專利名稱：Mimo系統(tǒng)的迭代接收方法以及對應(yīng)的接收機(jī)和計(jì)算機(jī)程序的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的領(lǐng)域是數(shù)字通信領(lǐng)域。更特別地，本發(fā)明涉及數(shù)字通信系統(tǒng)的迭代接收技術(shù)，該系統(tǒng)在發(fā)射時(shí)含有多天線傳輸環(huán)境下的信道編碼和空間復(fù)用，這種系統(tǒng)也稱為MIMO(“多輸入多輸出”)系統(tǒng)。
本發(fā)明更具體地但不排它地涉及一種接收信號的技術(shù)，其中該信號是根據(jù)A.M.Tonello在“Space-Time Bit-Interleaved CodedModulation with an Iterative Decoding Strategy”(Proceedings of VTCFall’00，Boston，USA，September 2000)中提出的發(fā)射方案發(fā)射的。圖1中說明這種更普遍稱為ST-BICM的發(fā)射方案。
對要發(fā)射的信號10進(jìn)行信道編碼CC11并且接著進(jìn)行交錯(cuò)П12。然后該信號經(jīng)過變換模塊M 13，該模塊被設(shè)計(jì)成把二進(jìn)制元素轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)符號從而這樣的模塊使一組比特與屬于某個(gè)星座(constellation)(QPSK，64QAM或其它類型)的復(fù)數(shù)符號關(guān)聯(lián)。通常把變換模塊M13的輸出處提供的符號串稱為M進(jìn)制信號。接著進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換S/P14，由此來自變換模塊M 13的每個(gè)符號被多路分用到不同的發(fā)射天線151、152到15Nt上。
從而按照這種ST-BICM調(diào)制技術(shù)，在Nt個(gè)發(fā)射天線中的每個(gè)天線上同時(shí)發(fā)射不同的符號。接收時(shí)，NR個(gè)接收天線(其中NR≥Nt)中的每個(gè)天線接收所發(fā)射的并且受到與發(fā)射信道關(guān)聯(lián)的擾動(dòng)和干擾的影響的符號的線性組合。
背景技術(shù)：
如圖2中所示那樣，Tonello在上述文章中提出的與ST-BICM發(fā)射方案關(guān)聯(lián)的接收機(jī)是迭代的。它饋入在以251、252……25NR表示的NR個(gè)接收天線中每個(gè)天線上接收的信號，并且包括第一時(shí)空“MIMO去變換”模塊23(MIMO M-1)，該模塊對每個(gè)經(jīng)編碼比特使用ML(最大似然性)型算法分析，尤其是對數(shù)似然比(LLR)。這樣的“去變換”模塊M-123進(jìn)行與“變換”模塊M 13的操作略微相逆的操作并且具有Nt個(gè)輸出，其中Nt是發(fā)射天線的數(shù)量，這Nt個(gè)輸出提供到并/串轉(zhuǎn)換P/S模塊241，然后提供到去交錯(cuò)模塊221。
然后通過SOVA(軟輸出維持比算法)型信道解碼器CC-121改進(jìn)從MIMO去變換模塊M-123得到的對數(shù)似然比，并且在經(jīng)過新的交錯(cuò)П222和新的串/并轉(zhuǎn)換S/P 242之后把似然比再次發(fā)送到“MIMO去變換”模塊M-123。為了改進(jìn)解碼數(shù)據(jù)，迭代該過程。
從而在此接收技術(shù)中，通過最大似然性查找以便發(fā)現(xiàn)每個(gè)天線發(fā)射了星座中的哪個(gè)符號。使用這種接收機(jī)需要預(yù)先初始化階段，在此期間，在該接收機(jī)對于它們具有先驗(yàn)知識的發(fā)射符號方面，估計(jì)Nt個(gè)發(fā)射天線與NR個(gè)接收天線之間的每個(gè)傳輸信道。
現(xiàn)有技術(shù)缺點(diǎn)這種現(xiàn)有迭代技術(shù)的一個(gè)缺點(diǎn)是由于在接收時(shí)使用最大似然性型算法，所以其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。這種算法必須對所有可能的接收符號序列進(jìn)行窮舉計(jì)算，并從這些序列中選擇最為可能的一個(gè)序列。這種算法的復(fù)雜性作為發(fā)射天線數(shù)量、接收天線數(shù)量以及所使用的星座的尺寸(或者還有調(diào)制狀態(tài)數(shù)量)的函數(shù)成指數(shù)級增加。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的特別在于克服現(xiàn)有技術(shù)的這些缺點(diǎn)。
