專利名稱：在多進(jìn)多出通信系統(tǒng)中檢測并解碼信號的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及用于在多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)中檢測并解碼信號的方法。
背景技術(shù)：
多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)使用多個發(fā)送天線和多個接收天線來發(fā)送和接收數(shù)據(jù)。將由Nt個發(fā)送天線和Nr個接收天線形成的MIMO信道劃分為多個獨(dú)立的空間子信道。因為MIMO系統(tǒng)采用多個發(fā)送/接收天線，所以它就信道容量而言勝過單進(jìn)單出(SISO)天線系統(tǒng)。傳統(tǒng)地，MIMO系統(tǒng)經(jīng)受導(dǎo)致碼間干擾(ISI)的頻率選擇性衰落。ISI導(dǎo)致已接收的信號內(nèi)的每一個碼元使其它連續(xù)碼元失真。這個失真降低了已接收的碼元的檢測準(zhǔn)確性，并且其是影響被設(shè)計為在高信噪比(SNR)的環(huán)境中進(jìn)行操作的系統(tǒng)的重要噪聲因素。為了除去ISI，在接收端級必須對已接收的信號執(zhí)行均衡處理。這個均衡需要高處理復(fù)雜度。
另一方面，作為空分復(fù)用方案之一的垂直-貝爾實(shí)驗室分層時空(V-BLAST)體系結(jié)構(gòu)提供了性能和復(fù)雜度之間極好的折衷。該V-BLAST方案使用線性和非線性檢測技術(shù)二者。換言之，V-BLAST方案在檢測之前抑制來自已接收信號的干擾，并使用所檢測的信號除去干擾。
當(dāng)使用正交頻分復(fù)用(OFDM)方案時，有可能以低復(fù)雜度進(jìn)行用于所接收信號的均衡處理。OFDM系統(tǒng)將系統(tǒng)頻帶劃分為多個子信道，調(diào)制這些子信道的數(shù)據(jù)，并發(fā)送已調(diào)制的數(shù)據(jù)。子信道根據(jù)在發(fā)送和接收天線之間的傳輸路徑而經(jīng)受不同的頻率選擇性衰落。通過用循環(huán)前綴為每個OFDM碼元加上前綴可以有效地除去由這個衰落現(xiàn)象所導(dǎo)致的ISI。因此，當(dāng)將OFDM方案應(yīng)用到MIMO系統(tǒng)時，不用為所有實(shí)際的目而考慮ISI。
為此，期望選擇基于V-BLAST方案的檢測算法的MIMO-OFDM系統(tǒng)作為下一代移動通信系統(tǒng)。然而，傳統(tǒng)的V-BLAST方案具有嚴(yán)重的缺點(diǎn)。存在在判定反饋處理中固有的、由于誤差傳播而導(dǎo)致的性能降低。研究并提出了各種方法來克服這個性能下降。然而，這些方法產(chǎn)生了新的問題，例如增加了接收級的處理復(fù)雜度。這個復(fù)雜度根據(jù)調(diào)制級別和天線數(shù)目而增加。當(dāng)前提出的方法是基于檢測和解碼之間的迭代處理而沒有顯著增加整體處理復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
因此，已經(jīng)設(shè)計了本發(fā)明來解決在當(dāng)前技術(shù)中出現(xiàn)的上面和其它問題。本發(fā)明的目的是提供用于檢測和解碼信號的方法，其可以通過在用于已接收信號的均衡處理中考慮判定誤差的同時檢測信號來提高所接收的信號的可靠性。
本發(fā)明的又一個目的是提供用于檢測和解碼信號的方法，其可以通過優(yōu)化用于逐個信道層的信號檢測次序來提高系統(tǒng)性能。
本發(fā)明的又一個目的是提供用于檢測和解碼信號的方法，其可以通過為一個信道設(shè)置信號檢測次序并將該設(shè)置的信號檢測次序應(yīng)用到所有信道來減小復(fù)雜度。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種用于在基于MIMO-OFDM的通信系統(tǒng)中檢測和解碼信號的方法，包括以下步驟通過多個接收天線來接收信號；考慮在碼元判定時間出現(xiàn)的判決誤差并從已接收的信號中檢測碼元；以及從所檢測的碼元恢復(fù)所發(fā)送的原始數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，使用基于最小均方誤差(MMSE)的均衡矩陣來檢測碼元。均衡矩陣表示為方程(1)G=Hi*(HiHi*+1σs2H^i-1Qe^i-1H^i-1*+αIM)-1---(1)]]>其中，Hi是用于第i個信號的信道矩陣，*是復(fù)共扼，e是估計誤差，Qe是e的判定誤差協(xié)方差矩陣、α=σn2σs2,]]>以及I是單位矩陣。
