專利名稱：Ofdm接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及用于接收和解調OFDM信號的OFDM接收機，并且更具體地涉及一種用于調節(jié)用于在頻域中將導頻信號插值到數字地面廣播的OFDM信號中的濾波器的方法。
背景技術：
作為發(fā)送數字信號的系統，近年來提出了正交頻分復用(OFDM)系統。在OFDM系統中，利用在頻域中彼此正交的多個載波發(fā)送數據。因此，OFDM發(fā)射機利用反向快速傅立葉變換(IFFT)調制傳輸信號，并且OFDM接收機利用快速傅立葉變換(FFT)解調傳輸信號。由于OFDM系統具有很高的頻率效率，所以已經在廣泛地研究將其應用于數字地面廣播。應當注意OFDM已經被用在ISDB-T(綜合業(yè)務數字地面廣播)中，在日本ISDB-T是數字地面廣播的標準。
圖1是示出了普通OFDM接收機的配置的示圖。在圖1所示的OFDM接收機中，經天線接收的OFDM信號被送入調諧器101。調諧器101從接收到的信號中選擇有用信道的信號，并且在將被選擇的信號轉換成中頻(IF)帶的信號之后將其輸出。A/D轉換器102將調諧器101的輸出信號轉換成數字信號。數字信號被正交解調器103轉換成復基帶信號。該復基帶信號是時域信號，并且被FFT電路104轉換成頻域信號。因此，得到了利用各自具有不同頻率的相應的載波發(fā)送的多個信號。
除了數據信號之外，離散導頻(SP)信號、輔助信道(AC)信號以及傳輸和復用配置控制(TMCC)信號等也在數字地面廣播中被傳送。AC和TMCC被DQPSK解調設備(附圖中未示出)解調，并且提取出包括傳輸參數的TMCC信息。
發(fā)送數據信號的數據載波和發(fā)送離散導頻信號(下文中被稱為SP信號)的SP載波被輸入到均衡處理單元105。SP信號是已知信號，具有預先確定的傳輸相位和傳輸功率，并且被用于同步檢測和傳輸路徑估計(信道估計)。均衡處理單元105執(zhí)行SP信號的插值處理。均衡處理單元105利用插值處理的結果均衡數據信號，并將均衡后的數據信號輸出作為解調后的數據。在本說明書中，術語“均衡”包括用于校正發(fā)生在傳輸路徑上的相位旋轉的處理。解調后的數據通過逆映射(de-map)處理被轉換成具有一位或多位的二進制數據，并且在誤差校正電路106的校正處理之后以變換碼流(TS)的格式被輸出。
圖2是示出了SP信號的布置的示圖。在頻域中，每12個載波插入一次SP信號。例如，在模式3的數字地面廣播中，每個載波以1kHz的間隔被提供。在時域中，每4個符號插入一次SP信號。1個符號時間例如是1.008ms。在圖2所示的示例中，利用載波C1、C13、...在用于發(fā)送第n個符號的時隙中發(fā)送SP信號，并且利用載波C4、C16、...在用于發(fā)送第n+1個符號的時隙中發(fā)送SP信號。
圖3是示出了均衡處理單元105的配置的示圖。均衡處理單元105包括SP插值單元110和復除法(complex divison)單元120。SP插值單元110包括符號插值單元111和載波插值單元112。符號插值單元111執(zhí)行在時域中傳送SP信號的每個載波的插值處理。在圖2的示例中，例如就載波C1而言，時隙N+1、N+2和N+3的信號被基于時隙N的信號和時隙N+4的信號進行估計。對于其它載波(C4、C7、C10、...)執(zhí)行相同的插值處理，在這些載波上布置有SP信號。因此，在SP信號被插入其中的每個載波C1、C4、C7、C10、...中，可以得到所有符號的信息。
載波插值單元112例如是諸如FIR(有限沖擊響應)濾波器或IIR濾波器之類的數字濾波器，并且利用符號插值單元111的插值結果在頻域中執(zhí)行插值處理。換句話說，在每個時隙中，利用載波C1、C4、C7、...的信號來估計載波C2、C3、C5、C6、C8、C9、...的信號。因此，可以得到所有載波中的SP信號的接收信息。此時，由于SP信號的傳輸相位和傳輸功率是預先確定的，所以基于SP信號的接收信息，可以得到SP信號的傳輸路徑特性信息(相位信息等)。就是說，SP插值單元110生成了所有載波的傳輸路徑特性信息。