更具體地，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種用于時(shí)空編碼調(diào)制系統(tǒng)的接收技術(shù)，該技術(shù)要比A.M.Tonello在“Space-Time Bit-InterleavedCoded Modulation with an Iterative Decoding Strategy”(Proceedingsof VTC Fall’00，Boston，USA，September 2000)中提出的迭代接收技術(shù)簡單。
本發(fā)明的另一個(gè)目的提出一種非常適用于ST-BICM調(diào)制并且更一般地適用于MIMO型傳輸系統(tǒng)的迭代接收技術(shù)。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是提供這種類型的技術(shù)，即使發(fā)射和/或接收天線數(shù)量高時(shí)和/或所使用的星座的尺寸大時(shí)，它的復(fù)雜性仍然保持降低的水平(例如呈現(xiàn)線性復(fù)雜性)。
本發(fā)明的目的還在于提出一種可以在結(jié)構(gòu)體系比現(xiàn)有技術(shù)接收機(jī)簡單的接收機(jī)上實(shí)現(xiàn)的技術(shù)。具體地，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種其中并行工作的(信道解碼器、去交錯(cuò)器等等的)基本模塊的數(shù)量要比系統(tǒng)中的發(fā)射天線數(shù)量少的接收機(jī)。
本發(fā)明的一個(gè)次要目的是提供一種這樣類型的技術(shù)，其和頻率選擇性信道一樣地適用于不帶有符號間干擾的傳輸信道。
最后，本發(fā)明的目的是提出一種其性能至少等同于現(xiàn)有技術(shù)中更復(fù)雜技術(shù)的性能的接收技術(shù)。
本發(fā)明的基本特征這些目的以及在下文中出現(xiàn)的其它目的是借助于如下接收方法實(shí)現(xiàn)的，該接收方法用于接收數(shù)據(jù)信號、實(shí)現(xiàn)NR個(gè)接收天線，其中NR大于或等于2，所述數(shù)據(jù)信號在發(fā)射前經(jīng)歷信道編碼并在NT個(gè)發(fā)射天線上發(fā)射，其中NT大于或等于2，每個(gè)所述天線發(fā)射所述信號的一部分，所述接收方法實(shí)現(xiàn)估計(jì)所述發(fā)射天線與所述接收天線之間的傳輸信道的步驟。
根據(jù)本發(fā)明，這種接收方法具有至少一次迭代，以便根據(jù)接收信號和所述接收信號的先前估計(jì)來改進(jìn)對所述接收信號的估計(jì)，所述迭代包括以下步驟對所述接收信號進(jìn)行濾波，提供濾波信號；確定影響所述接收信號的干擾，實(shí)現(xiàn)將所述接收信號的所述先前估計(jì)乘以表示因傳輸所述接收信號的傳輸信道而造成的干擾的矩陣，所述確定操作提供估計(jì)干擾；從所述濾波信號中減去所述估計(jì)干擾以得到改進(jìn)信號；均衡所述改進(jìn)信號，提供均衡信號；從所述均衡信號估計(jì)所發(fā)射的數(shù)據(jù)信號，稱之為估計(jì)信號。
這樣，本發(fā)明依賴于一種完全新穎和創(chuàng)新的方法，來在具有Nt個(gè)發(fā)射天線以及NR個(gè)接收天線的MIMO型數(shù)字通信系統(tǒng)中接收在發(fā)射時(shí)經(jīng)歷過信道編碼并且進(jìn)行了空間復(fù)用的數(shù)據(jù)信號的方法。
實(shí)際上，本發(fā)明提出一種比現(xiàn)有技術(shù)要簡單得多的接收技術(shù)，這是因?yàn)樗皇菍?shí)現(xiàn)由Tonello在上述文章中提出的最大似然性(ML)MIMO均衡而是只依賴于基于濾波的線性均衡。通過這種降低的復(fù)雜度，從而它更適用于具有大量發(fā)射和/或接收天線的MIMO系統(tǒng)并且更適用于具有大量調(diào)制狀態(tài)的大型星座。
另外，按照本發(fā)明的接收技術(shù)，不需要進(jìn)行次數(shù)與發(fā)射天線數(shù)量一樣多的信道解碼操作，單個(gè)塊信道解碼操作就足夠了。
最后，本發(fā)明的技術(shù)要比適用于實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)信號的線性預(yù)編碼的發(fā)射系統(tǒng)上的迭代接收技術(shù)更簡單。請注意按照本發(fā)明接收的信號在發(fā)射前不經(jīng)歷任何預(yù)編碼，從而本發(fā)明的接收方法不對接收信號實(shí)現(xiàn)任何去預(yù)編碼(此處以及本文的剩余部分中，術(shù)語“去預(yù)編碼”指的是與發(fā)射時(shí)進(jìn)行的預(yù)編碼操作相逆的操作)。
