專利名稱：多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送方法及系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及多天線多載波技術領域，更具體地說，本發(fā)明涉及多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送方法及系統(tǒng)。
背景技術：
未來移動通信業(yè)務的發(fā)展趨勢是高質量多媒體的服務，小區(qū)吞吐量的要求將提高到100Mbps～1Gbps。業(yè)界預期到2012-2015年間可以實現(xiàn)如此高速率的業(yè)務，不過與業(yè)務速率飛速增長相矛盾的是頻譜的資源是有限的。為了在有限的頻譜資源上實現(xiàn)高速率的信息傳輸，可行的辦法就是開發(fā)頻譜利用率更高的新的空中接口技術。多輸入多輸出(MIMO)技術(即多天線技術)能夠極大地提高頻譜效率，從而提高無線系統(tǒng)的容量，但是當它與目前第三代移動通信系統(tǒng)(3G)的寬帶碼分多址(WCDMA)空中接口結合時，其處理復雜度與系統(tǒng)帶寬成立方關系，這對接收機的設計帶來極大的困難。
多天線技術與多載波技術相結合，不僅可以實現(xiàn)系統(tǒng)帶寬的可擴展性，而且其處理復雜度僅與系統(tǒng)帶寬成線性關系。因此近年來在世界上受到越來越多的關注，并且將成為下一代無線通信系統(tǒng)物理層的核心技術。在多天線多載波系統(tǒng)的接收機中，在進行分集合并、相干檢測和譯碼之前，必須預知信道參數(shù)。信道估計精度的好壞對于接收機后續(xù)的處理工作至關重要。另外，與單天線系統(tǒng)不同的是，由于所有的發(fā)射天線同時連續(xù)地發(fā)送信號，在接收天線上收到的是來自所有發(fā)射天線的信號的混疊，這給信道估計帶來了更大的難度。
目前，信道估計的方法通常有盲估計、基于前導序列的估計和基于導頻符號的估計?；趯ьl符號的估計方法由于具有能夠快速跟蹤信道狀態(tài)變化且開銷低的優(yōu)點，更加適合應用在快速變化的無線傳播環(huán)境中。在實際系統(tǒng)中，為了避免濾波器頻域響應的滾降區(qū)域對信號造成畸變，通常將傳輸帶寬的部分載波空置作為保護頻帶。
到目前為止，針對有保護頻帶的多天線多載波系統(tǒng)的導頻符號序列明顯欠缺。目前雖然已經(jīng)提出了幾種導頻序列，如均勻分布相位正交的導頻符號序列和非均勻分布的導頻符號序列，但是這些導頻符號序列都有相應的缺點。
均勻分布的導頻符號序列是在所有子載波都假設使用的前提下，滿足天線間正交的長序列。由于沒有考慮實際系統(tǒng)中存在的保護頻帶，所以其僅為理論上最優(yōu)的導頻序列，僅適合于系統(tǒng)所有的載波都被使用、無保護頻帶的狀況。當將其應用在存在保護頻帶的實際系統(tǒng)中時，比如在低信噪比或高車速的環(huán)境中，就不能保證信道估計的精度。
非均勻分布的導頻符號序列會提高最小導頻開銷的下界，并且通過梯度迭代算法求解導頻功率的分布需要經(jīng)過大量的計算，同時在如何搜索最優(yōu)的導頻載波問題上還有待深入。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的是提出一種多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送方法，以降低保護頻帶對導頻序列正交性的影響。
本發(fā)明的另一目的是提出一種多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，以降低保護頻帶對導頻序列正交性的影響。
本發(fā)明的另一目的是提出一種發(fā)射機，以降低保護頻帶對導頻序列正交性的影響。
本發(fā)明的再一目的是提出一種接收機，以降低保護頻帶對導頻序列正交性的影響。
為達到上述目的，本發(fā)明的技術方案是這樣實現(xiàn)的一種多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，該方法包括
確定導頻載波個數(shù)M并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；所有發(fā)射天線在相同的傳輸符號和導頻載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
所述將導頻載波分組包括將導頻載波分成G′＝M/2Nt組；每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=···=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N，D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
所述D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
一種多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括導頻載波個數(shù)確定及分組單元，用于確定導頻載波個數(shù)M，并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；發(fā)射天線，用于在相同的傳輸符號和載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
所述導頻載波個數(shù)確定及分組單元，用于將導頻載波分成G′＝M/2Nt組，每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N；并且每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=···=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