復除法單元120通過使用上述得到的傳輸路徑特性信息的復除法計算來校正數據信號。因此，數據信號被均衡以去除傳輸路徑的影響。
應當注意例如在專利文獻1-4中描述了OFDM接收機。專利文獻1描述了用于根據傳輸路徑的情況切換包括均衡處理單元的濾波器的系數的技術。專利文獻2描述了用于根據延遲波調節(jié)FFT的窗口位置的技術。專利文獻3描述了用于在基于延遲分布特性(delay profile)去除干擾信號分量之后，通過執(zhí)行對信號的傅立葉變換來估計傳輸路徑的技術。專利文獻4描述了用于基于被接收數據的錯誤率來控制構成均衡處理單元的濾波器的系數的技術。
日本專利申請公開No.2002-64464[專利文獻2]日本專利申請公開No.2002-292125[專利文獻3]日本專利申請公開No.2004-266814[專利文獻4]日本專利申請公開No.2002-26861在OFDM中，為了提高對多路徑(multipath)的耐受力(在TV/Radio廣播或移動電話系統中，會生成從基站發(fā)送的無線電波的反射波，并且傳播相同信號的無線電波會經多條路徑到達一個終端)，保護間隔被插入到每個符號間隔中。通過將符號末端部分的信號直接添加到該符號之前來得到保護間隔。此時，保護間隔周期通常被確定為使得在設定的多路徑環(huán)境中不會發(fā)生符號間的干擾(某個符號的信號和其后面的符號的信號被同時接收的情況)。在數字地面廣播中，保護間隔是1/8符號時間(即126μs)。因此，總地來說，即使在OFDM系統中的多路徑環(huán)境下，接收機也可以解調信號以重新生成傳輸數據。
當多路徑延遲時間大于保護間隔時，會發(fā)生符號間的干擾，并且接收質量會惡化。此時，由于保護間隔周期通常被確定為大于所設定的延遲時間，所以符號間的干擾很少發(fā)生。但是，在一些通信環(huán)境中，多路徑延遲時間可能大于保護間隔。例如，在從兩個基站接收到傳播相同信號的無線電波的情況下，來自一個基站的無線電波和來自另一基站的無線電波之間的時間延遲可能會超過保護間隔。在這種情況下，實際上會發(fā)生符號間的干擾，并且接收質量會惡化。注意迄今為止已經難以接受多路徑延遲時間超過保護間隔的環(huán)境了。
發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于在使用OFDM的通信系統中，在多路徑延遲時間大于保護間隔的情況下提高接收質量。
本發(fā)明的OFDM接收機對在頻域中插入了導頻信號的OFDM信號進行解調。該OFDM接收機包括傅立葉變換電路，用于執(zhí)行對OFDM信號的傅立葉變換；延遲分布特性電路，用于生成從傅立葉變換電路的輸出信號中提取的導頻信號的延遲分布特性；插值電路，用于在頻域中執(zhí)行對從傅立葉變換電路的輸出信號中提取的導頻信號的插值處理；濾波器控制電路，用于基于延遲分布特性控制插值電路的濾波器特性；以及校正電路，用于利用插值電路的輸出校正從傅立葉變換電路的輸出信號中提取的數據信號。當主波(main wave)與干擾波之間的時間差大于OFDM的保護間隔時，濾波器控制電路根據主波與干擾波的功率比控制插值電路的濾波器特性。
在本發(fā)明中，通過生成被接收信號的延遲分布特性，檢測出主波與干擾波之間的時間滯后(lag)以及主波對干擾波的功率比。當主波與干擾波之間的時間滯后大于保護間隔時，在主波與干擾波之間發(fā)生符號間干擾。因此，根據主波對干擾波的功率比控制插值電路的濾波特性。注意插值電路例如通過數字濾波器來實現。
當主波對干擾波的功率比小于閾值(即干擾波的接收功率較大)時，符號間干擾的影響變大。因此，在這種情況下，例如濾波器的通帶被控制為使主波通過，而去除干擾波。另一方面，當主波對干擾波的功率比大于閾值(即干擾波的接收功率足夠小)時，符號間干擾的影響較小。因此，在這種情況下，例如濾波器帶寬被控制為使主波和干擾波都通過，以避免去除了頻域中所需要的信息。
根據本發(fā)明，在使用OFDM的通信系統中，提高了在多路徑的延遲時間大于保護間隔的情況下的接收質量。
