信息的假設(shè)。在本公開中，我們提出一種用于閉環(huán)傳輸系統(tǒng)的空時編碼方案，其中在發(fā)射器30可以得到量化的信道相位 信息。
為準靜態(tài)衰落信道導出性能標準。該設(shè)計標準隨后被用于構(gòu)成一 類新的空時格碼。提出的代碼構(gòu)成基于標準M-TCM外碼與內(nèi)碼的級 聯(lián)。通過利用信道相位反饋，從一系列的內(nèi)碼中選擇所述內(nèi)碼。根據(jù) 幾類空時信號設(shè)計的系統(tǒng)集合劃分構(gòu)成所述一 系列的內(nèi)碼。
模擬結(jié)果表示比起現(xiàn)有技術(shù)中的其它空時格碼來的顯著性能改 善。另外，提出的編碼方案采用低的峰值功率與平均功率比值，解碼 簡單，易于實現(xiàn)，而不需要復雜的本征分析。
性能標準
考慮在基站中具有M個發(fā)射天線，在移動站中具有單個接收天 線的系統(tǒng)。在圖解說明的實施例的分析中，我們采用準靜態(tài)瑞利衰落 模型，但是信道衰落的本質(zhì)不是本發(fā)明的限制。對于持續(xù)T個符號周 期的空時代碼字，接收信號y由下式給出
y s (y，，…，yv》e h e + n, (j)
其中信道向量h- (Jn…，hM)的分量是對于所有.i， j，公共協(xié) 方差cov (hi， hj) =o2Sij的零均值復高斯過程的樣本，噪聲向量n= (ih…，nT)包含從對于所有i， j， cov (ni， n』)=(T28ij的零均值復 白高斯過程中取出的項。發(fā)射的空時代碼字為C=(cmt， m=l，...， M， t=l，…，T)，并且c加是在時間t，在第m個發(fā)射天線發(fā)射的 符號。
圖解說明的實施例的目的是使用在發(fā)射器30的信道相位信息來 設(shè)計一種適當?shù)拇a，從而實現(xiàn)更好的差錯性能。我們首先定義一種 簡單的量化反饋方案。反饋信息呈"^^^，…，M)的向量形式。每一 項&均勻地量化hm-Ih， m=2，... ， M的相位。^的值是滿足02im _1 的四位整數(shù)，并且由Lm個二進制位表示。總的來說，存在 L=L2+L3+...+Lm個反饋位。利用極坐標，信道系數(shù)可被表示成
A = rD(exp("))，..., ，...，e蚱])。
現(xiàn)在我們將兩個不同的發(fā)射天線之間的相差定義為的'^併-《，將相差向量定義為^
。由于當i爿時，信道路徑增益hi和hj
相互獨立，因此直接推導產(chǎn)生
=，OP(叫)- P的)ft "6U向， (4)
其中
^ S
步驟2
設(shè)定nN)并且CGM0=0 步驟3
設(shè)定11=11+1，計算
(i茍
步驟4 A.如果
<formula>formula see original document page 16</formula>
，則停止。否則返回步驟3。參數(shù)y表示
收斂閾值。試探性地，我們設(shè)定一個恒定的閾值y-O.Ol。
B. 通過基本微積分推導，能夠容易地證明該算法的收斂性。上面 的數(shù)值計算費時，可能存在比上述算法簡單的許多其它算法。從而， 本發(fā)明明確地包括通過其它例程確定編碼增益度量的其它算法。但 是，在代碼構(gòu)成階段中，只需要進行一次編碼增益度量評估。不會增 大系統(tǒng)實現(xiàn)的復雜性。于是，我們確定上述算法是足夠的，不過編碼 增益度量計算的進一步簡化預期在本發(fā)明的范圍內(nèi)。從而，舉例說明 的算法顯然并不被視為本發(fā)明的限制。
C. 值得提及的是，由于(12)中的項oW的緣故，接收信噪比 (SNR)在格碼設(shè)計中起著重要的作用。為了得到最佳的代碼，SNR也應被回送給發(fā)射器30。接收器32和發(fā)射器30都應保持一個大型表 格，所述表格保存將在不同的SNR下使用的不同代碼。所有這些要 求增大了實現(xiàn)復雜性。為了避免增大實現(xiàn)復雜性，我們?yōu)橐粋€恒定的 oW設(shè)計了一系列的代碼，并將其用于所有其它值。通過一系列的 實驗，我們發(fā)現(xiàn)crV一-10是一個適當?shù)某?shù)。下面，我們使用數(shù)值 結(jié)果來證明這種簡化對獲得良好的代碼幾乎沒有影響。事實上，同相
空時格碼(CPSTTC)(它是用于本發(fā)明產(chǎn)生的代碼的術(shù)語)在所有 SNR下都享有良好的性能。
對于具有兩個發(fā)射天線的系統(tǒng)的代碼構(gòu)成
集合劃分和代碼構(gòu)成
圖1中描繪了同相空時格碼(一般用附圖標記IO表示)的系統(tǒng) 方框圖。圖1中的各個單元都可被等同地視為用于執(zhí)行所示功能的流 程圖中的編碼單元或者編碼操作，計算機系統(tǒng)中的軟件模塊，或者硬 件/固件電路。輸入位16被提供給M-TCM編碼器18和多個內(nèi)碼12。 該組內(nèi)碼12共享來自M-TCM編碼器18的相同的外部格碼。每個內(nèi) 碼12適合于如圖9和10的示例中圖解說明的信道實現(xiàn)的一種特殊情 況。在選擇框20，利用由反饋箭頭14表示的量化相位反饋纟，選擇適 當?shù)膬?nèi)碼12。選擇結(jié)果隨后通過天線22被傳送給接收天線24。與接 收天線24耦接的信道估計器26產(chǎn)生由箭頭14表示的量化信道相位 反饋「并將其輸出提供給最大似然(ML)解碼器28。
我們的代碼構(gòu)成中的主要目的是保持初始的超級正交空時格碼 IO的簡單結(jié)構(gòu)。我們找到兩類能夠?qū)崿F(xiàn)逐個符號解碼的信號設(shè)計。第 一類是改進的正交設(shè)計。對于M=2的情況，代碼字由下面的正交設(shè) 計給出