本發(fā)明的接收技術(shù)更特別地依賴于帶有干擾抵消的線性MIMO均衡，根據(jù)它利用新穎的信道編碼重構(gòu)影響接收信號的干擾并且然后從濾波信號中減去它們，從而得到改進(jìn)的信號。考慮到接收信號的先前估計(jì)，來迭代地完成對干擾的估計(jì)。隨后均衡改進(jìn)的信號，然后再進(jìn)行估計(jì)。接著在下一次改進(jìn)迭代中使用信號的這次估計(jì)。
干擾的估計(jì)利用干擾矩陣，該矩陣?yán)缰豢紤]表示傳輸信道的矩陣，這與其中信號在發(fā)射前要經(jīng)歷線性預(yù)編碼的情況是不同的，后一情況下干擾矩陣還取決于去預(yù)編碼矩陣。
表示傳輸信道的矩陣，也稱為信道等效矩陣，可能特別考慮到發(fā)射時(shí)實(shí)行的空間和/或時(shí)間復(fù)用。在MIMO型系統(tǒng)中，它還考慮由于傳播信道中的不同路徑造成的符號間干擾。
有利的，所述接收信號的所述濾波實(shí)現(xiàn)將所述接收信號乘以表示所述傳輸信號的矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣。
優(yōu)選的，第一次改進(jìn)迭代在下述步驟下實(shí)現(xiàn)所述接收信號的初始估計(jì)通過將所述接收信號乘以至少將表示所述傳輸信道的所述矩陣考慮在內(nèi)的總均衡矩陣來初始均衡所述接收信號，以提供均衡初始信號；從所述均衡初始信號，初始估計(jì)所述接收信號。
由于尚未得到先前估計(jì)的M進(jìn)制信號，所以確實(shí)需要初始化本發(fā)明的迭代過程。然后該初始估計(jì)的結(jié)果提供給本方法的后續(xù)迭代。
優(yōu)選的，當(dāng)所述傳輸信道是頻率選擇性的時(shí)，每個(gè)所述發(fā)射天線上發(fā)射的所述數(shù)據(jù)信號是多載波信號，并且所述迭代包括在每個(gè)所述接收天線上進(jìn)行多載波解調(diào)的預(yù)備步驟。
實(shí)際上，在發(fā)射前進(jìn)行多載波調(diào)制并且在接收時(shí)進(jìn)行多載波解調(diào)，可以為該調(diào)制的每個(gè)子載波獲得一個(gè)等效于非頻率選擇性信道的信道，從而在該信道中數(shù)據(jù)信號不經(jīng)受任何符號間干擾或者經(jīng)受很少的符號間干擾。
有利的，所述估計(jì)接收信號的步驟中的至少一個(gè)步驟一方面提供所述接收信號的二進(jìn)制估計(jì)，另一方面提供所述接收信號的加權(quán)估計(jì)，所述加權(quán)估計(jì)用于隨后的迭代，如果該隨后的迭代存在。
取決于所考慮的應(yīng)用，可能在該方法的每次迭代中提取并使用接收信號的這種二進(jìn)制估計(jì)(例如用于統(tǒng)計(jì)目的，或提供給特定處理單元)或者只在迭代過程結(jié)束時(shí)提取和使用某些秩。
依據(jù)一種優(yōu)選特征，這種接收方法還包括估計(jì)影響所述傳輸信道的噪聲的步驟，并且當(dāng)所述均衡為MMSE(“最小均方誤差”)類型時(shí)，所述總均衡矩陣還將所述估計(jì)的噪聲考慮在內(nèi)。
按照一種有益的變型，所述均衡為“迫零(zero-forcing)”(ZF)型，由于復(fù)雜性低，其構(gòu)成了對MMSE均衡的期望替代。
有利的，該類型的接收方法還具有在所述均衡步驟之前的至少一個(gè)自動(dòng)增益控制(AGC)步驟，由此改進(jìn)本發(fā)明的迭代方法的性能。
本發(fā)明還涉及一種實(shí)現(xiàn)前面說明的迭代接收方法的數(shù)據(jù)信號接收機(jī)。所述接收機(jī)除其它裝置外還包括根據(jù)接收信號以及所述接收信號的先前估計(jì)來改進(jìn)所述接收信號的估計(jì)的裝置，該裝置包括被相繼驅(qū)動(dòng)的至少兩個(gè)基本模塊，每個(gè)所述基本模塊包括濾波裝置，用于對所述接收信號進(jìn)行濾波，提供濾波信號；確定裝置，用于確定影響所述接收信號的干擾，實(shí)現(xiàn)將所述接收信號的所述先前估計(jì)乘以表示因傳輸所述接收信號的傳輸信道而造成的干擾的矩陣，所述確定裝置提供估計(jì)干擾；減法裝置，用于從所述濾波信號中減去所述估計(jì)干擾以得到改進(jìn)信號；均衡裝置，用于均衡所述改進(jìn)信號，提供均衡信號；估計(jì)裝置，用于從均衡信號估計(jì)所發(fā)射的數(shù)據(jù)信號，稱之為估計(jì)信號。