圖1是示出了普通OFDM接收機的配置的示圖；圖2是示出了SP信號的布置的示圖；圖3是示出了公知的均衡處理單元的配置的示圖；圖4是示出了在與本發(fā)明相關的OFDM接收機中提供的均衡處理單元的配置的示圖；圖5是說明對載波插值單元的濾波器特性的控制的示圖；圖6A和6B是說明對FFT窗口的控制的示圖；以及圖7A、7B、8A、8B、9A、9B、10A、10B是說明對FFT窗口位置和濾波器的通帶的控制的示圖。
具體實施例方式
圖4是示出了在與本發(fā)明相關的OFDM接收機中提供的均衡處理單元的配置的示圖。應當注意該OFDM接收機的基本配置與圖1中所示的配置相同。換句話說，實施例的均衡處理單元被提供以從圖1中所示的FFT電路104輸出的頻域信號。假設實施例的OFDM接收機接收數字地面廣播。
在OFDM中，多個信號被利用多個各自具有不同頻率的載波發(fā)送。在數字地面廣播中，數據信號、離散導頻(SP)信號、輔助信道(AC)信號以及傳輸和復用配置控制(TMCC)信號等被并行地傳送。
提取電路51從FFT電路104的輸出信號中提取數據信號、SP信號、AC信號和TMCC信號中的每一個。數據信號被發(fā)送給復除法單元120，并且SP信號被發(fā)送給特性計算單元53。注意AC信號和TMCC信號由圖中未示出的DQPSK解調器解調；但是，由于這些信號不是直接與本發(fā)明相關的，所以省略了對它們的說明。
SP生成單元52生成SP信號作為已知信號。此時，SP信號的傳輸相位和傳輸功率是預先確定的。SP生成單元52生成與從發(fā)射機設備發(fā)送的SP信號相同的SP信號。
特性計算單元53基于從接收到的信號中提取的SP信號和SP生成單元52生成的SP信號計算傳輸路徑的特性信息。例如，可以通過將從接收到的信號中提取的SP信號除以SP生成單元52中生成的SP信號來計算傳輸路徑的特性信息。注意提取電路51、SP生成單元52和特性計算單元53可以用公知的技術來實現，因此，在圖1和圖3中省略了它們。
參考圖2和圖3說明的符號插值單元111在時域中執(zhí)行SP信號(基于SP信號獲得的傳輸路徑特性信息)的插值處理。載波插值單元11的基本操作與圖3中所示的載波插值單元112的基本操作相同。換句話說，載波插值單元11是諸如FIR濾波器或IIR濾波器之類的數字濾波器，并且使用符號插值單元111的插值結果在頻域中執(zhí)行插值處理。因此，得到了所有載波中的SP信號的傳輸路徑的特性信息。
參考圖3說明的復除法單元120通過使用傳輸路徑的特性信息執(zhí)行復除法來校正數據信號。因此，數據信號被均衡以去除傳輸路徑的影響。均衡后的數據信號被逆映射并且以TS的格式被輸出。
IFFT電路21通過執(zhí)行反向傅立葉變換將從符號插值單元111輸出的頻域信號轉換成時域信號。延遲分布特性生成單元22利用從IFFT電路21中輸出的時域信號生成延遲分布特性。延遲分布特性表示時間軸上的接收功率。換句話說，延遲分布特性表示主波(有用波)分量和干擾波(不希望有的波)分量的各自接收功率。因此，通過分析延遲分布特性，可以得到主波與干擾波之間的延遲時間以及主波與干擾波之間的接收功率比。通常，主波是接收到的波中具有最大接收功率的波。干擾波是在多路徑環(huán)境中傳送與主波的信號相同的信號的波，并且是主波的延遲波或先行(preceding)波。應當注意在無線電波傳播來自多個基站的相同信號的環(huán)境中，來自一個基站的無線電波是主波，而來自其它基站的無線電波是干擾波。
濾波器控制單元23基于延遲分布特性控制載波插值單元11的濾波器特性。這里，如果載波插值單元11是FIR濾波器，則濾波器控制單元23通過調節(jié)FIR濾波器的抽頭系數來控制通帶。
圖5是說明載波插值單元11的濾波器特性的控制的示圖。在本示例中，1個符號時間假定為1.008ms。例如，如果干擾波距離主波的延遲時間是126μs，則濾波器控制單元23將濾波器通帶設為“1/8符號時間(＝126μs)”。或者，如果干擾波距離主波的延遲時間是252μs，則濾波器控制單元23將濾波器通帶設置為“1/4符號時間(＝252μs)”。換句話說，濾波器控制單元23基本是將濾波器通帶設置為與多路徑延遲時間相等或者稍大于多路徑延遲時間的時間段。但是，當多路徑延遲時間大于保護間隔時，根據主波與干擾波的接收功率比來控制濾波器的通帶，下面會詳細說明。