<formula>formula see original document page 17</formula>
其中 c產(chǎn)exp (j2si7r/N ) ， i=l ， 2是來自n-多相移鍵控(N-PSK) 星座的符號，Si是集合[O， 1，…，N-l]的元素，i=l， 2是輸入數(shù)字 位。旋轉(zhuǎn)角,的用途是為內(nèi)碼設(shè)計放大可用集合。其中同時從不同的天線發(fā)射符號的第二類信號設(shè)計是
和現(xiàn)有的使用 一致，我們將這類代碼字矩陣命名為'同相，設(shè)計。 不同于正交設(shè)計，同相設(shè)計不提供全空間分集。但是，新定義的編碼 增益度量標準不同于以前使用的初始行列式和秩標準。全空間分集不 再是良好性能的一個必要條件。借助在發(fā)射器30的部分信道狀態(tài)信 息，來自B (Cl， c2, 的代碼字通常提供更好的編碼增益度量。
至此，(16)和(17)中的旋轉(zhuǎn)角^的選擇未被解決。 一般來說， 我們目的在于避免擴展初始信號星座，以保持簡單的實現(xiàn)。從而，對 于BPSK, ^=±71，對于QPSK， ^=k7i/2， 0^k￡3，等等。但是，當信 道反饋^的基數(shù)超過對應的N-PSK星座的基數(shù)時，我們不得不利用范 圍更寬的旋轉(zhuǎn)角來實現(xiàn)更好的性能。這種情況下，伊-2 rk/max (2L， N) ， 0Sk5max (2L-1， N-l)。
下面，我們利用(13)中的距離度量，對出自A(Cl， c2，" 和B(d， c2， P)的元素進行集合劃分。當將來自A(d， c2， P)和 B(Cl， c2， 的不同元素分成不同的子集時，我們要求每個子集僅 僅由來自單一類別的信號設(shè)計的具有相同旋轉(zhuǎn)角^的元素組成。禁止 相同子集中來自不同設(shè)計的元素的混合的動機是為了能夠?qū)Ω翊a的 并行分支進行逐個符號的解碼，從而降低總的解碼復雜性。為了便于 說明，來自相同信號設(shè)計的具有相同旋轉(zhuǎn)角^的任意兩個代碼字之間 的成對距離將被稱為編碼內(nèi)增益度量。如果兩個元素來自不同的信號 設(shè)計，或者它們具有不同的旋轉(zhuǎn)角 那么它們之間的距離將被稱為 編碼間增益度量。例如，如果CK來自于B(d， Cl， 71) ， d來自于 B(Cl， Cl， 0)，那么CK和d之間的距離被認為是編碼間增益度量。 在集合劃分過程中，將只使用編碼內(nèi)增益度量。另一方面，當分析總 的編碼增益時，編碼間增益度量將最有用.
一個重要的設(shè)計參數(shù)是(13 )中的^的值。最佳策略是確定對于 某些子集內(nèi)的元素，能夠得到最小的編碼內(nèi)增益度量的^值。下面，我們提供幾條引理作為^的最佳選擇的標準。 引理l
A.在不喪失一般性的情況下，對于L位的反饋，^的值可被限制
在包含于集合[-7t/2L， 7t/2L]內(nèi)的區(qū)域^。
引理2
A.對于來自正交設(shè)計A (Cl， c2， P)的元素，^的值并不影響編 碼內(nèi)增益度量值。 引理3
對于N-PSK星座，如果^=0，那么B(d, c2， 7)內(nèi)的元素 達到最小的最壞情況編碼內(nèi)增益度量，&=0""2i-1。如果y--min
(tt/2l， tt/N),那么B(d， c2， 7 )和B(cn c2， F+min (71/2^ ， 2tt/N))中的元素達到最小的最壞情況編碼內(nèi)增益度量，&=0"."2i-i。 現(xiàn)在我們即將對A (d， c2， 和B (Cl， c2， 的元素進行 集合劃分。在不同的級別進行集合劃分。在每個級別，代碼字矩陣被 分為不同的子集。相同級別上的子集具有相同數(shù)目的元素。容易明白， 對于這兩種信號設(shè)計，對任意一對符號(q， c2)增大歐幾里德距離 都將導致較小的編碼增益度量。從而， 一種單憑經(jīng)驗的方法是如果兩 個不同符號對(q， c2)和。"&)之間的歐幾里德距離較大，那么A
(d， c2,伊)和A(^，&，伊)將屬于相同的子集。按照該標準，在 圖2中給出了關(guān)于BPSK星座和L-l情況的集合劃分結(jié)果。根據(jù)引理 2和引理3，對于該集合劃分，參數(shù)^被設(shè)置成^=0。在該劃分的不同 級別，最壞情況編碼內(nèi)增益度量值也被包括在圖2中。注意當&的值 變化時，集合劃分結(jié)果相應地變化。
基于上面的集合劃分結(jié)果，我們系統(tǒng)地設(shè)計了 一系列的同相空時 格碼。直截了當?shù)?，只有具有相對較小intra-CGM的子集被用于構(gòu)成 內(nèi)碼。另外，從任意狀態(tài)分出的或者合并成任意狀態(tài)的并行轉(zhuǎn)移來自 于具有相同旋轉(zhuǎn)角的相同信號設(shè)計。在解碼器28，逐個符號算法可被 用于計算路徑度量。
19在本公開中，我們集中于碼率(rate)為l的同相空時格碼的設(shè) 計。第一個示例是其中使用BPSK星座，并且存在L-1位反饋的簡單 同相空時格碼。圖3描述對應的四態(tài)同相空時格碼。該代碼也可用作 L=l情況的利用QPSK的2bit/s/Hz同相空時格碼，^的最佳值為^=0。 在該同相空時格碼中，與不同的內(nèi)碼無關(guān)，使用一個標準的四態(tài)格柵 外碼。在lbit/s/Hz下，存在出自于任意狀態(tài)和合并到任意狀態(tài)的四個 分支，包括并行分支。此外，任何相鄰狀態(tài)下的分支應具有來自兩個 不同的信號設(shè)計，或者來自具有不同旋轉(zhuǎn)角的相同信號設(shè)計的元素。 于是，對于內(nèi)碼來說，需要8個不同的元素。利用&=0和1^1作為示 例，選擇具有最小的編碼間增益度量的8個元素，即A(d， c2, 和B(d， c2， 0)。這8個矩陣建立用于^=0情況的對應內(nèi)碼。類似 地，利用8個不同的元素A (d， c2， 0)和B (d， c2， tt )，能夠 設(shè)計用于&=1和L=l的另一內(nèi)碼。利用這兩個內(nèi)碼，我們獲得關(guān)于 L=l情況的圖3中的同相空時格碼。