本發(fā)明還涉及一種計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，其包含當(dāng)在計(jì)算機(jī)上執(zhí)行所述程序時(shí)適合于實(shí)現(xiàn)前面說明的接收方法的指令系列。


通過下面的按簡單示意和非限制例子給出的對優(yōu)選實(shí)施例的說明并且根據(jù)附圖，本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)會(huì)更清楚地呈現(xiàn)，附圖中圖1已經(jīng)針對現(xiàn)有技術(shù)予以說明，其是Tonello在上述文章中提出的ST-BICM型發(fā)射方案的方塊圖；圖2也已經(jīng)針對現(xiàn)有技術(shù)予以說明，其說明Tonello在上述文章中提出的并適用于圖1的發(fā)射方案的迭代接收機(jī)的體系結(jié)構(gòu)；圖3是本發(fā)明的迭代接收原理的方塊圖；圖4說明實(shí)現(xiàn)圖3原理的接收器的不同基本模塊；圖5示出在接收信號估計(jì)的第一改進(jìn)迭代期間實(shí)現(xiàn)的圖4接收機(jī)的基本模塊；圖6示出在隨后的改進(jìn)迭代期間實(shí)現(xiàn)的圖4的接收機(jī)的基本模塊；圖7和8分別表示頻率選擇性信道情況下的發(fā)射和接收模式的變型；圖9說明MIMO型系統(tǒng)中的傳輸信道概念；
圖10表示本發(fā)明的迭代接收機(jī)的性能。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的總原理依賴于數(shù)據(jù)信號的迭代接收，該數(shù)據(jù)信號已經(jīng)在MIMO型系統(tǒng)中經(jīng)歷了信道編碼(但不是預(yù)編碼)，該迭代接收實(shí)現(xiàn)對由該信道編碼引起的干擾的迭代估計(jì)。接著從接收信號中減去根據(jù)先前估計(jì)再建的估計(jì)干擾，從而消除干擾的影響。由此，對接收信號完成實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性低的線性均衡。
注意在圖1至9中按如下來表示各單元參考編號中的第一數(shù)字是該圖的編號。參考編號中后面的數(shù)字代表該圖內(nèi)的該單元，不同的圖中通常按相同的方式對相同的單元標(biāo)號。例如，圖3中的符號估計(jì)塊36在圖5中用參考標(biāo)號56表示而在圖6中用參考標(biāo)號66表示。
參照圖3，圖中表示本發(fā)明的迭代接收原理。
在以351到35NR表示的NR個(gè)接收天線上接收信號r。例如如前面在圖2中說明的，該信號發(fā)射時(shí)經(jīng)歷了信道編碼和空間復(fù)用并且在Nr個(gè)發(fā)射天線上發(fā)射，其中NR≥Nt。每個(gè)接收天線351至35NR接收在Nt個(gè)發(fā)射天線中的每個(gè)天線上發(fā)射的符號的線性組合。
首先假定圖3的例子中MIMO信道是非頻率選擇性的，從而信號不受符號間干擾(ISI)的影響。后面會(huì)參照圖7和8給出當(dāng)該假設(shè)不正確時(shí)對本發(fā)明的一替代實(shí)施例的說明。
本發(fā)明的接收方法包括迭代地工作并首先實(shí)現(xiàn)MIMO均衡30并接著實(shí)現(xiàn)符號估計(jì)36。
當(dāng)初始化圖3的接收系統(tǒng)時(shí)，例如可能在Nt個(gè)發(fā)射天線上發(fā)射該接收機(jī)事先知道的符號，以便估計(jì)Nt個(gè)發(fā)射天線和NR個(gè)接收天線中各對天線之間的不同傳輸信道的傳遞函數(shù)。接著把該信道估計(jì)結(jié)果37輸入到MIMO均衡塊30中。通過本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的傳統(tǒng)算法進(jìn)行這種信道估計(jì)，因此本文不作更詳細(xì)的說明。
諸如這種的MIMO均衡化塊30可能使用不同的均衡技術(shù)，這將在本文的后面更詳細(xì)說明。當(dāng)以30表示的均衡塊中實(shí)現(xiàn)的技術(shù)為MMSE(最小均方誤差)類型時(shí)，還必須對該均衡塊30給出例如信噪比(SNR)形式的噪聲估計(jì)38。這種噪聲估計(jì)也是傳統(tǒng)的和本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的，從而不再更為詳細(xì)地說明這種估計(jì)所使用的方法。
均衡塊MIMO 30提供均衡的M進(jìn)制信號 可以想起M進(jìn)制信號是屬于(QPSK、16QAM等類型的)星座的復(fù)數(shù)符號的序列。
