專利名稱：高頻電路和使用了該電路的通信裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及可在至少兩個通信系統(tǒng)中共用，具有發(fā)送功率的檢波功能的高頻電路和使用了該電路的電子設備間的無線傳送用通信裝置。
背景技術：
現(xiàn)在，廣泛使用了基于以IEEE802.11標準為代表的無線LAN的數(shù)據(jù)通信。例如，作為代替?zhèn)€人計算機(PC)、打印機、硬盤、寬帶路由器等的PC的外圍設備、FAX、冰箱、標準電視(SDTV)、高清晰電視(HDTV)、數(shù)字相機、數(shù)字攝像機、便攜電話等的電子設備、汽車內(nèi)或飛機內(nèi)的有線通信的信號傳送單元而被采用，在各個電子設備之間進行無線數(shù)據(jù)傳送。
作為無線LAN的標準，有IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g。IEEE802.11a使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiples正交頻分復用)調(diào)制方式，在5GHz的頻帶中支持最大54Mbps的高速數(shù)據(jù)通信。IEEE802.11b使用DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum直接序列頻譜擴散)方式，在不允許無線而可自由利用的2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific and Medical工業(yè)、科學和醫(yī)療)頻帶中支持5.5Mpbs和11Mbps的高速通信。另外，IEEE802.11g使用OFDM調(diào)制方式，與IEEE802.11b相同，在2.4GHz頻帶中最大支持54Mbps的高速數(shù)據(jù)通信。
WO03/092997記載了這種無線LAN用多頻帶通信裝置。用于該多頻帶通信裝置的高頻電路如圖15所示，具有可在通信頻帶不同的兩個通信系統(tǒng)(IEEE802.11a、IEEE802.11b)中發(fā)送接收的兩個雙波段天線、具有切換發(fā)送側電路和接收側電路之間的連接的4個端口的高頻開關SW1、在高頻開關SW1的一個端口和發(fā)送側電路之間配置的雙工器3、在高頻開關SW1的另一端口和接收側電路之間配置的雙工器5，可以進行分集接收。
作為即使在歐洲也使用的無線LAN的通信系統(tǒng)，有IEEE802.11h，其例如在由于終端和基站接近，故在即使抑制發(fā)送功率也可進行良好的通信時，要求抑制發(fā)送功率的TPC(Transmission Power Control)功能。因此，需要比現(xiàn)有的無線LAN高精度地控制輸出功率。
現(xiàn)有的無線LAN用功率控制電路如WO03/092997的圖15所示那樣，在功率放大器PA1和發(fā)送的雙工器3之間具有耦合器，通過由檢波用二極管D2和平滑電路C2、R2構成的檢波器來整流來自耦合器的檢波信號，并根據(jù)所得到的檢波電壓來控制RFIC的輸出信號。在該功率控制電路中，2.4GHz頻帶的PA1和5GHz頻帶的PA2兩者需要耦合器和由檢波用二極管和平滑電路構成的檢波器，并且，還需要選擇2.4GHz頻帶和5GHz頻帶的檢波電壓端子的模擬開關6。因此，部件數(shù)量多，通信裝置的小型化困難。
為了解決該問題，日本專利3371887號公開了如圖16所示,在雙工器3的公共端子上配置耦合器7的電路。該電路的部件數(shù)可以減小為圖15所示的檢波電路的1/2以下，且由于可以在接近于天線的位置上監(jiān)視輸出功率，所以可以期待檢波精度的提高。但是，由于圖16的電路需要檢波2.4GHz頻帶和5GHz頻帶兩者的發(fā)送功率，所以對耦合器的耦合度頻率依賴性大的情況下，使輸出功率和檢波電壓的關系一定非常困難。