類似的策略同樣適用于數(shù)目更多的反饋位。以L=2位反饋的情 況作為示例，關(guān)于QPSK星座的集合劃分結(jié)果示于圖4中。注意根據(jù) 引理3,=-71/4是圖4中的元素獲得最小的編碼內(nèi)增益度量的最佳值。
—(1 -62):
信號設(shè)計B(d， c2,，—)和B(d， c2， 2 )被用于構(gòu)成如圖 3中所示的用于QPSK的四態(tài)同相空時格碼10的內(nèi)碼。另外，圖3 中的代碼還可被用作L=2情況的利用BPSK星座的lbit/s/Hz同相空 時格碼10，其中^=- /4仍然是最佳的。從這些示例可看出，同相空 時格碼設(shè)計與反饋位的數(shù)目密切相關(guān)。
圖5演示了以利用BPSK的lbit/s/Hz和利用QPSK的2bit/s/Hz 運行的雙態(tài)格碼。這些代碼需要2位的反饋。基于引理3，對于這些 兩態(tài)代碼來說，^的最佳值為^=-71/4。圖6演示了在利用8PSK星座 的3bit/s/Hz下的八態(tài)同相空時格碼。假定L-l,關(guān)于8PSK星座的集 合劃分結(jié)果也包括在圖6中。在這些8PSK同相空時格碼10中，對 于L-1， 2來說，^的最佳值為^=-71/8。
關(guān)鍵的觀察結(jié)果在于我們的代碼構(gòu)成使用兩類矩陣設(shè)計的混合，而現(xiàn)有技術(shù)中的代碼只使用一類矩陣設(shè)計。在更大的一組元素可用的 情況下，我們的代碼只使用更適合于每個信道情況的元素，從而提供 更高的編碼增益。
B.編碼增益分才斤
下面，我們提供關(guān)于上面的同相空時格碼10的編碼增益的簡要 分析。我們的多數(shù)推導集中在具體的示例上。但是，該方法足夠普遍 和簡單，足以被應用于其它同相空時格碼10。我們分別研究路徑長度 為2和3的差錯事件。
1)路徑長度為2的差錯事件
我們從圖5中的最簡單的雙態(tài)格碼著手。根據(jù)集合劃分結(jié)果，已 知每種狀態(tài)下的并行轉(zhuǎn)變的編碼內(nèi)增益度量。對于非并行轉(zhuǎn)變，兩個 截然不同的代碼字可在至少兩個格柵轉(zhuǎn)變中不同。我們研究一種具體 情況，其中第一個代碼字停留在零狀態(tài)，而第二個代碼字在第一個轉(zhuǎn) 變中從零狀態(tài)分出，并在第二個轉(zhuǎn)變中重新并入零狀態(tài)。對應的代碼 字差分矩陣由下式給出
其中Dl和D2分別表示第一個和第二個轉(zhuǎn)變的差分矩陣。根據(jù) 圖5中的格柵圖，假定&^和BPSK星座，我們得到
<formula>formula see original document page 21</formula>(19)
、Aci Aea乂 、es—恃句一詢，乂 '
其中Ac,，c,^,.，并且Ci， ^， i=l，…4分別是來自兩個截然不同
的代碼字Ck， d的符號。Ci和^的不同值的組合導致不同的dk,矩陣。 在利用(13 )強制計算所有不同的DK1矩陣的成對編碼增益度量之后， 我們得到如下所示的一對代碼字，該對代碼字產(chǎn)生最大的編碼間增益 度量<formula>formula see original document page 21</formula>
對應的編碼增益度量值為3.43xl(T4。根據(jù)相同的程序，源于狀態(tài)1的代碼字的最壞情況成對編碼間增益度量也為3.43x10 —4。與并 行路徑的最壞情況編碼內(nèi)增益度量2.36xl0"相比，顯然具有兩個轉(zhuǎn) 變的差錯路徑是占優(yōu)勢的差錯事件。對于《一o的情況的編碼間增益度 量，獲得類似的結(jié)果。
按照相同的方式，我們還計算了圖5中的利用QPSK星座的代 碼的最壞情況編碼增益度量值。關(guān)于并行轉(zhuǎn)變的最壞情況編碼內(nèi)增益 度量為9.12x10 —4，而關(guān)于路徑長度為2的差錯事件的最大成對編碼 間增益度量為1.2xl(T3。于是，具有兩個轉(zhuǎn)變的差錯事件仍然支配利 用QPSK星座的代碼的差錯性能。
2)路徑長度為3的差錯事件
我們首先關(guān)于L-1，^ -O和BPSK星座分析圖3中的四態(tài)代碼。 并行轉(zhuǎn)變的編碼內(nèi)增益度量對正交設(shè)計來說為9.3xl(T4，對(17)中 的同相設(shè)計來說為4.7x10 —4。對于非并行轉(zhuǎn)變，根據(jù)圖3中的格柵結(jié) 構(gòu)，兩個代碼字可在至少三個格柵轉(zhuǎn)變中不同。我們討論其中第一個 代碼字停留在零狀態(tài)路徑，第二個代碼字沿0—1—2—0路徑而行的 具體情況。對應的代碼字差分矩陣由下式給出
<formula>formula see original document page 22</formula>Ci， ￡'， i=l，…6分別是來自兩個截然不同的代碼字CK, C,的符 號。在窮舉搜索之后，我們獲得如下所示的一對代碼字，該對代碼字 產(chǎn)生最大的編碼間增益度量。
=^1 1 1 1 1 lj，