這樣設(shè)計均衡矩陣，以使得誤差e＝xi-Gyi的均方值最小。
通過方程(2)計算判決誤差協(xié)方差矩陣Qe 其中對應(yīng)于條件期望值的 指示由于與x^m≠xm]]>和x^n≠xn]]>相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致出現(xiàn)的誤差em和en。
判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素 指示所檢測的碼元的均方誤差值。
判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素 是考慮由于與 相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致的判定誤差em的方差的值。
在判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素中具有最小值的分量的位置確定了信號檢測次序。
檢測碼元的步驟包括以下步驟使用先前解碼處理中的已解碼的原始數(shù)據(jù)來估計先前傳送的碼元；并且從所接收的信號中除去估計的碼元的分量。
檢測碼元的步驟包括設(shè)置用于通過相同的子信道來接收信號的層的檢測次序的步驟。
層的檢測次序被設(shè)置為從具有最高信道容量的層開始的下降次序。
通過方程(3)來計算信道容量Cn=Σk=1NcCnk]]>其中n＝1，...，N(3)其中Cnk定義為用于第k子信道中的第n層的信道容量，通過方程(4)來計算CnkCnk＝log2(1+SINRnk) (4)以從其中用于第n層的矩陣Mn為最小的層開始的上升次序設(shè)置檢測次序。
通過方程(5)計算矩陣MnMn=Πk=1Nc[((ρ/N)H‾k*Hk+IN)-1]nn]]>其中n＝1，...，N (5)其中H是信道矩陣，ρ是每個接收天線中的平均已接收功率噪聲比，而I是單位矩陣。
僅僅為一個特定子信道確定各層之間的檢測次序，并且將相同的次序應(yīng)用到所有子信道。


通過接下來結(jié)合附圖的詳細(xì)描述，將更清楚地理解本發(fā)明的上面和其它目的和優(yōu)點(diǎn)，其中圖1說明了應(yīng)用了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空0FDM系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)；圖2說明了根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例、應(yīng)用了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統(tǒng)中的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)；
圖3是說明在本發(fā)明的信號檢測和解碼方法中使用的條件概率的16-正交幅度調(diào)制(16QAM)星座圖(constellation)；圖4說明了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例、應(yīng)用了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統(tǒng)中的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)；圖5說明了就幀誤差而言、當(dāng)應(yīng)用了16QAM時，在本發(fā)明的信號檢測和解碼方法與傳統(tǒng)的V-BLAST方法之間的性能比較結(jié)果；以及圖6說明了就幀誤差而言，當(dāng)應(yīng)用了64QAM時，在本發(fā)明的信號檢測和解碼方法與傳統(tǒng)的V-BLAST方法之間的性能比較結(jié)果。
具體實(shí)施例方式
下面將結(jié)合附圖在此詳細(xì)描述本發(fā)明。
圖1說明了應(yīng)用了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)。