進一步，為了檢波2.4GHz頻帶和5GHz頻帶兩者的發(fā)送功率，需要設置檢波用二極管(短路二極管)，但是因二極管的檢波造成的失真，產(chǎn)生了高次諧波信號。高次諧波信號主要有發(fā)送信號的2倍或3倍的頻率，這些高次諧波有向耦合器方向反射，并經(jīng)過耦合器，大部分從天線發(fā)射的問題。對于耦合器的耦合度的頻率依賴性，例如一般的小型、低損耗的層積耦合器的耦合度在2.4GHz頻帶和5GHz頻帶分別為-15dB和-10dB，該差直接反映在檢波電壓上。這時，如圖14所示，例如相對于由天線端輸出+20dBm時的檢波電壓在2.45GHz下為+0.5V，在5.4GHz下為+1V。為了實現(xiàn)了TPC功能，必需減少由這種頻率造成的檢波電壓的偏差。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種降低檢波用二極管產(chǎn)生的高次諧波信號，對多個頻率的檢波電壓的偏差小，部件數(shù)量少的高頻電路。
本發(fā)明的另一目的是提供一種基于具有該高頻電路的無線LAN的通信裝置。
本發(fā)明的第一高頻電路，其特征在于，其包括耦合器，其具有主線路和副線路，該主線路和副線路具有發(fā)送信號的輸入端和輸出端；檢波器，其具有從來自所述耦合器的副線路的高頻信號中檢波發(fā)送功率的檢波用二極管；和高次諧波降低電路，其設置在所述耦合器的副線路和所述檢波用二極管之間。
本發(fā)明的第二高頻電路，用于有選擇地使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙波段無線裝置，其包括雙工器，其將與功率放大器的輸出側相連的所述第一和第二頻帶的發(fā)送信號的其中之一送到天線；耦合器，其具有與所述雙工器的公共端相連的主線路和副線路；檢波器，其具有從來自所述耦合器的副線路的高頻信號中檢波發(fā)送功率的檢波用二極管；和高次諧波降低電路，其設置在所述耦合器的副線路和所述檢波用二極管之間。
所述高次諧波降低電路最好是由一個以上的傳送線路和一個以上的電容構成的低通濾波器電路或陷波濾波器電路，或由一個以上的電阻構成的衰減器電路。雖然現(xiàn)有技術中在發(fā)送接收信號通過的主路徑上設置了高次諧波降低電路，但是本發(fā)明中，是配置在耦合器和檢波用二極管之間。由此，可以大幅度減少發(fā)送接收信號通過的主路徑的傳送損失，結果，通信的高質量化和低消耗功率化成為可能。
最好將構成本發(fā)明的高頻電路的高次諧波降低電路的低通濾波電路或陷波濾波電路的衰減極點調(diào)整為通常頻帶的2倍或3倍的頻率，而在通過頻帶的頻率上不進行衰減。由此，可以使檢波電壓仍保持一定而僅降低高次諧波信號。
所述低通濾波電路和陷波電路，在檢波的信號的通過為較窄頻帶的情況下有效。
在用于有選擇地使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙頻段無線裝置的情況下，由于由一個以上的電阻構成的衰減器電路在寬帶中衰減信號，所以比低通濾波電路和陷波濾波電路更為優(yōu)選。例如，在第一頻帶為2.4GHz頻帶，第二頻帶為5GHz頻帶的情況下，由于第一頻帶的2倍高次諧波信號大致為5GHz，所以在低通濾波電路和陷波濾波電路中5GHz頻帶的檢波不充分，但是衰減器電路不僅衰減來自耦合器的檢波信號，還衰減由檢波用二極管產(chǎn)生的高次諧波信號的反射波。在使用衰減器電路的情況下，有為了使檢波電壓一定而增大耦合器的耦合度的需要，但是有在寬帶中可確保充分的衰減量的優(yōu)點。