對應的編碼增益度量值為3.5x10 —4?？偟膩碚f，這種情況的最壞 情況編碼增益度量為9.3xl0"，并且由利用正交設(shè)計的并行轉(zhuǎn)變獲得。 注意現(xiàn)有技術(shù)中的四態(tài)超級正交空時格碼會得到相同的最壞情況編 碼增益度量。但是，同相空時格碼10仍然享有更好的性能，因為與 現(xiàn)有技術(shù)中的超級正交空時格碼相比，只有一半的并行轉(zhuǎn)變經(jīng)歷相同的最壞情況編碼增益度量。另一半的并行轉(zhuǎn)變使用來自同相設(shè)計的矩 陣，所述另一半的并行轉(zhuǎn)變受益于小得多的編碼內(nèi)增益度量。于是，
當反饋位可用時，同相空時格碼10的距離鐠好于超級正交空時格碼
的距離鐠。
對L-2位的反饋重復上述程序。觀察到關(guān)于并行轉(zhuǎn)變的最壞情 況編碼內(nèi)增益度量為2.4x10 —4。路徑長度為3的差錯事件的最壞情況 編碼間增益度量為1.7xl0 — 4。從而，對于L-2的情況來說，并行轉(zhuǎn) 變的差錯事件仍然支配差錯性能。按照相同的方式，我們還評估了利 用QPSK星座的圖3中的代碼的最壞情況編碼增益度量。對于L-l 來說，最大的成對編碼增益度量為3.5xl0 — 3，并且由利用正交設(shè)計的 并行轉(zhuǎn)變得到。對于L-2的情況，最大的成對編碼增益度量為9.1x10 一4，并且由利用同相設(shè)計的并行轉(zhuǎn)變獲得。存在幾種找出最佳的空時 格碼的計算機搜索算法。理想地，同樣的算法適用于設(shè)計更好的同相 空時格碼IO。但是，隨著星座的擴展和狀態(tài)數(shù)目的增大，計算復雜性 按指數(shù)規(guī)律增大。這種情況下，(13)中的初始編碼增益距離應被進 一步簡化，以加速計算機搜索。于是，在本發(fā)明的范圍內(nèi)預期關(guān)于不 同的格柵和碼率找出最佳的同相空時格碼10的不同搜索可被等同替 換。
關(guān)于兩個以上發(fā)射天線的代碼設(shè)計
現(xiàn)在考慮將上面的用于設(shè)計同相空時格碼10的通用方法擴展到 兩個以上發(fā)射天線22。這里主要區(qū)別在于在接收器32將存在更多的 可用相位信息。當反饋信道14受到嚴格的頻帶限制時，接收器32只 能回送最關(guān)鍵的位。最佳設(shè)計策略理應是按照最有效的方式利用反饋 信道14的設(shè)計策略。從而，目標是聯(lián)合設(shè)計反饋方案以及對應的格 柵編碼方案，從而以最少量的反饋獲得最大的編碼增益。下面我們利 用BPSK星座演示用于具有四個發(fā)射天線的系統(tǒng)的同相空時格碼10 的構(gòu)成。
信道相位反饋和新信號設(shè)計
當在發(fā)射器30不可獲得任何信道狀態(tài)信息時，傳統(tǒng)的空時塊碼a(pi， 《s 紹》句》 A <*a，")
(22)
提供最大的可能分集增益，從而它們是內(nèi)碼的最佳候選者。對于四個 發(fā)射天線，關(guān)于BPSK星座的旋轉(zhuǎn)4x4正交設(shè)計由下式給出
"e**1 ~efte^ -c^e^ "C^、 ca^*2 cte**9ciW扭 一cse^3
\ q a —c^ ci y
其中引入?yún)?shù) 、^和^來擴展初始的正交設(shè)計，而不改變正 交性。當存在足量的信道相位反饋時，同相設(shè)計達到更好的編碼內(nèi)增 益度量，從而變成更好的內(nèi)碼候選者。對于四個發(fā)射天線，同相設(shè)計
由下式給出
(ei eg eg "、 島神C
仏 仏 仏 ，a I (23)
Pic^ cae^a | ,
d一 e&e 8
對于本實施例中的四天線同相空時格碼10，同相設(shè)計中的旋轉(zhuǎn)
角^，…，—i滿足簡單關(guān)系2』，并且參數(shù)、被設(shè)置成^ = 0，
i-2，…，M。遵循引理3中的相同推導，可證明對于B(d， c2， c3， c4， 7「， I， 7「)的元素，這些旋轉(zhuǎn)角保證最小的編碼內(nèi)增
益度量。當只存在幾個可用的反饋位時，這兩個信號設(shè)計中的任何一 種都不能提供最佳的編碼增益度量。下面，我們介紹用于不同反饋情 況的幾種新的信號設(shè)計。在這些新的信號設(shè)計中，我們使用固定的常
數(shù)^ = 0。設(shè)置^ = 0可能是個次優(yōu)的解決方案。但是，如同我們在下 面證明的那樣，所有這些新的信號設(shè)計都提供相當大的性能提高。最 佳^的搜索被認為在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。注意，在不喪失一般性的情 況下，我們假定反饋位的數(shù)目滿足簡單關(guān)系L^max (L3， L4)。 1) 一位反饋情況
這種情況下，L2=l,并且L3-L^0。我們?yōu)檫@種反饋情況構(gòu)成一 種新的信號設(shè)計<formula>formula see original document page 25</formula>
分兩步構(gòu)成(24)中的矩陣。首先，我們從初始的4x4正交設(shè)計
中除去最后一行。隨后，我們將第一行擴大成兩行，第二行上的信號
僅僅是旋轉(zhuǎn)后的第一行上的信號。通過設(shè)置^=-4，前兩個天線上的
信號基本上形成一個同相設(shè)計，天線1和2被組合成一個'虛擬，天線。
最后，來自該'虛擬，天線的信號和來自天線3和4的信號形成一個3
維正交設(shè)計。(24)中的新設(shè)計是同相設(shè)計和正交設(shè)計的混合。目的
是將(22)的分集階數(shù)減1，并在'良好的，發(fā)射方向上分配更多的發(fā)
射能量。在接收器32， 4乘1向量信道被簡化為具有信道系數(shù)
W+V"'A，^的3乘1向量信道。從而，用于正交設(shè)計的逐個符號算
法可被用于計算并行分支上的路徑度量。我們將相位旋轉(zhuǎn)角P2和、