所述D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。
任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
一種發(fā)射機，該發(fā)射機包括如上任一項所述的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)。
一種接收機，用于接收由如上任一項所述的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)所發(fā)送的導頻序列。
從上述技術方案中可以看出，在本發(fā)明中，首先確定導頻載波個數(shù)M并將導頻載波分組，其中M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；然后所有發(fā)射天線在相同的傳輸符號和導頻載波上發(fā)送導頻序列，不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。由此可見，應用本發(fā)明以后，每一組導頻載波的位置可以避開保護頻帶，靈活合理分配，從而降低了保護頻帶對導頻序列正交性的影響。
另外，本發(fā)明在實際應用中可以根據(jù)系統(tǒng)設計的要求，適當選取合理的導頻開銷，使系統(tǒng)的性能接近理想信道估計的性能下界。


圖1為本發(fā)明的多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送方法流程示意圖。
圖2為根據(jù)本發(fā)明示范性實施例的頻域傳輸正交頻分復用(OFDM)符號結構示意圖。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的多天線多載波系統(tǒng)中的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)的結構示意圖。
圖4為根據(jù)本發(fā)明示范性實施例，在兩發(fā)射天線兩接收天線的OFDM系統(tǒng)中，采用空頻分組碼(SFBC)、渦輪(Turbo)編碼的誤比特率(BER)性能圖。
具體實施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點表達得更加清楚明白，下面結合附圖及具體實施例對本發(fā)明再作進一步詳細的說明。
首先對本發(fā)明的算法進行詳細說明首先聲明 表示矩陣A的偽逆；AH表示矩陣A的共軛轉置；A*表示矩陣A的共軛；tr(A)表示矩陣A的跡；‖A‖F(xiàn)表示矩陣A的Frobenius范數(shù)；min函數(shù)表示取最小值；假設多天線多載波系統(tǒng)的總發(fā)射天線數(shù)為Nt，信道多徑數(shù)為L，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N，導頻載波的個數(shù)M，P為分配給導頻序列的總功率，根據(jù)本發(fā)明的導頻序列的原理如下每根天線上接收到的導頻信號為YM×1=AM×NtLhNtL×1+wnoise,]]>其中hNtL×1是對應所有發(fā)射天線的時域信道響應；AM×NtL=[XM×M1FM×L,···,XM×MNtFM×L]]]>是由所有發(fā)射天線的導頻信號構成的矩陣；XM×Mi表示第i個天線的導頻符號構成的對角陣；FM×L表示傅立葉變換陣。
根據(jù)時域LS算法，只有當M≥NtL，即A陣列滿秩時，其偽逆才存在，因此得到信道估計H^estimated=A+Y,]]>所以導頻載波的個數(shù)M不得少于NtL。
時域LS算法的MSE=σw2LNttr{AHA-1},]]>當AHA=P‾ILNt]]>時，可得到minMSE，其中MSE表示均方差。
則FHXpHXsF=P‾ILifp=s0L×Lifp≠s---(2)]]>將FHXpHXsF展開可得 其中xip表示第p根發(fā)射天線在第ki個導頻載波上的導頻符號；{τ0，…，τL-1}表示信道各徑的時延；令xip=Pipejφip,xis=Pisejφis]]>當p≠s時，F(xiàn)HXpHXsF=0L×L,]]>即對于a，b∈{0，…，L-1}，有Σi=0M-1xip*xisej2πkiN(τa-τb)=Σi=0M-1PisPipej(φis-φip)ej2πkiN(τa-τb)=0---(4)]]>當p＝s時，F(xiàn)HXpHXsF=P‾IL,]]>即對于a，b∈{0，…，L-1}，(6)式顯然滿足。
Σi=0M-1xis*xisej2πkiN(τa-τb)=Σi=0M-1Pisej2πkiN(τa-τb)=0,a≠b---(5)]]>Σi=0M-1Pis=P‾,a=b---(6)]]>考慮導頻等功率分布的狀況，即對于i，j∈{0，1，…，M-1}，有Pis=Pjs]]>且p，s∈{1，2，…，Nt}有Pis=Pip.]]