接著把該均衡信號 輸入到符號估計(jì)塊36中，在塊36中 經(jīng)歷去變換運(yùn)算M-1331、去交錯(cuò)運(yùn)算П-1321、和信道解碼運(yùn)算CC-131。在符號估計(jì)36的輸出處得到估計(jì)的二進(jìn)制信號 取決于所面對的應(yīng)用，可以采用或者不采用該信號。
由于該方法是迭代的，所以使該估計(jì)的二進(jìn)制信號 經(jīng)歷新交錯(cuò)П322和新變換M 332，以得到估計(jì)的M進(jìn)制信號，可以把再注入到MIMO均衡塊30中以便用于接收信號的隨后改進(jìn)迭代。當(dāng)在實(shí)現(xiàn)足夠的信號質(zhì)量時(shí)結(jié)束該接收方法的相繼迭代時(shí)(例如如圖10的仿真曲線所示出的在5次迭代結(jié)束時(shí))，還可以提取信號以進(jìn)行相繼的處理操作。
圖4更準(zhǔn)確地說明依據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)的體系結(jié)構(gòu)。這種接收機(jī)為迭代型接收機(jī)并且由以Ite1、Ite2至Itep表示的p個(gè)基本模塊(p＞1)構(gòu)成。
如上面參照圖3說明的，在所考慮的MIMO系統(tǒng)的NR個(gè)接收天線上接收信號r。如圖5中所示，把該信號r輸入到該接收機(jī)的第一基本模塊Ite1中，在該模塊中r經(jīng)歷本發(fā)明的接收方法的第一次迭代(p＝1)。該第一次迭代包括初始化階段，因?yàn)樯形吹玫焦烙?jì)的M進(jìn)制信號，從而該第一次迭代包括以下步驟首先通過乘以總均衡矩陣(G+σ2I)-1HH進(jìn)行接收信號r的總均衡50，其中H指代表示該傳輸信道的矩陣，σ2＝1/SNR是等效噪聲方差并等于在每個(gè)接收天線上觀測到的平均信噪比(SNR)的倒數(shù)，并且其中G＝·HH·H是總均衡矩陣。該均衡50提供均衡的M進(jìn)制信號 注意這里考慮MMSE型均衡，本文的后面還說明其它類型的均衡；接著把均衡的M進(jìn)制信號 輸入到塊56中以對二進(jìn)制信號和M進(jìn)制信號進(jìn)行估計(jì)，該塊根據(jù)均衡的M進(jìn)制信號提供估計(jì)的二進(jìn)制信號 (其可能是不采用的，因此從而不必是在輸出端可得到的)以及估計(jì)的M進(jìn)制信號(1)。
然后把估計(jì)的M進(jìn)制信號(1)注入下一個(gè)基本模塊Ite2中。圖6說明基本模塊Itep的結(jié)構(gòu)，其中p＞1，其包括第一總均衡塊60和第二符號估計(jì)塊66。
總均衡塊60接收來自前一次迭代的估計(jì)的M進(jìn)制信號(p-1)以及輸入端處的接收信號r。其進(jìn)行以下操作通過應(yīng)用信道的轉(zhuǎn)置共軛(transconjugate)矩陣HH對接收信號r進(jìn)行自適應(yīng)濾波602以提供濾波信號；通過用干擾矩陣J＝G-diag(G)左乘先前估計(jì)的M進(jìn)制信號(p-1)，以根據(jù)該先前估計(jì)的M進(jìn)制信號建立601干擾。更一般地，該干擾矩陣必須至少考慮信道矩陣H；從濾波塊602的輸出端得到的濾波信號中減去參考標(biāo)號為601的塊的輸出端的干擾，以得到改進(jìn)信號；通過應(yīng)用矩陣(diag(G)+σ2I)-1均衡603該改進(jìn)信號，以提供均衡的M進(jìn)制信號 更一般地，該均衡矩陣必須至少考慮信道矩陣H。
接著把均衡M進(jìn)制信號 饋入估計(jì)塊66，塊66執(zhí)行以下估計(jì)發(fā)射的二進(jìn)制信號的估計(jì)，稱為估計(jì)的二進(jìn)制信號 發(fā)射的M進(jìn)制信號的估計(jì)，稱之估計(jì)的M進(jìn)制信號(p)。
上面說明的實(shí)施例依賴于MMSE型均衡的實(shí)現(xiàn)。但是，在本發(fā)明的環(huán)境中還可以使用其它類型的均衡。由此，ZF(迫零)均衡由于它不那么復(fù)雜而是一種期望的替代。在此情況下，用于實(shí)施第一次迭代的第一基本模塊Ite1的均衡塊50通過乘以總均衡矩陣G-1HH(從而它考慮信道矩陣H，但不再考慮噪聲)來實(shí)現(xiàn)接收信號r的均衡，并提供均衡的M進(jìn)制信號 類似地，在基本模塊Itep(其中P＞1)中，改進(jìn)信號的均衡塊603通過應(yīng)用矩陣(diag(G))-1實(shí)現(xiàn)改進(jìn)信號的均衡，以在輸出端提供均衡的M進(jìn)制信號 在MMSE環(huán)境下說明的該接收機(jī)的其它功能塊保持不變。