所述高次諧波降低電路作為使第一頻帶(例如2.4GHz頻帶)和第二頻帶(例如5GHz頻帶)的發(fā)送信號的2倍或3倍的頻率衰減的陷波濾波器，最好由電感，二極管、電容、電阻和電源端子構成，使用通過向所述電源端子施加的電壓進行衰減的諧振頻率可變的可變陷波濾波器。通過可變陷波濾波器的電源端子的ON/OFF，在將第一頻帶的發(fā)送信號送到天線時，將衰減極點設置為第一發(fā)送信號的2倍的頻率，將第二頻帶的發(fā)送信號送到天線，此時，由于可以設置為第二發(fā)送信號的2倍高次諧波的頻率，所以通過切換兩者的頻帶的衰減極點可以通過一個濾波器減少2倍高次諧波發(fā)生量。
作為優(yōu)選方式，在所述耦合器的副線路和所述高次諧波降低電路之間，設有由與所述耦合器的耦合線路連接的分流電感構成的匹配電路、和/或由分流電感及在所述耦合器的耦合線路與所述檢波用二極管之間連接的相位電路構成的匹配電路。該匹配電路最好進行調(diào)整，使得第一頻帶(例如2.4GHz頻帶)中耦合器的耦合線側的阻抗和檢波用二極管側的阻抗匹配。由此，在耦合器的耦合度小，檢波電壓也小的2.4GHz頻帶中，可以使檢波電壓增加，可以減少與5GHz頻帶的檢波電壓的偏差。通過該匹配電路在史密斯圓圖上可以分別調(diào)整基于分流電感的振幅方向的阻抗匹配、和基于相位電路的相位方向的阻抗匹配。結果在2.4GHz頻帶中可以簡單調(diào)整耦合器的耦合線路和檢波用二極管的阻抗匹配。
本發(fā)明的高頻電路，優(yōu)選具有發(fā)送接收信號切換用開關電路，所述開關電路分別具有一個以上的輸入輸出發(fā)送接收信號的天線端、輸入發(fā)送信號的發(fā)送端、輸出接收信號的接收端，將所述開關電路的所述發(fā)送端連接到所述耦合器的主線路上。通過該電路結構，在第一頻帶為2.4GHz頻帶，第二頻帶為5GHz頻帶的情況下，可以得到能適應于IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g的通信系統(tǒng)的雙頻段RF前置電路。另外，通過該電路結構，也能得到2.4GHz頻帶或5GHz頻帶的單一頻段用的RF前置電路。
本發(fā)明的通信裝置，其具有上述高頻電路。


圖1是表示具有基于本發(fā)明的一實施例的高次諧波降低電路的高頻電路的框圖；圖2是表示具有基于本發(fā)明的另一實施例的高次諧波降低電路的高頻電路的框圖；圖3是表示具有基于本發(fā)明的又一實施例的高次諧波降低電路的高頻電路的框圖；圖4是表示具有基于本發(fā)明的又一實施例的高次諧波降低電路和匹配電路的高頻電路的框圖；圖5是表示在圖4的高頻電路上添加開關電路和分波電路后構成的本發(fā)明的另一實施例的高頻電路的框圖；圖6是表示具有本發(fā)明的又一實施例的高次諧波降低電路的高頻電路的框圖；圖7是表示用于本發(fā)明的高次諧波降低電路的低通濾波器的一例的圖；圖8是表示用于本發(fā)明的高次諧波降低電路的陷波濾波器的一例的圖；圖9是表示用于本發(fā)明的高次諧波降低電路的衰減器的一例的圖；圖10是表示圖1的高次諧波降低電路的高次諧波衰減特性的曲線；圖11是表示圖2的高次諧波降低電路的高次諧波衰減特性的曲線；圖12是表示圖3的高次諧波降低電路的高次諧波衰減特性的曲線；圖13是表示圖4的高頻電路中的輸出功率和檢波電壓的關系的曲線；
圖14是表示現(xiàn)有的高頻電路中的輸出功率和檢波電壓的關系的曲線；圖15是表示具有現(xiàn)有的檢波功能的高頻電路的一例的框圖；圖16是表示具有現(xiàn)有的檢波功能的高頻電路的另一例的框圖。
具體實施例方式