分別應用在'虛擬，天線和第三個天線上，即，
<formula>formula see original document page 25</formula>
其中對于N畫PSK星座來說，^產(chǎn)2n;r/N， i=2, 3， n=0，…，N誦l。 注意、和^的唯一用途是在不改變正交性的情況下擴展(24)中的信
號設(shè)計。
2)兩位反饋情況
存在幾種分配兩個反饋位的不同方式。一種簡單的方法是使用這 兩位來量化e21，即L2=2，并且L3=L4=0.15。通過設(shè)置伊'=-咸/2, ( 25 ) 中的信號設(shè)計直接適用于這種情況。另一種方法設(shè)置L2=L3=1并且 L4=0。對于這種情況，我們定義下面的信號設(shè)計
<formula>formula see original document page 25</formula>其中對于N國PSK星座，^=-7TA^'， i=l， 2，并且^-2n丌/N， (^n^N-l。這里我們使用了復共軛算子，因為這種信號設(shè)計也可被用 于復星座。對于BPSK星座來說，這些復算子可被忽略。顯然，天線 1、 2和3上的信號形成一種同相設(shè)計，并且前三個天線被組合成一個 '虛擬，天線。來自該'虛擬，天線的信號與來自天線4的信號結(jié)合，從而 創(chuàng)建關(guān)于(Cl， c2)的一個正交設(shè)計，和關(guān)于(c3， c4)的另一個正交 設(shè)計。相位旋轉(zhuǎn)^被應用在'虛擬，天線上。其用途是擴大該信號設(shè)計 的基數(shù)。在該新設(shè)計中，分集階數(shù)被進一步減1， 一半以上的發(fā)射能 量被分配在'虛擬，天線上。
最終反饋方案是使用一位&來量化e21，并且使用一個新的位^ 來量化643。在參數(shù)043，而不是041或031被量化的意義上，這種反饋 方案稍微不同于先前的反饋方案。直接結(jié)果是(12)中的編碼增益度
量的計算的微小變化。首先，相差向量被重寫成^= [o， e21， e31，
031+e43]。其次，(9)中的積分范圍被變成
其中L43表示用于量化e"的位的數(shù)目。對于這種反饋方案，我
們定義一種新的信號設(shè)計
-<^5 " C9fiM3 Cj一人
^cWie^s逸eWtg^a ^e^e^ cjje^e^8 Pa ""^ i 叫
、P3一 "tije^ -《—乂
其中對于N-PSK星座， =-716 ，^2=-7^43，并且^3-2n7i/N， n=0，…，N-l。顯然，前兩個天線被合并成'虛擬，天線1，其它兩個 天線被合并成'虛擬，天線2。來自這兩個'虛擬，天線的信號被組合，從 而產(chǎn)生兩個正交設(shè)計。旋轉(zhuǎn)角爐3具有和(26)中的旋轉(zhuǎn)角^相同的功 能。
3)三位或者更多位反饋情況
A.類似于兩位反饋情況，存在許多不同的反饋策略。當L2>0時，
e(ex ， a, a, a, A,化，0a)信號設(shè)計C(d， c2， c3， c4， -2^tt/2L2， p2，伊3)適用。對于L2X)， L3〉0的情況來說，C(c" c2， c3， c4， -2"/2L2， ， )和D(c" c2， c3， c4， -2627r/2L2， -2637t/2L3，、)都適用。當L2>0， L3=0, L43>0 時，C (c" c2， c3， c4， -2"/2L2， ，p3)和(27)中的E (Cl， c2， c3， c4， -2&tt/2L2， -2643 r/2L43， p3)都適用。當L2>0， L3>0， L4>0 時，信號設(shè)計B(c" c2， c3， c4， -2"/2L2， -2"/2L3， -2"/2L4)， C(c" c2， c3， c4， -2^tt/2L2， ，^)和D(c" c2， c3， c4， -2&tt/2L2， -263tt/2L3， ^)都適用。最后，信號設(shè)計A(d， c2， c3， c4， V 、， p3)始終是內(nèi)碼設(shè)計的一個候選者，因為它并不依賴于任何信道相位 反饋。
B. 利用上述示例，我們定義了一系列的信號設(shè)計。所有這些信號 設(shè)計都實現(xiàn)同相設(shè)計和正交設(shè)計的自然組合?；驹硎抢猛嘣O(shè) 計將兩個或更多的天線組合成一個4虛擬，天線，隨后組合來自'虛擬， 天線的信號和來自剩余天線的信號，從而形成正交設(shè)計。這種新策略 能夠容易地擴展到四個以上發(fā)射天線的正交設(shè)計或準正交設(shè)計。最 后，由于在這些代碼字矩陣中不需要任何功率負載，因此所有這些信 號設(shè)計具有低的峰值功率-平均功率之比。
C. 集合劃分和代碼構(gòu)成
D. 我們提出了 一系列的反饋位分配方案和對應的信號設(shè)計。顯 然， 一些信號設(shè)計提供比其它信號設(shè)計更好的編碼增益。為了挑選正 確的組合，我們采用和我們用于為兩個發(fā)射天線構(gòu)成代碼的原理相同 的原理。我們對所有候選信號設(shè)計進行集合劃分。根據(jù)結(jié)果，只有提 供較小的編碼內(nèi)增益度量的那些信號設(shè)計被用在內(nèi)碼中。
E. 對于LS6的情況，在圖7中提供了關(guān)于BPSK星座的集合劃 分結(jié)果。僅僅出于舉例說明的目的，給出了提供最小編碼內(nèi)增益度量 的三種信號設(shè)計。上述信號設(shè)計的一個重要副作用是它們也可用在非 格柵編碼系統(tǒng)中。在劃分樹的根層級利用編碼內(nèi)增益度量值，接收器 32能夠挑選最佳的信號設(shè)計，以及對應的反饋方案。在沒有外部 M-TCM編碼器18的情況下，這些信號設(shè)計可被容易地用作空時塊碼。這些新塊碼的主要作用在于編碼方案與現(xiàn)有技術(shù)中的預編碼方案 沒有解決的信道相位反饋方案一起被定義。此外，優(yōu)選的逐個符號解 碼算法適用于所有這些新塊碼。