FFT窗口控制單元24基于延遲分布特性控制窗口的位置，所述窗口位置選取(extract)FFT電路104中的計算范圍。注意在OFDM中，每個符號包括有效符號和保護間隔(GI)，如圖6A或6B中所示。保護間隔可以通過復制有效符號的末端部分的信號并將其添加到該符號的頭部而得到。
在存在主波和延遲波的情況下，如圖6A中所示，FFT窗口控制單元24設置窗口位置以提取主波的有效符號。在這種情況下，FFT電路104被提供以主波(n)的有效符號、延遲波(n)的有效符號的一部分，以及延遲波(n)的保護間隔的一部分。但是，保護間隔(n)的信號與有效符號(n)的信號相同。因此，在這種情況下，只有符號(n)的信號被提供給FFT電路104，并且不會發(fā)生符號間的干擾。除了主波信號分量之外，延遲波信號分量也被提供給FFT電路104，因而可以防止接收質量的惡化。
另一方面，在存在主波和先行波的情況下，FFT窗口控制單元24設置窗口位置以提取先行波的有效符號，如圖6B中所示。這樣，只有符號(n)的信號被提供給FFT電路104，并且不會發(fā)生符號間的干擾。應當注意當存在主波和它的先行波并且窗口位置被設置為提取主波的有效符號時，后續(xù)符號的一部分信息被送入FFT電路104中，并且接收質量惡化。
如上所述，FFT窗口控制單元24基本是在存在主波和它的延遲波時設置窗口位置以提取主波的有效符號，并且在存在主波和它的先行波時設置窗口位置以提取先行波的有效符號。但是，后面會詳細說明，當多路徑延遲時間大于保護間隔時，可以根據主波與干擾波的接收功率比來改變窗口位置的設置。
下面給出實施例的OFDM接收機的操作細節(jié)。下面的描述假設是在數字地面廣播的模式3中。換句話說，1個符號時間假定為1.008ms，并且保護間隔假定為1/8符號時間(126μs)。載波插值單元11包括例如FIR濾波器之類的數字濾波器。
首先，參考圖7A、7B、8A和8B說明當多路徑延遲時間比保護間隔短時的操作。
圖7A是示出了存在主波和它的延遲波(延遲時間＝31μs)時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取主波的有效符號。濾波器控制單元23將濾波器通帶設置為與多路徑延遲時間相等或稍大于多路徑延遲時間的時間段。在這種情況下，設置“通帶＝1/32符號時間(32μs)”。
圖7B是示出了存在主波和它的先行波(時間延遲＝31μs)時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取先行波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/32符號時間(32μs)”。
圖8A是示出了存在主波和它的延遲波(延遲時間＝120μs)時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取主波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/8符號時間(126μs)”。
圖8B是示出了存在主波和它的先行波(時間延遲＝120μs)時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24設置窗口位置以提取先行波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/8符號時間(126μs)”。
如上所述，當多路徑延遲時間比保護間隔短時，與多路徑延遲時間相等或稍大于多路徑延遲時間的時間段被設置為用于SP信號的載波插值的濾波器通帶。當存在主波和它的延遲波時，窗口位置被設置為提取主波的有效符號；而當存在主波和它的先行波時，窗口位置被設置為提取先行波的有效符號。
接下來，參考圖9A、9B、10A和10B說明多路徑延遲時間大于保護間隔時的操作。注意當多路徑延遲時間大于保護間隔時，可能會發(fā)生符號間的干擾。