>令φis-φip=θisp,]]>τa-τb＝d，則(4)式和(5)式可簡化為Σi=0M-1ej[θisp+2πkiNd]=0,d∈{-L+1,···,0,···,L-1}---(7)]]>Σi=0M-1ej2πkiNd=0,d∈{-L+1,···,-1,1,···,L-1}---(8)]]>對于(7)式，當d＝0時，當M為Nt的整數(shù)倍時，令G＝M/Nt，θisp滿足(9)式θisp=2πi(s-p)Nt,i∈{0+gNt,1+gNt,···,Nt-1+gNt},g=0,1,···,G-1---(9)]]>可以得到Σi=0M-1ejθisp=MNtΣi=0Nt-1ej2πi(s-p)Nt=0;]]>當(7)中d≠0時，將(9)式代入式(7)可得Σg=0G-1ej[2πg(s-p)+2πdkgNtN]+Σg=0G-1ej[2π(1+g(p)Nt)Nt+2πdkgNt+1N]+···+Σg=0G-1ej[2π(Nt-1+g(s-p)Nt)Nt+2πdkNt-1+gNtN]]]>=Σg=0G-1ej2πdkgNtN+ej2πNtΣg=0G-1ej2πdkgNt+1N+···+ej2π(Nt-1)NtΣg=0G-1ej2πdkNt-1+gNtN,∀d∈{-L+1,···-1,1,···,L-1}---(10)]]>則(8)式可寫成Σg=0G-1ej2πdkgNtN+Σg=0G-1ej2πdkgNt+1N+···+Σg=0G-1ej2πdkNt-1+gNtN,∀d∈{-L+1,···-1,1,···,L-1};]]>可以看出當(11)式中的所有等式同時成立時，(8)式和(10)式可以同時成立。
Σg=0G′-1ej2πdk28NtN=0···Σg=0G-1ej2πdkNt-1+28NtN=0---(11);]]>如果先不考慮保護頻帶，那么只要dkgNtN=gG+υ0···dkNt-1+gNtN=gG+υNt-1,υ0,···υNt-1∈
]>(11)就可以成立，即kNt-k0=k2Nt-kNt=kgNt-k(g-1)Nt=NtNMd···k2Nt-1-kNt-1=k3Nt-1-k2Nt-1=kNt-1+gNt-kgNt-1=NtNMd---(12)]]>所提出的等間隔分布的導頻子載波，即k1-k0＝k2-k1＝…＝kM-1-kM-2＝N/M(13)就是(12)的一種情況。
當系統(tǒng)保護頻帶的個數(shù)小于NtN/Md的時候，可以按照式(13)的規(guī)律安排導頻子載波的位置，但是考慮到系統(tǒng)的保護頻帶的寬度一般都大于NtN/Md(比如3GPP TR25.814中定義的下行OFDMA系統(tǒng)參數(shù)，對于10M帶寬的情況，總載波數(shù)N為1024，保護頻帶數(shù)為423，若Nt＝2，M＝12，d＝1，保護頻帶的個數(shù)遠大于NtN/Md)，所以要重新考慮導頻子載波位置的安排。
那么，如果要式(11)中所有等式都成立，若M為2Nt的整數(shù)倍，令G′＝M/2Nt，則式(11)可寫成以下形式
Σg=0G′-1ej2πdk28NtN+ej2πdk(28+1)NtN=0···Σg=0G-1ej2πdkNt-1+28NtN+ej2πdkNt-1+(28+1)NtN=0⇒2πdk(28+1)NtN=π+2πdk28NtN···2πdk(28+2)Nt-1N=π+2πdk(28+1)Nt-1N]]>⇒k(28+1)Nt-k28Nt=Δfpc=N2|d|···k(28+2)Nt-1-k(28+1)Nt-1=Δfpc=N2|d|∀|d|∈{1,···,L-1},g=0,1,···,G′-1---(14)]]>將式(4)、式(9)、式(10)代入式(3)中，可得FHXpHXsF主對角線上的元素為PΣi=0M-1ej2πi(s-p)Nt---(15)]]>其他位置上的元素值為P(Σg=0G-1ej2πdkgNtN+ej2πNtΣg=0G-1ej2πdkgNt+1N+···+ej2π(Nt-1)NtΣg=0G-1ej2πdkNt-1+gNtN)---(16)]]>其中P＝P/M為每個導頻子載波上導頻符號的功率。
可以看出FHXpHXsF中d的值在每一行每一列都不相同，但是導頻子載波之間的間隔Δfpc必須是個定值，令Δfpc=N2D---(17)]]>選取合適的D使得minF(D)=||AHA-PILNt||2,]]>最小化保護頻帶對于導頻序列正交性的破壞。
F(D)=||AHA-P‾ILNt||2]]>=Nt22PΣd=1L-1|Σg=0G′-1(ej2πdk28NtN+ej2πd(k28Nt+N2D)N)+···ej2π(Nt-1)NtΣg=0G′-1(ej2πdk(28+1)Nt-1N+ej2πd(k(28+1)Nt-1+N2D)N)|2]]>=Nt22PΣd=1L-1|1+ejπdD|2|Σg=0G′-1ej2πdk28NtN+···+ej2π(Nt-1)NtΣg=0G′-1ej2πdk(28+1)Nt-1N|2,D∈[1,L-1]---(18)]]>通常L小于N(L＜N)，因此對于d∈[1，L-1]，可以將|Σg=0G′-1ej2πdk28NtN+···+ej2π(Nt-1)NtΣg=0G′-1ej2πdk(28+1)Nt-1N|]]>近似看成一個常數(shù)C，則F(D)=Nt22PCΣd=1L-1|1+ejπdD|2---(19)]]>可以看出只要找到D使得minF1(D)=Σd=1L-1|1+ejπdd|2=Σd=1L-1(2+2cosπdD)---(20)]]>就可以得到minF(D)=||AHA-PILNt||2.]]>滿足(20)式的D可以容易地通過各種方式找到，比如通過計算機仿真去尋找。
基于上述分析，下面對本發(fā)明的導頻序列發(fā)送方法進行詳細說明。
圖1為根據(jù)本發(fā)明的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法流程示意圖。如圖1所示，該方法包括步驟101確定導頻載波個數(shù)M并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；其中，可以將導頻載波分成G′＝M/2Nt組；每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=···=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N，D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