在圖1中，OFDM發(fā)射機(jī)具有第一串并(S/P)轉(zhuǎn)換器110，用于將輸入位流轉(zhuǎn)換為多個并行信號流；以及與從第一S/P轉(zhuǎn)換器110輸出的信號流相關(guān)聯(lián)的信號處理器單元。信號處理單元包括編碼器121-1～121-n，用于對信號流進(jìn)行編碼；交織器123-1～123-n，用于交織從編碼器121輸出的信號；位/碼元映射器125-1～125-n，用于對從交織器123輸出的信號執(zhí)行位/碼元映射處理；第二S/P轉(zhuǎn)換器127-1～127-n，用于將從位/碼元映射器125輸出的碼元流轉(zhuǎn)換成為多個并行碼元流；以及逆快速傅立葉變換(IFFT)處理器129-1～129-n，用于對從第二S/P轉(zhuǎn)換器127輸出的并行碼元流執(zhí)行IFFT處理，以便通過NT個發(fā)送天線TX 1～TX N來發(fā)送信號。
圖2說明了根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例、應(yīng)用了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統(tǒng)中的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。
在圖2中，OFDM接收機(jī)具有快速傅立葉變換(FFT)處理器210-1～210-m，用于對通過MR個接收天線RX 1～RX M接收的信號執(zhí)行FFT處理；信號檢測單元220，用于處理從FFT處理器210-1～210-m輸出的并行信號，并輸出與FFT處理器210-1～210-m相關(guān)聯(lián)的并行信號流；以及信號處理單元，用于根據(jù)與FFT處理器210-1～210-m相關(guān)聯(lián)的信號、處理從信號檢測單元220輸出的并行信號流。這些信號處理單元包括并串(P/S)轉(zhuǎn)換器231-1～231-m，用于將與FFT處理器210-1～210-m相關(guān)聯(lián)的并行信號轉(zhuǎn)換為串行碼元流；解映射器233-1～233-m，用于對從P/S轉(zhuǎn)換器231輸出的碼元流進(jìn)行解映射，并輸出信號流；解交織器235-1～235-m，用于解交織從解映射器233輸出的信號流；以及解碼器237-1～237-m，用于對從解交織器235輸出的信號進(jìn)行解碼并輸出原始數(shù)據(jù)。
在本發(fā)明中，假設(shè)為接收機(jī)預(yù)定了信道狀態(tài)信息(CSI)。本發(fā)明考慮基于零平均復(fù)值和離散時間頻率選擇性衰落MIMO-OFDM信道模型的基帶信號模型。
當(dāng)將N維的復(fù)發(fā)送信號矢量和N維的復(fù)接收信號矢量定義為xk和yk時，由方程(6)表示通過第k個子載波接收的信號yk＝Hkxk+nk(6)其中 以及nk=n1···nM,k]]>假設(shè)用于獲得最大容量的xk的總功率是P，并且發(fā)射機(jī)不知道信道狀態(tài)，則必須根據(jù)方差σS2將發(fā)射信號功率平均分布在N個發(fā)送天線之間。用方程(7)定義xk的協(xié)方差矩陣 其中，E[·]和(·)分別表示期望值和復(fù)共軛轉(zhuǎn)置矩陣，IN是大小為N的單位矩陣，附加項(additional term)nk具有方差σn2，并且是獨(dú)立同分布的復(fù)高斯噪聲。
Hk的信道系數(shù)hji，k表示從第i個發(fā)送天線到第j個接收天線的路徑增益。將路徑增益模型化為在逐維基礎(chǔ)上具有方差0.5的獨(dú)立復(fù)高斯隨機(jī)參數(shù)的樣本。如果根據(jù)多于半波長來劃分通信鏈路上的每一級的天線，則保持了獨(dú)立路徑。
在本發(fā)明中新引入考慮誤差傳播的分層時空OFDM系統(tǒng)的信號模型。
用表示從第n個天線發(fā)送的碼元的xn和表示具有表示矢量的轉(zhuǎn)置的(·)T的矢量信號的x＝[x1x2...xN]T來定義發(fā)送碼元。為了方便，通過由Foschini提出的V-BLAST方案中的最優(yōu)檢測次序來指定判定次序 表示為層n檢測的碼元，而hn表示H的第n行。