圖1表示本發(fā)明的一實施例的高頻電路。該高頻電路由雙工器3、耦合器2、由檢波用二極管D1和平滑電路4’構成的檢波器4、在耦合器2和檢波用二極管D1之間連接的高次諧波降低電路1構成。雙工器3通過例如由LC電路構成的低通濾波器和高通濾波器的組合構成。耦合器2由主線路L3、副線路L2和電阻R1構成。在耦合器2的副線路L2側的耦合線路CL上串聯(lián)連接高次諧波降低電路1和檢波器4。將檢波器4內(nèi)的檢波用二極管D1的陽極端子1g連接到高次諧波降低電路1，將陰極端子1h連接到平滑電路4’。
向雙工器3的輸入端1a和1b分別輸入2.4GHz頻帶(IEEE802.11b)的發(fā)送信號和5GHz頻帶(IEEE802.11a)的發(fā)送信號，將從雙工器3向天線發(fā)送的發(fā)送信號從輸入端1e輸入到耦合器2，并從耦合器2的輸出端1c輸出。由于主線路L3和副線路L2高頻耦合，所以將發(fā)送信號的一部分輸出到耦合線路CL的耦合端1f。
將經(jīng)過了耦合器2和高次諧波降低電路1的高頻信號輸入到檢波用二極管，僅向陰極端子1h傳播超過了檢波用二極管D1的順電壓的高頻信號，并通過平滑電路4’轉換為直流后，作為耦合器的直流電壓輸出到檢波端子1d。反饋該檢波信號，并經(jīng)RFIC電路等用于發(fā)送功率放大器的控制。
反射基于檢波用二極管D1的整流時產(chǎn)生的高次諧波信號，并經(jīng)耦合2器從天線發(fā)射。為了防止該情況，如圖1所示，設置了高次諧波降低電路1。高次諧波降低電路1由將衰減極點設置為例如5GHz頻帶的2倍波即10GHz頻帶的π型低通濾波器構成。衰減極點根據(jù)電路結構設置為2.4GHz頻帶的3倍高次諧波頻帶或5GHz頻帶的2倍或3倍的高次諧波頻帶。作為高次諧波降低電路1的另一例，舉出由圖7(a)和(b)所示的LC電路構成的低通濾波器和圖8(a)和圖8(b)所示的陷波濾波器。低通濾波器在超過衰減極點的頻率上得到了大的衰減量，但是由于元件數(shù)多，所以不適合于小型化。然而，陷波濾波器在超過了衰減極點的頻率上的衰減量小，但是由于元件少，所以小型化容易。通過將高次諧波降低電路1連接到檢波用二極管D1的陽極，可以檢測出正的檢波電壓。
圖2表示由衰減器(attenuator)AT構成高次諧波降低電路1的例子。衰減器AT因由電阻形成的電壓降而降低了高次諧波信號的強度。圖9(a)和(b)表示由多個電阻構成的衰減器的具體例。一般由多個電阻構成的衰減器與由一個電阻構成的衰減器相比，在寬帶得到了高衰減量，但是對小型化不利。
對于由圖1所示的π型低通濾波器構成的高次諧波降低電路1和由圖2所示的衰減器AT構成的高次諧波降低電路1，來測量2.4GHz頻帶和5GHz頻帶中的2倍高次諧波發(fā)生量(dBm)的特性值。圖10和圖11分別表示結果。從圖10和圖11可以看出，在圖10的2.4GHz頻帶之外，可以確認10dB以上的高次諧波產(chǎn)生抑制效果。關于低通濾波器中2.4GHz頻帶的高次諧波抑制效果沒有提高是因為將低通濾波器的衰減極點設置為10GHz。
圖3表示高次諧波降低電路1由可變陷波濾波器構成的高頻電路的例子?？勺兿莶V波器VNF由傳送線路或電感L6、扼流線圈17、電容C1、二極管開關D5和電阻R1構成。傳送線路L6、二極管D5和電容C1形成串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率根據(jù)二極管D5的ON/OFF狀態(tài)而變化。即，通常二極管在ON狀態(tài)下接近于短路，在OFF狀態(tài)下具有0.1～1.0pF的電容值。因此，在ON狀態(tài)下，形成L6和C1的串聯(lián)諧振電路，在OFF狀態(tài)下形成L6和C1及二極管D5的電容值的串聯(lián)諧振電路。因此，可以通過二極管D5的ON/OFF改變諧振電路的衰減極點。