另外，優(yōu)選地，D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。
步驟102所有發(fā)射天線在相同的傳輸符號和導頻載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
在這里，優(yōu)選地，對于任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
本發(fā)明所提出的導頻序列發(fā)送方法既可以適用于正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)，也能夠適用于基于OFDM的OFDMA系統(tǒng)。下面以OFDM系統(tǒng)為例對本發(fā)明進行了描述，但是本領域技術人員可以意識到，本發(fā)明對于其它的多載波通信系統(tǒng)同樣適用。用OFDM為例進行說明僅為示范性的，并不用于對本發(fā)明進行限制。
圖2為根據(jù)本發(fā)明示范性實施例的頻域傳輸OFDM符號結構示意圖。
基于圖2所示OFDM符號，假設總發(fā)射天線數(shù)為Nt，信道多徑數(shù)為L，導頻載波的個數(shù)M不得少于NtL，并且M必須為Nt的偶數(shù)倍，即M≥NtLM=2G′Nt.]]>對于所有發(fā)射天線、在所有導頻載波上，導頻符號的功率相等，每個導頻符號上的功率為P＝P/M，P為分配給導頻序列的總功率，即在圖2中，天線0和天線1在導頻載波{k0，k1，…，k10，k11}上的導頻符號的相位差為{0，π，…，0，π}。
任意兩根發(fā)送天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為
θisp=2πi(s-p)Nt.]]>假設系統(tǒng)總載波個數(shù)為N(N不需要必須為2n的形式)，將導頻載波分成G′＝M/2Nt組，每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；每組內導頻子載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=···=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中D是決定導頻載波位置間隔的參數(shù)，D的取值要使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小。
即在圖2中，{k0，k1，k2，k3}為一組導頻載波，其中k2-k0=k3-k1=N2D.]]>同樣，{k4，k5，k6，k7}，{k8，k9，k10，k11}為另外兩組導頻載波，并且k6-k4=k7-k5=N2D,]]>k11-k9=k10-k8=N2D.]]>每一組導頻載波的位置可以避開保護頻帶靈活合理分配。將按照以上步驟所得到的導頻符號序列插入到傳輸符號的部分載波上，數(shù)據(jù)符號使用其他的載波，然后在所有發(fā)送天線上發(fā)送，然后在接收端進行信道估計得到信道狀態(tài)信息之后進行均衡解調。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)的結構示意圖。如圖3所示，該系統(tǒng)包括導頻載波個數(shù)確定及分組單元301，用于確定導頻載波個數(shù)M，并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；發(fā)射天線302，用于在相同的傳輸符號和載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
優(yōu)選地，所述導頻載波個數(shù)確定及分組單元301，用于將導頻載波分成G′＝M/2Nt組，每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N；并且每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=···=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
更優(yōu)選地，其中所述D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。
任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
使用本發(fā)明提出的導頻符號序列對多天線多載波系統(tǒng)進行信道估計，可以不受系統(tǒng)中保護頻帶的影響，兼具靈活性和實用性，并且實現(xiàn)復雜度低。在較低的導頻開銷下，在高車速時，仍能夠保證信道估計的精度。
本發(fā)明還可以應用到通信系統(tǒng)的發(fā)射機和接收機中。對于本領域技術人員而言，除了本發(fā)明所提出的導頻符號序列發(fā)射系統(tǒng)之外，發(fā)射機和接收機的其余部分均為成熟技術。
下面結合實例以說明本發(fā)明的高效性、可靠性和實用性。
圖4為根據(jù)本發(fā)明示范性實施例，在兩發(fā)射天線兩接收天線的OFDM系統(tǒng)中，采用SFBC、Turbo編碼的BER性能圖。
其中仿真條件是載頻2GHz、系統(tǒng)帶寬10MHz、載波總數(shù)為1024、保護頻帶載波個數(shù)為423、導頻載波數(shù)為12，信道模型為典型市區(qū)(TypicalUrban)、車速為120km/h、徑數(shù)L＝6和步行者(Pedestrian)B、步行速度為3km/h、徑數(shù)L＝6。
由圖4可見，該實施例在導頻開銷2％(最小導頻開銷)的條件下，最高需要信噪比16dB，系統(tǒng)的BER可以達到為零，相比于均勻分布的導頻序列，在同等開銷的前提下，性能提高4～8dB。