圖9A是示出了當存在主波和它的延遲波(延遲時間＝160μs)并且D/U比小于閾值時的操作的示圖。這里，D/U比是作為主波的有用波與作為干擾波的不希望有的波的接收功率的比。在本說明書中，“小D/U比”表示有用波與干擾波之間的功率差異較小。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取主波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/64符號時間(16μs)”。
圖9B是示出了當存在主波和它的先行波并且D/U比小于閾值時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取主波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/64符號時間(16μs)”。
如上所述，當多路徑延遲時間大于保護間隔并且干擾波的接收功率較大時，不管干擾波是先行波還是延遲波，都控制窗口位置來提取主波的有效符號。用于載波插值的濾波器通帶被最小化(在這種情況下為16μs)。換句話說，執(zhí)行控制來收集與主波相關的信息并去除與干擾波相關的信息。因此，可以抑制導致符號間干擾的干擾波的影響，并且減輕接收質量的惡化。
應當注意用于載波插值的濾波器被提供以頻域信號。因此，當通過縮窄濾波器的通帶來去除干擾波時，由主波傳送的一部分信息也會被去除。去除由主波傳送的一部分信息會導致接收質量的惡化。但是，在干擾波的接收功率較大的情況下，由于干擾波引起的符號間干擾所導致的接收質量惡化也是很嚴重的問題。因此，在實施例的OFDM接收機中，通過適當地設置D/U比的閾值，濾波器通帶被控制以在不去除干擾波而引起的質量惡化比去除干擾波而引起的質量惡化更嚴重的情況下去除干擾波。此時，通過實驗、仿真等確定D/U比的閾值。
圖10A是示出了當存在主波和它的延遲波(延遲時間＝160μs)并且D/U比大于閾值時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取主波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/6符號時間(168μs)”。
圖10B是示出了當存在主波和它的先行波(時間延遲＝160μs)并且D/U比大于閾值時的操作的示圖。在這種情況下，FFT窗口控制單元24控制窗口位置以提取先行波的有效符號。濾波器控制單元23設置“通帶＝1/6符號時間(168μs)”。
如上所述，當多路徑延遲時間大于保護間隔并且干擾波的接收功率足夠小時，等于延遲時間或稍大于延遲時間的時間段被設置為濾波器通帶。換句話說，主波和干擾波都被用在載波插值處理中。此時，當多路徑延遲時間大于保護間隔時，如果主波和干擾波都被用在載波插值處理中，則可能會發(fā)生由于符號間干擾而引起的接收質量惡化。但是，如果干擾波的接收功率足夠小，則由干擾波引起的接收惡化的影響可以較小。
應當注意可以對每個符號執(zhí)行用于通過生成延遲分布特性來控制FFT窗口和濾波器的通帶的處理，或者可以按指定的周期(例如每一幀)來執(zhí)行該處理。
另外，用于通過生成延遲分布特性來控制FFT窗口和濾波器的通帶的功能可以用硬件電路來實現，或者也可以用軟件來實現。
權利要求
1.一種正交頻分復用接收機，用于解調在頻域中插入了導頻信號的正交頻分復用信號，所述正交頻分復用接收機包括傅立葉變換電路，用于執(zhí)行對所述正交頻分復用信號的傅立葉變換；延遲分布特性電路，用于生成從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的所述導頻信號的延遲分布特性；插值電路，用于在所述頻域中執(zhí)行從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的所述導頻信號的插值處理；濾波器控制電路，用于基于所述延遲分布特性控制所述插值電路的濾波器特性；以及校正電路，用于使用所述插值電路的輸出校正從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的數據信號，其中當主波與干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔時，所述濾波器控制電路根據所述主波與所述干擾波的功率比控制所述插值電路的濾波器特性。