圖12表示圖3所示的可變陷波濾波器VNF的特性。可變陷波濾波器VNF在二極管D5為ON狀態(tài)下，在作為第一發(fā)送信號的2.4GHz的2倍頻率(約5GHz)具有衰減極點，在二極管D5OFF狀態(tài)下在作為第二發(fā)送信號的5GHz的2倍的頻率(約10GHz)具有衰減極點。由于二極管D5在ON和OFF的情況下各自的諧振頻率可以通過L6和C1的組合來任意調(diào)整，所以還可以將衰減極點設置為3倍波的頻率。為了使二極管D5為ON狀態(tài)，需要向二極管D5施加約0.5V以上的電壓并流過直流電流，為了流過該直流電流，需要軛流線圈L7。軛流線圈L7最好為2nH以上，使其對2.4GHz和5GHz頻帶的信號，阻抗變大。在本實施例中使用了5.6nH。在二極管D5的陽極和電源端子V1之間設置電阻R1，來限制在二極管D5中流過的電流值。在本實施例中電阻R1為2kΩ。
圖4表示本發(fā)明的又一實施例的高頻電路。該高頻電路在耦合器2的副線路L2和高次諧波降低電路1之間具有匹配電路5。匹配電路5由分流電感L1和相位電路L4構成，從耦合端1f輸入耦合信號，并經(jīng)衰減器AT輸出到檢波用二極管D1。分流電感L1和相位電路L4的常數(shù)被設置成，2.4GHz頻帶中的耦合端1f的阻抗和檢波用二極管D1側的耦合端li的阻抗匹配。通過匹配電路5在史密斯圓圖上可以分別調(diào)整基于分流電感L1的振幅方向的阻抗匹配和基于相位電路L4的相位方向的阻抗匹配。因此，可以簡單調(diào)整2.4GHz頻帶中的耦合端和檢波用二極管D1的阻抗匹配。由此，在圖13所示的現(xiàn)有電路中，即使在耦合器的耦合度小，檢波電壓也小的2.4GHz頻帶中，也可以使檢波電壓增加，由此，也可減少與5GHz頻帶的檢波電壓的偏差。
圖13表示圖4所示的高頻電路中的輸出功率和檢波電壓的關系。與圖14所示的現(xiàn)有電路的情況相比，顯著減少了2.4GHz頻帶的檢波電壓和5GHz頻帶的檢波電壓的差。
根據(jù)圖4所示的實施例，實現(xiàn)了由高次諧波降低電路1進行的高次諧波的降低、由匹配電路5進行的耦合度的頻率偏差的抑制及對應于檢波電壓的頻率的偏差的抑制兩者。
在圖4所示的實施例中，雖然匹配電路5具有分流電感L1和相位電路L4兩者，但是還可通過耦合端1f和檢波用二極管D1之間的阻抗匹配來改變。例如，作為匹配電路5，可以僅插入分流電感L1，也可僅插入相位電路L4。由此，實現(xiàn)了阻抗匹配和兩者的小型化。
圖5表示基于本發(fā)明的又一實施例的高頻電路。該高頻電路包括發(fā)送接收信號的切換DPDT(dual-pole，dual-throw)開關電路8，開關電路8具有可在2.4GHz頻帶和5GHz頻帶下進行發(fā)送接收的至少兩個多波段天線端子5a、5b、輸入2.4GHz頻帶和5GHz頻帶的發(fā)送信號的發(fā)送端1c、和輸出2.4GHz頻帶和5GHz頻帶的接收信號的接收端子5c。開關電路8的接收端子5c連接到對2.4GHz頻帶和5GHz頻帶的接收信號進行分波的的接收用雙工器5。發(fā)送端1c連接到與圖4所示相同的高頻電路的耦合器2的輸出端。比發(fā)送用雙工器3的輸入端1a、1b后級的電路結構和比接收用雙工器5的輸出端5d、5e后級的電路結構如圖15所示。
根據(jù)該電路結構，得到了可適用于IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g的多波段通信系統(tǒng)的RF前端電路。該高頻電路由于對于頻率的檢波電壓的偏差小，部件數(shù)量少，所以可進行小型化。因此，最適合于具有TPC功能的IEEE802.11h的多波段通信裝置。另外圖5中，將圖4所示的高頻電路連接到發(fā)送端子1c上，但是即使連接圖1～3的高頻電路的其中之一也可得到相同的效果。