xi＝[xixi+1...xN]T，Hi＝[hihi+1...hN]，x^i-1=[x^1x^2...x^i-1]T,]]>以及H^i-1=[h1h2...hi-1].]]>在傳統(tǒng)的V-BLAST算法中，預(yù)先檢測碼元矢量 直到從在第i步驟中接收的矢量信號中除去了第(i-1)步驟為止。結(jié)果，可以用方程(8)表示已校正的接收矢量yiyi=y-H^i-1x^i-1]]>=Hixi+n]]>(8)在方程(8)中，假設(shè)校正了先前的判定(即，x^n=xn,]]>其中n＝1，2，...，i-1)。這個信號檢測處理將未檢測的信號{xi，xi+2，...，xN}當(dāng)作干擾，并使用如最小均方誤差(MMSE)方案中的線性趨零處理來執(zhí)行該信號檢測處理。方程(8)要求預(yù)先檢測的矢量碼元 的準(zhǔn)確性。在存在判定誤差的情況中，將方程(8)重新寫為方程(9)yi=Σj=iNhjxj+Σj=1i-1hj(xj-x^j)+n]]>=Hixi+H^i-1e^i-1+n]]>(9)其中e^i-1=[e1e2···ei-1]T,]]>且en=xn-x^n.]]>接下來，將描述基于方程(9)的新信號模型的MMSE算法。
本發(fā)明使用基于考慮了判定誤差的MMSE準(zhǔn)則的趨零矩陣。在MMSE準(zhǔn)則中，這樣設(shè)計均衡矩陣G以便最小化誤差e＝xi-Gyi的均方值，并且可以使用如方程(10)所表示的在均方估計中眾所周知的正交原理獲得 均衡矩陣G滿足方程(11) 其中將協(xié)方差矩陣定義為QAB＝E[AB]和QA＝E[AA]。
可以根據(jù)方程(9)和方程(11)將α=σn2σs2]]>和G表達(dá)為方程(12)G=QxiyiQyi-1]]> (12)其中Qxi=σS2IN-i+1,]]>而Qn=σS2IM.]]>因此，可以將(i-1)維的判定誤差方差矩陣 定義為方程(13) 其中，*表示復(fù)共軛，而條件期望值 用于指示分別由于與x^m≠xm]]>和x^n≠xn]]>相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致的誤差em和en。
例如，對角線元素 指示由于與 相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致的判定誤差em的方差。因為其中m≠n的非對角線元素 不具有誤差之間的相關(guān)性，所以 與 相同。
當(dāng)假設(shè)先前檢測到的信號是完美的，并且沒有發(fā)生誤差傳播時，本發(fā)明中提出的均衡矩陣G就等于傳統(tǒng)的MMSE矩陣。換言之，Qe^i-1=0.]]>接下來，將描述依據(jù)本發(fā)明，基于新均衡矩陣G來確定最優(yōu)檢測次序的方法。
在設(shè)置均衡矩陣G之后，可以計算估計誤差e＝xi-Gyi的協(xié)方差矩陣Qe。使用方程(12)，用方程(14)表示協(xié)方差矩陣Qe =σS2(IN-i+1-GHi)]]>(14)對角線元素指示已檢測的碼元的均方誤差(MSE)值。因此，連續(xù)的檢測次序取決于Qe中的最小對角線元素的位置。這是等于方程(14)中的最大對角線元素GHi的位置。
接下來，將描述應(yīng)用于本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的解映射器的操作。
軟輸出解映射器和軟輸入信道解碼器的使用顯著地改善了系統(tǒng)性能是眾所周知的。首先，在已檢測的矢量信號 中進(jìn)行幾個假設(shè)之后來計算考慮檢測誤差的最優(yōu)軟位量度。
下標(biāo)t指示在矩陣Qe的主對角線上使MSE最小的位置。換言之，選擇 作為在第i步驟處的判定，其中i≤t≤N。將gt定義為與用于 的均衡器相關(guān)聯(lián)的均衡矩陣G的行。將這個均衡器矢量應(yīng)用到方程(4)中時產(chǎn)生了方程(15)z~t=gtHixi+gtH^i-1e^i-1+gtn]]>=gthtxt+Σj=ij≠tNgjhjxj+gtH^i-1e^i-1+gtn,]]>=βxt+w]]>(15)其中，β＝gtht，而且w=Σj=ij≠tNgjhjxj+gtH^i-1e^i-1+gtn.]]>為了分析方便，假設(shè)w的各項遵循復(fù)高斯分布。在輸出干擾和噪聲是高斯噪聲的假設(shè)下，可以容易地估算MMSE檢測器的誤差概率。
因為w中的每項都是獨(dú)立于其它項的，所以可以由方程(16)計算w的方差 =Σj=ij≠tN||gthj||2σS2+Σj=1i-1||gthj||2E[||ej||2|x^j]+σn2||gt||2]]>(16)在方程(16)中，第二項對應(yīng)于直到第(i-1)步驟為止的判定誤差，其顯著地影響系統(tǒng)性能。在合適地縮放偏置項之后，可以將到未偏置的解映射器的輸入編寫為方程(17)x~t=z~t/β=xt+v---(17)]]>其中v是具有方差σv2=σw2/||β||2]]>的復(fù)噪聲。
接下來，將簡單描述用于軟位信息的對數(shù)似然比(LLR)的計算。