還可以計(jì)劃使用文獻(xiàn)中公知的MRC(“最大比率組合”)或EGC(“等增益組合”)均衡。
還可以在上述均衡步驟之前實(shí)現(xiàn)自動(dòng)增益控制(AGC)，以改進(jìn)本發(fā)明的迭代方法的性能。
AGC的目的尤其是使信號的能量標(biāo)準(zhǔn)化，以使信號一致并使誤差在迭代中的傳播最小化。本發(fā)明中，并行地對NR個(gè)接收天線中每個(gè)天線上接收的信號進(jìn)行能量標(biāo)準(zhǔn)化。
從而按如下方式把這種AGC的輸入處的信號xk轉(zhuǎn)換成信號ykyk＝αk·xk系數(shù)αk例如可以確定成Gk=Gk-1+μ(1-|yk|2)αk=Gk]]>其中μ是自適應(yīng)間距并且其中Gk是臨時(shí)變量。
如本文前面指出的，迄今說明的實(shí)施例應(yīng)用于其中數(shù)據(jù)信號不經(jīng)歷或很少經(jīng)歷符號間干擾的非頻率選擇性MIMO信道。參照圖7和8，對本發(fā)明的其中該假設(shè)不成立的替代實(shí)施例給出說明。
當(dāng)信號是頻率選擇性的時(shí)，計(jì)劃采用多載波調(diào)制，例如OFDM(“正交頻分復(fù)用”)(例如B.Le Floch，M.Alard and C.Berrou在“Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex”，Proceedings ofthe IEEE，Vol.83，N°6，June 1995中說明的)。實(shí)際上頻率平坦衰落信道等同于對其進(jìn)行信號的OFDM調(diào)制的多徑信道(帶有頻率衰落)。
還可以使用任何其它類型的多載波調(diào)制，例如實(shí)現(xiàn)歐洲專利文獻(xiàn)EP 0 824 812中說明的IOTA原型功能的調(diào)制。
所使用的發(fā)射方案是圖7的發(fā)射方案。它和本文前面參照圖1說明的發(fā)射方案的不同之處只在于，串/并轉(zhuǎn)換S/P 14、74后但在Nt個(gè)發(fā)射天線151至15Nt、751至75Nt中的每個(gè)天線上發(fā)射信號之前，在每個(gè)發(fā)射信道上進(jìn)行OFDM型多載波調(diào)制79。其它塊是相同的，從而本文不再更詳細(xì)地說明。
在此變型中，按照圖8的方案來修改本發(fā)明的接收機(jī)。它和圖3的接收機(jī)不同之處僅在于，NR個(gè)接收天線851至85NR中的每個(gè)天線上接收的信號在均衡80之前經(jīng)歷以O(shè)FDM-1表示的OFDM解調(diào)89。其它的塊與圖3的塊相同，因而本文不再更詳細(xì)地說明。
例如，圖7的OFDM調(diào)制塊79取NFFT符號并且返回NFFT+Δ個(gè)符號的塊，其中Δ指代OFDM調(diào)制的保護(hù)間隔。在接收處進(jìn)行OFDM-1對偶操作89。只要保護(hù)間隔Δ尺寸正確(即它大于信道最大延遲τmax)，則與由OFDM調(diào)制器79、MIMO傳播信道以及OFDM-1解調(diào)器89組成的組相對應(yīng)的等效信道等效于對于每個(gè)子載波的非頻率選擇性信道。從而如本文后面更詳細(xì)解釋的，對每個(gè)子載波應(yīng)用所提議的迭代接收器是充分的。
采用以下的標(biāo)志d二進(jìn)制信號H(k)用于子載波k的信道的矩陣G(k)＝·HH(k)·H(k)總矩陣J(k)＝G(k)-diag(G(k))干擾矩陣 對于載波k的迭代p中均衡的M進(jìn)制信號；(p)(k)對子載波k的迭代p中估計(jì)的M進(jìn)制信號。
迭代p中估計(jì)的二進(jìn)制信號。
r(k)對于子載波k的OFDM解調(diào)后接收的信號σ2＝1/SNR等效噪聲方差，也等于每個(gè)天線上觀察到的平均信噪比(SNR)的倒數(shù)。
對于第一次迭代(p＝1)，由于沒有M進(jìn)制信號可用，所以進(jìn)行初始化步驟。對每個(gè)載波k，該初始化步驟包括以下子步驟通過乘以總等效矩陣(G(k)+σ2I)-1HH(k)來均衡50接收信號，以提供均衡的M進(jìn)制信號 從均衡的M進(jìn)制信號 估計(jì)56二進(jìn)制信號以提供估計(jì)的二進(jìn)制信號 從均衡的M進(jìn)制信號 估計(jì)56M進(jìn)制信號以提供估計(jì)的M進(jìn)制信號(1)(k)。