F. 基于集合劃分結(jié)果的格碼構(gòu)成是簡單的。對于任何給定格柵， 我們利用Ungerboeck規(guī)則分配在不同的狀態(tài)下具有最小的編碼內(nèi)增 益度量的信號設(shè)計，所述Ungerboeck規(guī)則是
Ul相同的最大分區(qū)的元素被分配給并行轉(zhuǎn)變。 U2次大分區(qū)的元素被分配給"相鄰"轉(zhuǎn)變，即，源自相同節(jié)點或 者并入相同節(jié)點的轉(zhuǎn)變。
U3所有信號被同樣頻繁地使用。
G. 同時，反饋方案的位分配也被確定。作為一個示例，圖8描述 對于L￡6的情況，傳送利用BPSK的lbit/s/Hz的雙態(tài)和四態(tài)同相空 時格碼10。反饋信道上的位分配也包括在圖8中。
數(shù)值模擬
通過數(shù)值模擬研究同相空時格碼10的性能。我們將我們的結(jié)果 與其它相關(guān)方案進行了比較。第一種方案是現(xiàn)有技術(shù)中的超級正交空 時格碼，第二種方案是現(xiàn)有技術(shù)中的同相傳輸方案。在這些模擬中， SNR被定義成超級正交空時格碼系統(tǒng)的接收SNR。為了使模擬公平， 不同方案的發(fā)射能量與超級正交空時格碼方案的發(fā)射能量相同。
在第一種模擬中，系統(tǒng)由兩個發(fā)射天線和一個接收天線組成，每 幀由130個傳輸組成。圖9表示對于傳送利用BPSK的lbit/s/Hz，利 用QPSK的2bit/s/Hz和利用8PSK的3bit/s/Hz，幀差錯概率與SNR 的關(guān)系曲線。在所有這些情況下，同相空時格碼10均勝過其它的方 案。當可得到更多的反饋位時，觀察到更高的性能提高。
在第二種模擬中，我們研究具有四個發(fā)射天線和一個接收天線的 系統(tǒng)。對于上面的4-TCM代碼，每幀由132個傳輸組成。圖10描述 對于圖8中的四態(tài)代碼，幀差錯概率與SNR的關(guān)系曲線?？汕宄?看出借助更多的反饋，同相空時格碼10享有更大的性能提高。
我們還對圖8中的兩態(tài)代碼進行數(shù)字模擬，并且觀察到類似的結(jié)果。對于圖8中的兩態(tài)代碼和四態(tài)代碼來說，與現(xiàn)有技術(shù)中的超級正 交空時格碼相比，僅僅6位反饋就能達到約3dB的增益。
現(xiàn)在可認識到我們構(gòu)成了稱為同相空時格碼的一種新代碼。提出 的編碼方案基于在發(fā)射器30，只能得到少許量化的信道相位反饋位的 實際假設(shè)。提出了有效結(jié)合最近的超級正交空時格碼與簡單的同相傳 輸方案的傳輸方案。基于量化的信道相位反饋得出新的空時碼設(shè)計標 準。新的設(shè)計標準被用于幾類矩陣設(shè)計的集合劃分。這些矩陣設(shè)計包 括正交設(shè)計以及同相設(shè)計。對于具有四個發(fā)射天線的系統(tǒng)來說，通過 利用同相設(shè)計將一組天線合并成'虛擬，天線，我們還提出了幾種新的 信號設(shè)計。最后，集合劃分結(jié)果被用于構(gòu)成新的同相空時格碼。我們 的代碼設(shè)計策略足夠普遍，足以被應用到不同數(shù)目的反饋位和具有不 同數(shù)目的發(fā)射天線的系統(tǒng)。
數(shù)值模擬已證明比起最近的開環(huán)傳輸方案以及閉環(huán)同相傳輸方 案的明顯提高。另外，提出的編碼方案具有低的峰值功率-平均功率之 比，解碼簡單，并且易于實現(xiàn)，不需要復雜的本征分析。
在本發(fā)明的范圍內(nèi)，可將該構(gòu)思擴展到超級準正交空時格碼。初 步結(jié)果表明與現(xiàn)有技術(shù)的超級準正交空時格碼相比，基于準正交設(shè)計 的全碼率同相空時格碼實現(xiàn)明顯的性能提高。
在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員 可做出許多改變和修改。于是，必須明白只是出于舉例說明的目的陳 述了例示實施例，例示實施例不應被理解成對本發(fā)明的限制，本發(fā)明 由后面的發(fā)明及其各個實施例限定。
于是，必須明白只是出于舉例說明的目的陳述了例示實施例，例 示實施例不應被理解成對本發(fā)明的限制，本發(fā)明由后面的權(quán)利要求書 限定。例如，盡管下面以某種組合的形式陳述權(quán)利要求書的各個要素， 不過必須清楚地理解本發(fā)明包括在上面公開的更少、更多或不同要素 的其它組合，即使最初沒有主張這樣的組合.在主張的組合中組合兩 個要素的教導還要被理解成還考慮到其中這兩個要素不被相互組合， 而是可被單獨使用或者按照其它組合方式組合的主張組合。本發(fā)明的任何公開要素的刪除被明確地預期在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
說明書中用于說明本發(fā)明及其各個實施例的用詞不僅應當理解 為通常具有的含義，而且包括超出通常具有的含義的范圍的在本說明 書結(jié)構(gòu)、材料或動作方面的特殊定義。從而，如果在本說明書的上下 文中， 一個要素可被理解成包括一種以上的含義，那么其在權(quán)利要求 書中的使用必須被理解成通用于由說明書及用詞本身支持的所有可 能含義。