假設(shè)S和s分別是星座圖碼元集合和集合S中的元素。則方程(17)中的 的條件概率密度函數(shù)(pdf)由方程(18)給出p(x~t|xt=s)=1πσv2exp(-||x~t-s||2σv2)---(18)]]>當(dāng)將xt的第i位定義為bti，并且將兩個互斥的子集定義為S0i={s:bti=0}]]>和S1i={s:bti=1},]]>其中i＝1，2...log2Mc，而將Mc定義為星座圖幅值|S|時，可以將bti的后LLR定義為方程(19)LLR(bti)Δ=logP[bti=0|x~t]P[bti=1|x~t]]]>=logΣs∈S0iP[xt=s|x~t]Σs∈S1iP[xt=s|x~t]]]>(19)可以通過稍微的操作而將方程(19)重新寫成如方程(20)所示LLR(bti)=logΣs∈S0iexp(-||x~t-s||2σv2)Σs∈S1iexp(-||x~t-s||2σv2)---(20)]]>為了計算σv2，必須在方程(16)中對于j＝1、2、...、i-1計算 而且這些值與第j步驟中的判定誤差概率相關(guān)聯(lián)。
接下來，將描述用于計算誤差概率的方法。
與最大似然(ML)解映射器相關(guān)聯(lián)的誤差概率相對于信號星座圖的任何旋轉(zhuǎn)不會發(fā)生改變。這意指誤差概率僅僅取決于信號星座圖內(nèi)的信號點(diǎn)之間的相對距離。將Pe定義為兩個相鄰的QAM信號點(diǎn)之間的誤差概率。同樣，Mc-QAM星座圖的最小距離由方程(21)給出dmin=6σS2MC-1---(21)]]>通過方程(22)來計算相隔最小距離dmin的兩個信號之間的誤差概率PePe=Q(dmin2σ),---(22)]]>其中，Q(x)=∫x∞12πexp(-u22)du]]>而且σ2對應(yīng)于同相或者4-正交相位方向中的噪聲方差。當(dāng)將dmin代入方程(22)中時，其導(dǎo)出方程(23)Pe=Q(6σS2(MC-1)4σ2)]]>=Q(3σS2(MC-1)σv2)]]>(23)其中使用了對于QAM碼元、σ2是噪聲方差σv2的一半的事實(shí)。如方程(24)所示，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)Q函數(shù)的準(zhǔn)確近似值在范圍0＜x＜∞之內(nèi)Q(x)≅12πexp(-x22)[(1-a)x+ax2+b]---(24).]]>其中，a＝0.344且b＝5.334。
使用這個誤差函數(shù)來估計條件期望值 和 圖3是用于說明在本發(fā)明的信號檢測和解碼方法中的條件概率計算的16-正交幅度調(diào)制(16QAM)星座圖。
在圖3中，將16個信號點(diǎn)分為三類角落點(diǎn)(SC0、SC1、SC2和SC3)；邊緣點(diǎn)(SE0、SE1、SE2、SE3、SE4、SE5、SE6、和SE7)；和內(nèi)部點(diǎn)(SI0、SI1、SI2、和SI3)。
接下來，將結(jié)合條件概率質(zhì)量函數(shù)(mass function) 來描述使用方程(23)計算 和 值的處理。條件概率質(zhì)量函數(shù) 取決于硬判定值 僅僅需要考慮以下三種情況以便涵蓋 的所有可能輸出當(dāng) 屬于角落點(diǎn)集合時，到每個鄰近信號點(diǎn)中的錯誤檢測的條件概率 如表1所示。
表1
當(dāng) 屬于邊緣點(diǎn)集合時，到每個鄰近信號點(diǎn)中的錯誤檢測的條件概率 如表2所示。
表2 當(dāng) 屬于內(nèi)部點(diǎn)集合時，到每個鄰近信號點(diǎn)的錯誤檢測的條件概率 如表3所示。
表3 這里，Q=Q(3σs2(Mc-1)σv2).]]>要注意到Q2項是可忽略的。在這個情況中，僅包括了最接近的鄰近點(diǎn)。
假設(shè)已發(fā)送的信號具有相等的可能性，則當(dāng)檢測到的信號是 時發(fā)送s的條件概率 落入上面所述的三個類別之一。
當(dāng)僅考慮兩個相鄰的星座圖信號點(diǎn)之間的誤差時，分別通過方程(25)和(26)來計算條件期望值 和 E[et|x^t]=Σs∈Nx^t(s-x^t)P(s|x^t)---(25)]]>以及E[||et||2|x^t]=Σs∈Nx^t(s-x^t)P(s|x^t)---(26)]]>其中集合 含圍繞硬判定信號點(diǎn) 的鄰近星座圖信號點(diǎn)。當(dāng)計算 和 值時，可以獲得方程(16)的噪聲方差σw2，并且可以從方程(13)獲得用于第(i+1)步驟的協(xié)方差矩陣 在上述的信號檢測和解碼方法中，復(fù)雜度由于用于計算均衡矩陣G的處理而增加。在本發(fā)明中，復(fù)雜度O(NM3)低于傳統(tǒng)方法中的O(N3)+O((N-1)3)+...+O(23)。