對以后的迭代(p＞1)，為每個(gè)載波k進(jìn)行以下步驟通過應(yīng)用信道的轉(zhuǎn)置共軛矩陣HH(k)來自適應(yīng)濾波602接收信號r(k)以提供濾波信號；通過用至少考慮到信道矩陣H(k)的干擾矩陣J(k)左乘所述先前估計(jì)的M進(jìn)制信號，來從先前估計(jì)的M進(jìn)制信號(p-1)(k)建立601干擾；從過濾信號中檢取干擾以提供改進(jìn)信號；通過應(yīng)用至少考慮到信道矩陣H(k)的矩陣(diag(G(k))+σ2I)-1，來均衡603該改進(jìn)信號以提供均衡的M進(jìn)制信號 從該均衡的M進(jìn)制信號估計(jì)66發(fā)射的二進(jìn)制信號，稱為估計(jì)的二進(jìn)制信號 從該均衡的M進(jìn)制信號估計(jì)66發(fā)射的M進(jìn)制信號，稱為估計(jì)的M進(jìn)制信號 現(xiàn)參照圖9，表示適用于ST-BICM型發(fā)射方案的本發(fā)明接收機(jī)的實(shí)施例例子。本發(fā)明使用Nt＝4個(gè)的以參考標(biāo)號951、952、953和954表示的發(fā)射天線以及NR＝4個(gè)的以參考標(biāo)號955、956、957和958表示的接收天線。信道是平坦衰落信道。
迭代系統(tǒng)使用的信道矩陣如下H=h11h21h31h41h12h22h32h42h13h23h33h43h14h24h34h44]]>其中如圖9中所示，hij指代下標(biāo)為i的傳輸天線和下標(biāo)為j的接收天線之間的路徑。
按如下來估計(jì)36，86符號M進(jìn)制/二進(jìn)制轉(zhuǎn)換M-1331、831，以提供關(guān)于交錯(cuò)編碼二進(jìn)制信號的對數(shù)似然比；去交錯(cuò)П-1321、821(和發(fā)射時(shí)進(jìn)行的交錯(cuò)П12、72相同)，以提供關(guān)于編碼二進(jìn)制信號的對數(shù)似然比；信道解碼CC-131、81，以提供估計(jì)的二進(jìn)制信號以及關(guān)于編碼二進(jìn)制信號的后驗(yàn)似然值；
對關(guān)于編碼二進(jìn)制信號的后驗(yàn)對數(shù)似然比的交錯(cuò)П322、822，以提供關(guān)于交錯(cuò)編碼二進(jìn)制信號的后驗(yàn)對數(shù)似然比；二進(jìn)制/M進(jìn)制轉(zhuǎn)換(變換)M332、832，以提供估計(jì)信號。
圖10示出通過從K＝7型卷積信道編碼器進(jìn)行仿真得到的本發(fā)明的接收方法的性能，其中K是代碼的約束長度并且來自于QPSK(“四相相移鍵控”)型星座。從而，譜效率是η＝4比特/秒/赫茲。
更具體地，圖10示出以101到104表示的五條曲線，以說明比特誤碼率(BER)，其為本發(fā)明的接收機(jī)的前五次迭代的以分貝(dB)為單位表示的比值Eb/N0(對應(yīng)于每個(gè)發(fā)射比特消耗的能量與白噪聲譜密度之間的比值)的函數(shù)。這樣，以101表示的曲線對應(yīng)第一次迭代，以102表示的曲線對應(yīng)于第二次迭代，并且類推直至與本發(fā)明的迭代接收機(jī)的第五次迭代對應(yīng)的以105表示的曲線。
圖10的以106表示的曲線對應(yīng)于接收ST-BICM型信號的系統(tǒng)的最優(yōu)理論性能曲線。
如圖10所示，本發(fā)明的接收機(jī)滿意地工作，因?yàn)槠湓诮Y(jié)束四次迭代后收斂。此外該收斂是相對快速的。在約Eb/N0＝4dB處，該過程收斂到最優(yōu)曲線106(由以105和106表示的曲線靠到一起表示)，從而顯示出本發(fā)明的接收器非常好地工作。
另外，ML型接收機(jī)(例如Tonello提出的并在圖2中示出的)不能超過以106表示的曲線的性能限制由此可以得出，本發(fā)明的具有高信噪比的接收機(jī)的性能在復(fù)雜性程度較低時(shí)等效于Tonello提出的現(xiàn)有技術(shù)接收機(jī)的性能。
應(yīng)注意本發(fā)明不受純硬件建立的限制，而是可以以計(jì)算機(jī)程序的指令序列的形式或者以硬件部分和軟件部分的組合形式實(shí)現(xiàn)。如果部分地或者全部地在軟件形式下實(shí)現(xiàn)本發(fā)明，則對應(yīng)的指令序列可以存儲(chǔ)在可拆卸(例如軟盤、CD-ROM或DVD-ROM)或不可拆卸存儲(chǔ)裝置中，該存儲(chǔ)裝置可部分或全部由計(jì)算機(jī)或微處理器讀取。
權(quán)利要求