2.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收機，其中所述插值電路包括有限沖擊響應濾波器，并且所述濾波器控制電路通過調節(jié)所述有限沖擊響應濾波器的抽頭系數來控制通帶。
3.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收機，其中當所述主波與所述干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔并且所述主波對所述干擾波的功率比小于閾值時，所述濾波器控制電路控制所述濾波器特性以使所述主波通過并且去除所述干擾波。
4.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收機，其中當所述主波和所述干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔并且所述主波對所述干擾波的功率比大于閾值時，所述濾波器控制電路控制所述濾波器特性以使所述主波和所述干擾波都通過。
5.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收機，還包括窗口控制電路，用于基于所述延遲分布特性控制窗口的位置以選取所述傅立葉變換電路中的計算范圍。
6.根據權利要求5所述的正交頻分復用接收機，其中當所述主波與所述干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔并且所述主波對所述干擾波的功率比小于閾值時，所述窗口控制電路設置所述窗口以提取所述主波。
7.根據權利要求5所述的正交頻分復用接收機，其中當所述主波和延遲干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔并且所述主波對所述延遲干擾波的功率比大于閾值時，所述窗口控制電路設置所述窗口以提取所述主波。
8.根據權利要求5所述的正交頻分復用接收機，其中當所述主波和先行干擾波之間的時間滯后大于正交頻分復用的保護間隔并且所述主波對所述先行干擾波的功率比大于閾值時，所述窗口控制電路設置所述窗口以提取所述先行干擾波。
9.根據權利要求1所述的正交頻分復用接收機，其中所述導頻信號是數字地面廣播的離散導頻信號。
10.一種均衡方法，用于均衡正交頻分復用接收機中的數據信號，所述正交頻分復用接收機用于解調在頻域中插入了導頻信號的正交頻分復用信號，所述均衡方法包括使用傅立葉變換電路執(zhí)行對所述正交頻分復用信號的傅立葉變換；生成從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的導頻信號的延遲分布特性；基于所述延遲分布特性在所述頻域中執(zhí)行從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的導頻信號的插值處理；當主波與干擾波之間的時間差大于正交頻分復用的保護間隔時，根據所述主波對所述干擾波的功率比控制用于插值處理的濾波器特性；以及使用通過所述插值處理得到的信息校正并輸出從所述傅立葉變換電路的輸出信號中提取的數據信號。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種OFDM接收機。載波插值單元(數字濾波器)在頻域中執(zhí)行SP信號的插值處理。IFFT電路將頻域信號轉換成時域信號。延遲分布特性生成單元基于IFFT電路的輸出生成延遲分布特性。濾波器控制單元根據延遲分布特性控制數字濾波器的通帶。FFT窗口控制單元根據延遲分布特性控制窗口的位置以選取FFT的計算范圍。當多路徑延遲時間大于保護間隔并且干擾波的接收功率大于閾值時，數字濾波器的通帶被最小化。
文檔編號H04L27/01GK101079862SQ200610161890
公開日2007年11月28日 申請日期2006年12月5日 優(yōu)先權日2006年5月24日
發(fā)明者足立直人 申請人:富士通株式會社