于是，下面的權(quán)利要求書的用詞或要素的定義在本說明書中規(guī) 定，以便不僅包括字面陳述的要素的組合，而且包括按照基本相同的 方式執(zhí)行基本相同的功能，從而獲得基本相同的結(jié)果的所有等同結(jié) 構(gòu)、材料或動作。于是在這個意義上，預期對權(quán)利要求書中的任意一 個要素可做出兩個或更多要素的等同替代，或者單個要素可替代權(quán)利 要求書中的兩個或更多的要素。盡管上面將要素描述成在某些組合中 起作用，甚至最初這樣主張，不過必須明確地理解在一些情況下，所 主張的組合中的一個或多個要素可被該組合中刪除，所主張的組合可 以子組合或子組合的變化為目標。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員認為的，現(xiàn)有知道的或者以后設(shè)計的與主 張的主題的非本質(zhì)變化被明確預期包含在權(quán)利要求書的范圍之內(nèi)。于 是，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員現(xiàn)有或以后知曉的明顯替代在限定的要素 的范圍之內(nèi)。
從而，權(quán)利要求書包括上面明確舉例說明的內(nèi)容，概念上等同的 內(nèi)容，可被明顯替代的內(nèi)容，以及本質(zhì)上具體體現(xiàn)本發(fā)明的基本構(gòu)思 的內(nèi)容。
30
權(quán)利要求
1、一種無線通信方法，包括根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信道狀態(tài)信息，產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼；級聯(lián)不同的內(nèi)碼與不同的外碼；和將產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼用于無線通信。
2、 按照權(quán)利要求1所述的方法，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼包括根據(jù)在發(fā)射器的信道相位信息產(chǎn)生代碼。
3、 按照權(quán)利要求1所述的方法，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼包括產(chǎn)生高性能格碼。
4、 按照權(quán)利要求1所述的方法，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼包括產(chǎn)生高性能塊碼。
5、 按照權(quán)利要求1所述的方法，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼包括產(chǎn)生適用于多入多出(MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼。
6、 按照權(quán)利要求5所述的方法，其中產(chǎn)生適用于多入多出 (MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼包括根據(jù)信道反饋產(chǎn)生代碼。
7、 按照權(quán)利要求6所述的方法，其中根據(jù)信道反饋產(chǎn)生代碼包括根據(jù)在發(fā)射器的信道狀態(tài)信息產(chǎn)生代碼。
8、 按照權(quán)利要求5所述的方法，其中產(chǎn)生適用于多入多出 (MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼包括產(chǎn)生適用于蜂窩網(wǎng)絡(luò)的代碼。
9、 按照權(quán)利要求3所述的方法，其中產(chǎn)生高性能格碼包括 通過對多類信號設(shè)計進行集合劃分以產(chǎn)生一系列內(nèi)碼，并且級聯(lián)每個內(nèi)碼與多重格碼調(diào)制(M-TCM)外碼，以提供完整的空時格碼 作為同相空時格碼，從而產(chǎn)生空時格碼，所述一系列內(nèi)碼中的每個內(nèi) 碼由信道相位反饋優(yōu)化。
10、 一種無線通信設(shè)備，包括根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信道狀態(tài)信息，產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼的裝置； 級聯(lián)不同的內(nèi)碼與不同的外碼的裝置；和 將產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼用于無線通信的裝置。
11、 按照權(quán)利要求10所述的設(shè)備，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的 信道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼的裝置包括根據(jù)在發(fā)射器的信道相位信息產(chǎn)生代碼的裝置。
12、 按照權(quán)利要求10所述的設(shè)備，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的 信道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼的裝置包括產(chǎn)生高性能格碼的裝置。
13、 按照權(quán)利要求10所述的設(shè)備，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的 信道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼的裝置包括產(chǎn)生高性能塊碼的裝置.