圖4說明了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例、應(yīng)用了信號檢測和解碼方法的編碼分層的時空OFDM系統(tǒng)中的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。
在圖4中，在根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的接收機(jī)中的FFT處理器(未示出)、信道檢測單元431、P/S轉(zhuǎn)換器433、解映射器435、解交織器437、以及解碼器439具有與第一實(shí)施例的接收機(jī)中的那些器件相同的結(jié)構(gòu)。第二實(shí)施例的接收機(jī)還包括代表性層次序判定單元440，用于判定用于FFT處理器的輸出信號中的相同子信道的層次序、并以所判定的次序?qū)⑿盘栞敵龅叫盘枡z測單元431。第二實(shí)施例的接收機(jī)還包括第二編碼器441，用于通過與相關(guān)聯(lián)的發(fā)射機(jī)相同的編碼方案來對解碼器439的輸出信號進(jìn)行編碼；第二交織器443，用于交織第二編碼器441的輸出信號；位/碼元映射器445，用于對來自第二交織器443的已交織信號執(zhí)行位/碼元映射處理；以及層消除器447，用于當(dāng)使用由位/碼元映射器445產(chǎn)生的碼元信息在信號檢測單元431中檢測到下一個重復(fù)信號時，除去相關(guān)聯(lián)的碼元的分量。
當(dāng)應(yīng)用干擾消除方法時。整個系統(tǒng)的性能受每個層被檢測到的次序的影響。在平坦衰落信道中，使用從先前步驟的解碼器輸出信號估計的判定反饋信息來除去干擾是非常有效的。換言之，當(dāng)檢測到一個層時，將用于所檢測層的所有判定值傳輸?shù)浇獯a器，并且對解碼器的輸出再次進(jìn)行編碼，并將其用于下一個層中的干擾消除。
因此，在每個檢測步驟中必須將在一個層中檢測到的所有判定值傳輸?shù)浇獯a器。
根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例，接收機(jī)在執(zhí)行干擾消除之前將根據(jù)在全部檢測處理期間的一個計算來判定全部層的檢測次序，并且將相同的檢測次序應(yīng)用到所有子信道。
根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例，用于判定檢測次序的判定單元使用信道容量值。
Cnk表示在第n層中與第k個子信道相關(guān)聯(lián)的香農(nóng)信道容量(Shannoncapacity)并且其通過方程(27)計算Cnk＝log2(1+SINRnk) (27)其中，對于未偏置的MMSE過濾，SINRnk可以表示為方程(28)SINRnk=σs2σMMSE-LE,nk2-1---(28)]]>其中σMMSE-LE，nk2是用于第k個子信道中的第n層的MMSE。當(dāng)用方程(14)替換方程(12)時，σMMSE-LE，nk2由方程(29)表示σMMSE-LE,nk2=[σs2IN-σs2H‾m]nn]]>=[σs2IN-σs2H‾k*(H‾kH‾k*+αIM)-1H‾m]]]>(29)這里，[A]ij是矩陣A的(i，j)元素。在這個情況中，將與判定誤差相關(guān)聯(lián)的項設(shè)置為0(即，Qe^i-1=0]]>)。
使用用于矩陣轉(zhuǎn)換的ABC引理，即(A+BC)-1＝A-1-A-1B(CA-1B+I)-1CA-1，可以將(29)重新寫成方程(30)σMMSE-LE,nk2=[σn2(H‾m*H‾m+αIN)-1]nn---(30)]]>當(dāng)將方程(28)和方程(30)插入到方程(27)中時，由方程(31)計算容量CnkCnk=-log2([((ρ/N)H‾k*Hk+IN)-1]nn)---(31)]]>在所有子信道上的笫n層的總?cè)萘緾n由方程(32)給出Cn=Σk=1NcCnk]]>其中，n＝1，...，N(32)可以選擇基于Cn的檢測次序。
用于選擇其中使Cn最大化的層的操作等同于用于檢索其中使方程(33)中的度量值Mn最小化的層的操作。