以上，雖然說明了與2.4GHz頻帶和5GHz頻帶兩個頻帶對應的高頻電路，但是本發(fā)明并不限于此。例如如圖6所示，還可用于通過設置SPDT(Single-pole，dual-throw)開關電路9來切換一個頻帶的發(fā)送接收信號的通信系統(tǒng)，所述開關電路9切換天線端子5a、輸入來自功率放大器(poweramplifier)的發(fā)送信號的發(fā)送端1c、和向低噪聲放大器輸出接收信號的接收端子5c。在該系統(tǒng)中，由于發(fā)送端1c連接到圖4所示的高頻電路的耦合器2的輸出端，所以可得到本發(fā)明的效果。
發(fā)明的效果本發(fā)明的高頻電路由于在耦合器的副線路上連接高次諧波降低電路，所以具有對應于兩個發(fā)送路徑的檢波功能，可以降低從檢波用二極管反射的高次諧波發(fā)生量。進一步，通過設置匹配電路，由于對于兩個頻率的檢波電壓的偏差變小，且由于部件數(shù)目少，所以得到了小型化成為可能的高頻電路。若使用這種高頻電路，則可以得到最適合于具有TPC功能的IEEE802.11h的通信系統(tǒng)的無線LAN等的通信裝置。
權利要求
1.一種高頻電路，其包括耦合器，其具有主線路和副線路，該主線路和副線路具有發(fā)送信號的輸入端和輸出端；檢波器，其具有從來自所述耦合器的副線路的高頻信號中檢波發(fā)送功率的檢波用二極管；和高次諧波降低電路，其設置在所述耦合器的副線路和所述檢波用二極管之間。
2.一種高頻電路，用于有選擇地使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙波段無線裝置，其包括雙工器，其將與功率放大器的輸出側相連的所述第一和第二頻帶的發(fā)送信號的其中之一送到天線；耦合器，其具有與所述雙工器的公共端相連的主線路和副線路；檢波器，其具有從來自所述耦合器的副線路的高頻信號中檢波發(fā)送功率的檢波用二極管；和高次諧波降低電路，其設置在所述耦合器的副線路和所述檢波用二極管之間。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的高頻電路，其特征在于所述高次諧波降低電路是由一個以上的傳送線路和一個以上的電容構成的低通濾波器電路或陷波濾波器電路，或由一個以上的電阻構成的衰減器電路。
4.根據(jù)權利要求3所述的高頻電路，其特征在于所述陷波濾波器由電感，二極管、電容、電阻和電源端子構成，通過向所述電源端子施加的電壓而衰減的諧振頻率可變。
5.根據(jù)權利要求1-4中的任一項所述的高頻電路，其特征在于在所述耦合器的副線路和所述高次諧波降低電路之間，設有由與所述耦合器的耦合線路連接的分流電感構成的匹配電路、和/或由分流電感及在所述耦合器的耦合線路與所述檢波用二極管之間連接的相位電路構成的匹配電路。
6.根據(jù)權利要求1-5中的任一項所述的高頻電路，其特征在于具有發(fā)送接收信號切換用開關電路，所述開關電路分別具有一個以上的輸入輸出發(fā)送接收信號的天線端子、輸入發(fā)送信號的發(fā)送端、輸出接收信號的接收端，將所述開關電路的所述發(fā)送端連接到所述耦合器的主線路上。
7.一種通信裝置，其具有權利要求1-6中的任一項所述的高頻電路。
全文摘要
一種高頻電路，用于有選擇地使用第一和第二頻帶來進行無線通信的雙頻段無線裝置，包括雙工器，其將與功率放大器的輸出側相連的所述第一和第二頻帶的發(fā)送信號的其中之一送到天線；耦合器，其具有與所述雙工器的公共端相連的主線路和副線路；檢波器，其具有從來自所述耦合器的副線路的高頻信號中檢波發(fā)送功率的檢波用二極管；和高次諧波降低電路，其設置在所述耦合器的副線路和所述檢波用二極管之間。
文檔編號H04L12/28GK1870555SQ20061007322
公開日2006年11月29日 申請日期2006年4月5日 優(yōu)先權日2005年4月7日
發(fā)明者深町啟介, 釰持茂 申請人:日立金屬株式會社