14、 按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信 道狀態(tài)信息產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼的裝置包括產(chǎn)生適用于多入多出(MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼的裝置。
15、 按照權(quán)利要求14所述的設(shè)備，其中產(chǎn)生適用于多入多出 (MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼的裝置包括根據(jù)信道反饋產(chǎn)生代碼的裝置。
16、 按照權(quán)利要求15所述的設(shè)備，其中根據(jù)信道反饋產(chǎn)生代碼 的裝置包括根據(jù)在發(fā)射器的信道狀態(tài)信息產(chǎn)生代碼的裝置。
17、 按照權(quán)利要求5所述的設(shè)備，其中產(chǎn)生適用于多入多出 (MIMO)無線通信系統(tǒng)的代碼的裝置包括產(chǎn)生適用于蜂窩網(wǎng)絡(luò)的代碼的裝置。
18、 按照權(quán)利要求12所述的設(shè)備，其中產(chǎn)生高性能格碼的裝置包括通過對多類信號設(shè)計進行集合劃分以產(chǎn)生一系列內(nèi)碼，產(chǎn)生空時 格碼的裝置，所述一系列內(nèi)碼中的每個內(nèi)碼由信道相位反饋優(yōu)化，以 及級聯(lián)每個內(nèi)碼與多重格碼調(diào)制(M-TCM)外碼以提供完整的空時 格碼作為同相空時格碼的裝置。
19、 一種用于包括至少一個發(fā)射器和接收器的無線閉環(huán)通信的方 法，包括在接收器產(chǎn)生衰落信道的量化信道相位信息； 將量化的信道相位信息反饋給發(fā)射器，在發(fā)射器，通過從利用量 化信道相位信息的反饋產(chǎn)生的多個內(nèi)碼中選擇其中一個內(nèi)碼，產(chǎn)生內(nèi)碼；通過在發(fā)射器級聯(lián)選擇的內(nèi)碼和外碼，產(chǎn)生同相空時格碼，其中所述外碼由多重格碼調(diào)制產(chǎn)生； 傳送產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼；在產(chǎn)生量化的信道相位信息的接收器，接收產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外 碼；和在接收器對接收的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼解碼。
20、 按照權(quán)利要求19所述的方法，其中通過級聯(lián)內(nèi)碼和外碼產(chǎn) 生空時格碼包括通過系統(tǒng)地對多類空時信號設(shè)計進行集合劃分，產(chǎn)生多個內(nèi)碼。
21、 按照權(quán)利要求19所述的方法，其中組合地執(zhí)行產(chǎn)生量化信 道相位信息以及通過級聯(lián)內(nèi)碼和外碼產(chǎn)生空時格碼，從而以最少量的反饋獲得最大的編碼增益。
22、 按照權(quán)利要求19所述的方法，還包括多個相互通信的發(fā)射 器和接收器，每個發(fā)射器和接收器具有對應的天線，并且還包括組合相互通信發(fā)射器之一的天線和相互通信接收器之一的天線，從而借助產(chǎn)生的同相空時格碼來定義虛擬天線，組合來自虛擬天線的信號和來自剩余的對應天線的信號，從而形成正交或者準正交的同相空時格碼，每個正交或者準正交的同相空時格碼與多個發(fā)射器的對應天線的代碼字矩陣相關(guān)聯(lián)，其中由于在對應的代碼字矩陣中不需要任何功率負栽，正交或準正交的同相空時格碼均由低的峰 值功率-平均功率之比表征。
23、 一種用于包括至少一個發(fā)射器和接收器的無線閉環(huán)通信的設(shè) 備，包括具有發(fā)射天線的發(fā)射器； 具有接收天線的接收器；其中在接收器中，產(chǎn)生接收器和發(fā)射器之間的衰落信道的量化信 道相位信息，所述量化信道相位信息被反饋給發(fā)射器，其中在發(fā)射器中，產(chǎn)生多個內(nèi)碼，隨后利用量化信道相位信息的 反饋選擇所述多個內(nèi)碼中的一個內(nèi)碼，其中通過在發(fā)射器級聯(lián)選擇的 內(nèi)碼和外碼，產(chǎn)生同相空時格碼，其中所述外碼由多重格碼調(diào)制產(chǎn)生， 其中產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼被傳送給接收器，在接收器，接收的代碼 被解碼。
24、 按照權(quán)利要求23所述的設(shè)備，其中在發(fā)射器中，通過系統(tǒng) 地對多類空時信號設(shè)計進行集合劃分，產(chǎn)生多個內(nèi)碼。
25、 按照權(quán)利要求23所述的設(shè)備，其中組合地在接收器中產(chǎn)生 量化信道相位信息、在發(fā)射器中通過級聯(lián)內(nèi)碼和外碼產(chǎn)生空時格碼， 從而以最少量的反饋獲得最大的編碼增益。
26、 按照權(quán)利要求23所述的設(shè)備，還包括多個相互通信的發(fā)射 器和接收器，每個發(fā)射器和接收器分別具有對應的發(fā)射天線或接收天 線，其中組合相互通信發(fā)射器之一的天線和相互通信接收器之一的天 線，從而借助產(chǎn)生的同相空時格碼定義一個虛擬天線，以致來自虛擬 天線的信號和來自剩余的對應天線的信號被組合，從而形成正交或者 準正交的同相空時格碼，每個正交或者準正交的同相空時格碼與多個發(fā)射器的對應天線 的代碼字矩陣相關(guān)聯(lián)，其中由于在對應的代碼字矩陣中不需要任何功 率負載，正交或準正交的同相空時格碼均由低的峰值功率-平均功率之 比表征。
全文摘要
一種MIMO無線通信方法，包括下述步驟根據(jù)可在發(fā)射器獲得的信道狀態(tài)信息，產(chǎn)生內(nèi)碼和外碼，級聯(lián)不同的內(nèi)碼與不同的外碼；并且將產(chǎn)生的級聯(lián)內(nèi)碼和外碼用于無線通信。內(nèi)碼和外碼基于在發(fā)射器的信道相位信息或者信道反饋。例證說明了供蜂窩網(wǎng)絡(luò)的高性能格碼或塊碼。通過對多類信號設(shè)計進行集合劃分以產(chǎn)生一系列內(nèi)碼，所述一系列內(nèi)碼中的每個內(nèi)碼由信道相位反饋優(yōu)化，并且級聯(lián)每個內(nèi)碼與一個多重格碼調(diào)制外碼以產(chǎn)生完整的空時格碼作為同相空時格碼，從而產(chǎn)生空時格碼。
文檔編號H04L5/12GK101427507SQ200680006078
公開日2009年5月6日 申請日期2006年1月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月14日
發(fā)明者力 劉, 哈米德·加法克哈尼 申請人:加利福尼亞大學董事會