Mn=Πk=1Nc[((ρ/N)H‾k*Hk+IN)-1]nn]]>其中，n＝1，...，N(33)在計算了用于所有層的度量Mn之后，以Mn的上升次序確定層當(dāng)中的檢測次序。根據(jù)本發(fā)明的檢測方法中的檢測次序在每一個步驟中都可以不同。因為用于在每個步驟中更新次序的處理對于整體性能改善不是有用的，所以，當(dāng)在第一步驟中設(shè)置代表性檢測次序時，不執(zhí)行更新以便降低復(fù)雜度。如圖4所示，在信號檢測單元431之前的代表性檢測次序判定單元440中執(zhí)行代表性檢測次序判定。用值Mn設(shè)置層次序。因此，該信號檢測和解碼方法提供了用于在頻率選擇性MIMO-正交頻分多址(OFDMA)環(huán)境中判定最優(yōu)層次序的標(biāo)準(zhǔn)度量。
圖5和圖6是說明了就幀誤差而言，當(dāng)應(yīng)用了16QAM和64QAM時，在本發(fā)明的信號檢測和解碼方法與傳統(tǒng)的V-BLAST方法之間的性能比較結(jié)果的圖示。
發(fā)送天線的數(shù)目和接收天線的數(shù)目是4；使用了編碼率1/2的卷積碼(CC)；使用了基于64長度FFT的在電氣和電子工程師協(xié)會(IEEE)802.11a標(biāo)準(zhǔn)中定義的OFDM方案；以及OFDM碼元間隔是包括0.8μs的保護(hù)間隔的4μs。在這個仿真中，使用了具有指數(shù)衰減曲線的5抽頭多路徑信道。假設(shè)幀長度是一個OFDM碼元間隔。
當(dāng)如圖5所示應(yīng)用16QAM時，在1％的幀誤差率(FERFrame Error Rate)處，本發(fā)明的信號檢測和解碼方法與傳統(tǒng)的V-BLAST和解映射方法相比具有5dB和7dB的增益。當(dāng)結(jié)合了本發(fā)明的信號檢測和解碼方法時，可以獲得8dB的增益。如圖6所示，對于64QAM，可以擴(kuò)大這個性能增益。
這個改善通過在根據(jù)本發(fā)明的信號檢測和解碼方法的均衡處理中的軟位度量生成和判定誤差考慮而獲得。
如上所述，本發(fā)明的信號檢測和解碼方法使用考慮了判定誤差的新均衡矩陣G，可以明顯改善已編碼位系統(tǒng)中的系統(tǒng)性能。
期望本發(fā)明的信號檢測和解碼方法通過引入最優(yōu)軟位解映射器、利用連續(xù)干擾消除算法可以獲得與頻率、空間、時間分集相關(guān)聯(lián)的各種分集增益。
因為本發(fā)明的信號檢測和解碼方法可以通過校正均衡矩陣來提高系統(tǒng)性能，所以期望可以以接收機(jī)復(fù)雜度的最小增加來提高最大的系統(tǒng)性能。
盡管已經(jīng)結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解，可以在其中進(jìn)行形式和細(xì)節(jié)上的各種改變而不背離由接下來的權(quán)利要求所限定的本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于在基于多入多出(MIMO)-正交頻分復(fù)用(OFDM)的通信系統(tǒng)中檢測和解碼信號的方法，包括步驟通過多個接收天線接收信號；考慮在碼元判定時間出現(xiàn)的判定誤差，并從所接收的信號中檢測碼元；以及從所檢測的碼元恢復(fù)所發(fā)送的原始數(shù)據(jù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中使用基于最小均方誤差(MMSE)的均衡矩陣來檢測所述碼元。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中所述均衡矩陣表達(dá)為G=Hi*(HiHi*+1σs2H^i-1Qe^i-1H^i-1*+αIM)-1,]]>其中，Hi是用于第i個信號的信道矩陣，*是復(fù)共扼，e是估計誤差，Qe是e的判定誤差協(xié)方差矩陣，α=σn2σs2,]]>以及I是單位矩陣。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中均衡矩陣設(shè)計為使誤差e＝xi-Gyi的均方值最小化。
5.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其中所述判定誤差協(xié)方差矩陣Qe通過以下方程來計算 其中對應(yīng)于條件期望值的E[emen*|x^m,x^n]]]>指示由于與x^m≠xm]]>和x^n≠xn]]>相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致出現(xiàn)的誤差em和en。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其中判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素E[||em||2|x^m]]]>指示已檢測的碼元的均方誤差值。