另外，在實際應用中可以根據(jù)系統(tǒng)設計的要求，適當選取合理的導頻開銷，使系統(tǒng)的性能接近理想信道估計的性能下界。
以上所述，僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，其特征在于，該方法包括確定導頻載波個數(shù)M并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；所有發(fā)射天線在相同的傳輸符號和導頻載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
2.根據(jù)權利要求1所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，其特征在于，所述將導頻載波分組包括將導頻載波分成G′＝M/2Nt組；每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…G′；每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g2Nt=...=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N，D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
3.根據(jù)權利要求2所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，其特征在于，所述D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。
4.根據(jù)權利要求1所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，其特征在于，任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
5.一種多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包括導頻載波個數(shù)確定及分組單元，用于確定導頻載波個數(shù)M，并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；多個發(fā)射天線，用于在相同的傳輸符號和載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。
6.根據(jù)權利要求5所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，其特征在于，所述導頻載波個數(shù)確定及分組單元，用于將導頻載波分成G′＝M/2Nt組，每組內導頻載波的個數(shù)2Nt，標識為{k0+g2Nt，k1+g2Nt，…，k2Nt-2+g2Nt，k2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中總發(fā)射天線數(shù)為Nt，系統(tǒng)總載波個數(shù)為N；并且每組內導頻載波交叉等間隔分布，滿足kNt+g2Nt-k0+g+2Nt=...=k2Nt-1+g2Nt-kNt-1+g2Nt=N2D,]]>其中D是決定導頻載波位置檢測的參數(shù)。
7.根據(jù)權利要求6所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，其特征在于，所述D的取值使函數(shù)F(D)=Σd=1L-1(2+2cosπdD)]]>的值最小，其中L是信道多徑數(shù)。
8.根據(jù)權利要求6所述的多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)，其特征在于，任意兩根發(fā)射天線s、p的第ki個導頻載波上的導頻符號的相位差為θisp，其中θisp=2πi(s-p)Nt,]]>總發(fā)射天線數(shù)為Nt。
9.一種發(fā)射機，其特征在于，該發(fā)射機包括如權利要求5-8中任一項所述的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)。
10.一種接收機，其特征在于，用于接收由權利要求5-8中任一項所述的導頻序列發(fā)送系統(tǒng)所發(fā)送的導頻序列。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多天線多載波系統(tǒng)的導頻序列發(fā)送方法，包括確定導頻載波個數(shù)M并將導頻載波分組，M不少于總發(fā)射天線數(shù)乘以信道多徑數(shù)的積，并且M為總發(fā)射天線數(shù)的偶數(shù)倍，每組內導頻載波的個數(shù)為總發(fā)射天線數(shù)的兩倍，并且每組內導頻載波交叉等間隔分布；所有發(fā)射天線在相同的傳輸符號和導頻載波上發(fā)送導頻序列，其中不同發(fā)射天線的導頻序列彼此等功率分布和相位正交。本發(fā)明還公開了一種導頻序列發(fā)送裝置以及發(fā)射機和接收機。應用本發(fā)明以后，降低了保護頻帶對導頻序列正交性的影響。另外，在實際應用中可以根據(jù)系統(tǒng)設計的要求，適當選取合理的導頻開銷，使系統(tǒng)的性能接近理想信道估計的性能下界。
文檔編號H04B1/00GK1917394SQ20061012686
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月7日 優(yōu)先權日2006年9月7日
發(fā)明者張建華, 周雯, 張平, 王吉濱, 李 杰 申請人:華為技術有限公司, 北京郵電大學