1.一種接收數(shù)據(jù)信號、實(shí)現(xiàn)NR個(gè)接收天線的方法，其中NR大于或等于2，所述數(shù)據(jù)信號在發(fā)射前經(jīng)歷信道編碼并在NT個(gè)發(fā)射天線上發(fā)射，其中NT大于或等于2，每個(gè)所述天線發(fā)射所述信號的一部分，所述接收方法實(shí)現(xiàn)估計(jì)所述發(fā)射天線與所述接收天線之間的傳輸信道的步驟，所述方法的特征在于，其包括至少一次迭代，以便根據(jù)接收信號和所述接收信號的先前估計(jì)來改進(jìn)對所述接收信號的估計(jì)，所述迭代包括以下步驟對所述接收信號進(jìn)行濾波，提供濾波信號；確定影響所述接收信號的干擾，實(shí)現(xiàn)將所述接收信號的所述先前估計(jì)乘以表示因傳輸所述接收信號的傳輸信道而造成的干擾的矩陣，所述確定操作提供估計(jì)干擾；從所述濾波信號中減去所述估計(jì)干擾以得到改進(jìn)信號；均衡所述改進(jìn)信號，提供均衡信號；從所述均衡信號估計(jì)所發(fā)射的數(shù)據(jù)信號，稱之為估計(jì)信號。
2.依據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其特征在于，所述接收信號的所述濾波實(shí)現(xiàn)將所述接收信號乘以表示所述傳輸信道的矩陣的共軛轉(zhuǎn)置矩陣。
3.依據(jù)權(quán)利要求1或2的接收方法，其特征在于，用來改進(jìn)的第一次迭代實(shí)現(xiàn)對所述接收信號的初始估計(jì)，該初始估計(jì)包含以下步驟通過將所述接收信號乘以至少將表示所述傳輸信道的所述矩陣考慮在內(nèi)的總均衡矩陣來初始均衡所述接收信號，以提供均衡初始信號；從所述均衡初始信號，初始估計(jì)所述接收信號。
4.依據(jù)權(quán)利要求1至3中任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，當(dāng)所述傳輸信道是頻率選擇性的時(shí)，每個(gè)所述發(fā)射天線上發(fā)射的所述數(shù)據(jù)信號是多載波信號，并且其特征在于所述迭代包括在每個(gè)所述接收天線上進(jìn)行多載波解調(diào)的預(yù)備步驟。
5.依據(jù)權(quán)利要求1至4中任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述估計(jì)接收信號的步驟中的至少一個(gè)步驟一方面提供所述接收信號的二進(jìn)制估計(jì)，另一方面提供所述接收信號的加權(quán)估計(jì)，所述加權(quán)估計(jì)用于隨后的迭代，如果該隨后的迭代存在。
6.依據(jù)權(quán)利要求1至5中任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，其還包括估計(jì)影響所述傳輸信道的噪聲的步驟，并且其特征在于當(dāng)所述均衡為MMSE(“最小均方誤差”)類型時(shí)所述總均衡矩陣還將所述估計(jì)噪聲考慮在內(nèi)。
7.依據(jù)權(quán)利要求1至5中任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述均衡為“迫零”(ZF)型。
8.依據(jù)權(quán)利要求1至7中任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，還包括在所述均衡步驟之前的至少一個(gè)自動(dòng)增益控制(AGC)步驟。
9.一種包含NR個(gè)接收天線的數(shù)據(jù)信號接收機(jī)，其中NR大于或等于2，所述數(shù)據(jù)信號在發(fā)射前經(jīng)歷信道編碼并在NT個(gè)發(fā)射天線上發(fā)射，其中NT大于或等于2，每個(gè)所述天線發(fā)射所述信號的一部分，所述接收機(jī)包括估計(jì)所述發(fā)射天線與所述接收天線之間的傳輸信道的裝置，所述接收機(jī)的特征在于，所述接收機(jī)包括根據(jù)接收信號以及所述接收信號的先前估計(jì)來改進(jìn)所述接收信號的估計(jì)的裝置，該裝置包括被相繼驅(qū)動(dòng)的至少兩個(gè)基本模塊，每個(gè)所述基本模塊包括濾波裝置，用于對所述接收信號進(jìn)行濾波，提供濾波信號；確定裝置，用于確定影響所述接收信號的干擾，實(shí)現(xiàn)將所述接收信號的所述先前估計(jì)乘以表示因傳輸所述接收信號的傳輸信道而造成的干擾的矩陣，所述確定裝置提供估計(jì)干擾；減法裝置，用于從所述濾波信號中減去所述估計(jì)干擾以得到改進(jìn)信號；均衡裝置，用于均衡所述改進(jìn)信號，提供均衡信號；估計(jì)裝置，用于從所述均衡信號估計(jì)所發(fā)射的數(shù)據(jù)信號，稱之為估計(jì)信號。
全文摘要
本發(fā)明涉及通過N
文檔編號H04L1/00GK101048966SQ200580037343
公開日2007年10月3日 申請日期2005年10月17日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月4日
發(fā)明者皮埃爾-讓·布維特, 瑪麗蓮·赫拉爾德, 文森特·勒·尼爾 申請人:法國電信公司