7.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其中判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素E[||em||2|x^m]]]>是考慮由于與 相關(guān)聯(lián)的不準(zhǔn)確判定而導(dǎo)致的判定誤差em的方差的值。
8.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其中在判定誤差協(xié)方差矩陣Qe的對角線元素中具有最小值的分量的位置確定了信號檢測次序。
9.根據(jù)權(quán)利要求5的方法，其中檢測碼元的步驟包括計算被映射到位置t的發(fā)送碼元xi的對數(shù)似然比(LLR)值，其中在該位置t處，使均方誤差(MSE)在判定誤差協(xié)方差矩陣Qe中最??；以及設(shè)置被映射到所述LLR值的碼元。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的方法，其中所述LLR值通過以下方程計算LLR(bti)=logΣs∈S0iexp(-||x~t-s||2σv2)Σs∈S1iexp(-||x~t-s||2σv2)]]>其中bti是已發(fā)送的碼元xt的第i位，S是已接收碼元的集合，s是集合S中的元素，S0i是集合S中第i位的值為0的子集，σv2=σw2/||β||2]]>是剩余的干擾和噪聲v的方差、以及β＝gtht。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其中所述剩余的干擾和噪聲通過以下公式計算 =Σj=ij≠tN||gthj||2σS2+Σj=1i=1||gthj||2E[||ej||2|x^j]+σn2||gt||2]]>其中g(shù)i是均衡矩陣G的列。
12.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中檢測碼元的步驟包括設(shè)置用于通過相同的子信道來接收信號的層的檢測次序。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其中將用于層的檢測次序設(shè)置為從具有最高信道容量的層開始的下降次序。
14.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中所述信道容量通過以下方程計算Cn=Σk=1NcCnk,]]>其中n＝1，...，N其中將Cnk定義為用于第k子信道中的第n層的信道容量，用Cnk＝log2(1+SINRnk)計算Cnk。
15.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其中將檢測次序設(shè)置為從其中用于第n層的矩陣Mn為最小的層開始的上升次序。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中矩陣Mn通過以下方程計算Mn=Πk=1Nc[((ρ/N)H‾k*Hk+IN)-1]nn]]>其中n＝1，...，N其中H是信道矩陣，ρ是每個接收天線中的平均的接收功率噪聲比，而I是單位矩陣。
17.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其中僅僅為一個子信道設(shè)置所述檢測次序，并且將所設(shè)置的檢測次序等同地應(yīng)用到所有子信道。
全文摘要
一種用于在基于多入多出(MIMO)－正交頻分復(fù)用(OFDM)的通信系統(tǒng)中檢測和解碼信號的方法。通過多個接收天線來接收信號?？紤]在碼元判定時間出現(xiàn)的判定誤差，并從所發(fā)送的碼元中檢測碼元。從所檢測的碼元恢復(fù)所發(fā)送的原始數(shù)據(jù)。使用考慮了判定誤差的新均衡矩陣G可以明顯地提高編碼位系統(tǒng)的性能。
文檔編號H04L1/06GK1855797SQ20061006764
公開日2006年11月1日 申請日期2006年3月22日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月22日
發(fā)明者李東俊, 李寅圭, 安玟榮, 金宗漢, 李欣哲 申請人:三星電子株式會社, 高麗大學(xué)校產(chǎn)學(xué)協(xié)力團(tuán)